CN1156922A - 用于电力变换系统的控制系统 - Google Patents

Abstract

用于电力变换系统的控制系统，电力变换系统包括多个单元变换器及用于使变换器的AC输出串联连接的变压器。该控制系统包括：用于在变压器的原边绕组上检测AC系统电压的单元；用于基于AC系统电压产生在变压器原边绕组上由电力变换系统输出的电压的指令电压矢量的单元；及用于产生在变压器的原边绕组上由电力变换系统输出的电压的多个实际电压矢量的单元。

Description

用于电力变换系统的控制系统

本发明涉及用于电力变换系统的控制系统，更具体地，涉及用于例如在DC传输系统中的电力变换系统的控制系统，当该电力变换系统工作时通过变压器使多个单元变换器的AC输出相串联。

图19是在其中可应用本发明的一个传统电力变换系统的主电路结构的方框图。在该图中，变压器1的原边绕组1P与AC电力系统相连接，2A-2D是与变压器1的原边绕组1P相耦合的变压器1的次边绕组，3A-3D是变换器，每个变换器由控制极可关断晶闸管(以下简称为GTO)组成的，及4是DC电源。此外5-10为变换器3A的GTO。

图20是用以控制图19中所示的电力变换系统的传统控制系统的方框图。在图20中，标以和图19中所示相同标号的部分具有相同的功能，因此将省略对它们的解释。

在图20中，11是电力电源系统，12是检测电源系统11线间电压的电压检测器，13是线间电压至相电压的变换电路，14是三相至二相的变换电路，对后者施加线间电压至相电压变换电路13的输出，及15是电流控制电路，用于控制变换器3A-3D的输出电流。16是一个加法器，用以将三相至二相变换电路14的输出与电流控制电路15的输出相加。17是二相至三相变换电路。18是相位角计算电路，用于将由加法器16输出的两相AC信号变换成相位角。19是三角波发生电路，用于产生相应于相位角0°到360°的三角波。20是交点检测电路，它接收二相至三相变换电路17的输出及三角波发生电路19的输出，用于通过检测三角波与由二相至三相变换电路输出的三相电压指令中的每个的交点来产生使变换器3A-3D的GTO开和关(ON/OFF)的信号。70是控制极脉冲发生电路，用于基于交点检测电路20的输出信号产生控制极脉冲使变换器3A-3D的GTO开/关(ON/OFF)。

图21及22是当图19所示的电力变换系统受到图20所示的传统控制电路的控制时，对其工作进行说明的波形图。

以下，将参照图19、20、21及22来解释其功能。

图21中所示的VLUV，VLVW及VLWU是由电压检测器12在变压器1的原边绕组1P上分别检测的UV相、VW相及WU相的线间电压。线间电压至相电压的变换电路13执行下列公式的计算并将线间电压VLUV、VLVW及VLWU分别变换成U、V及W相电压VLU、VLV及LVW。

在图21中，在每个波形中水平轴表示以秒为计量的时间。每个波形的垂直轴，除相位角信号TH的以外，表示以电力单位(PU)计量的电压。波形(TH)的垂直轴表示以弧度计量的角度。

在图22中，在每个波形中水平轴表示时间，垂直轴表示电流或电压。在该图中，RIQ及RID分别是由电流控制电路15产生的有功电流指令及无功电流指令。IQ及ID是流过变压器1原边绕组1P的有功电流及无功电流。IU、IV及IW是流过变压器1原边绕组1P的U、V及W相电流。

  VLU＝(2×VLUV+VLVW)/3

  VLV＝(2×VLVW+VLWU)/3

  VLW＝(2×VLWU+VLUV)/3

三相至二相的变换电路14将相电压VLU，VLV及VLW变换成一个正交AB座标系统中的两相信号VLA及VLB。这里假定轴A取U相的方向，及轴B超前轴A90°。

  VLA＝VLU-(VLV+VLW)/2 $\mathrm{VLB}=(\mathrm{VLV}-\mathrm{VLW})\×\sqrt{3}/2$

三相至二相变换电路14的输出VLA及VLB及电流控制电路15的输出通过加法器16相加。为了使说明例于理解，以下假定电流控制电路15的输出为零。这就是，将要解释的情况是，变换器3A-3D产生的电压等于由电力电源系统11产生的电压，而输出电流为零。因此，加法器16的输出VA及VB等于三相至二相变换电路14的输出VLA及VLB。相位角计算电路18进行下列公式的计算及由输出信号VA及VB来计算相位角信号TH。

当VA为正并大于VB的绝对值时：

TH＝tan^-1(VB/VA)

当VB为正并大于VA的绝对值时：

TH＝-tan^-1(VA/VB)+90°

当VA为负并小于-(VB的绝对值)时：

TH＝tan^-1(VB/VA)+180°

当VB为负并小于-(VA的绝对值)时：

TH＝-tan^-1(VB/VA)+270°

相位角信号TH的波形图表示在图21中，它以弧度为单位。

二相至三相变换电路17将加法器16产生的两相信号VA及VB转换成如下列公式所示的三相信号VUR，VVR及VWR

VUR＝2/3×VA $\mathrm{VVR}=-1/3\×\mathrm{VA}+1/\sqrt{3}\×\mathrm{VB}$ $\mathrm{VWR}=-1/3\×\mathrm{VA}-1/\sqrt{3}\×\mathrm{VB}$

这里，信号VUR，VVR及VWR分别用作变换器3A-3D的公用U相、V相及W相电压指令。

三角波发生电路19计算以下的公式并将相位角TH变换为三角波信号TRIUA，它是用于控制变换器3A的U相GTO的三角波信号。

  THO＝(TH-90°)×9

当THO大于360°×n(n是0或大于0的整数)及小于360°×n+180°时：

TRIUA＝-1+(THO-n×360°)/90°

当THO大于360°×n(n是0或大于0的整数)+180°及小于360°×n+360°时：

  TRIUA＝3-THO/90°

三角波信号TRIUA的波形表示在图21中。与此同时，三角波发生电路19通过以下公式的类似计算产生三角波形号TRIUB，TRIUC及TRIUD；

  THO＝(TH-90°)×9-15°(对于变换器3B)

  THO＝(TH-90°)×9-30°(对于变换器3C)

  THO＝(TH-90°)×9-45°(对于变换器3D)

虽然没有示出，TRIUB，TRIUC及TRIUD是分别控制变换器3B，3C及3D的U相GTO的三角波信号。与此同时，三角波信号发生电路19通过以下公式的类似计算产生三角波信号TRIVA，TRIVB，TRIVC及TRIVD：

  THO＝(TH-90°-120°)×9     (对于变换器3A)

  THO＝(TH-90°-120°)×9-15°(对于变换器3B)

  THO＝(TH-90°-120°)×9-30°(对于变换器3C)

  THO＝(TH-90°-120°)×9-45°(对于变换器3D)

虽然没有示出，TRIVA，TRIVB，TRIVC及TRIVD是用于分别控制变换器3A，3B，3C及3D的V相GTO的三角波信号。与此同时，三角波发生电路19通过以下公式的类似计算产生三角波信号TRIWA，TRIWB，TRIWC及TRIWD：

  THO＝(TH-90°-120°)×9     (对于变换器3A)

  THO＝(TH-90°-240°)×9-15°(对于变换器3B)

  THO＝(TH-90°-240°)×9-30°(对于变换器3C)

  THO＝(TH-90°-240°)×9-45°(对于变换器3D)

虽然没有示出，TRIWA，TRIWB，TRIWC及TRIWD是用于分别控制变换器3A，3B，3C及3D的W相GTO的三角波信号。

在图21中，VUR是由二相至三相的变换电路17产生的U相电压指令。

通过交点检测电路20将U相电压指令VUR与三角波信号TRIUA相比较，并当VUR大于TRIUA时，GTO5被导通(ON)，而当VUR小于TRIUA时，GTO8被导通。类似地，通过将V相电压指令VVR与三角波信号TRIVA相比较；决定GTO6及GTO9的开/关(ON/OFF)，及通过将W相电压指令VWR与三角波信号TRIWA相比较，决定GTO7及GTO10的ON/OFF。

其结果是，获得了如图21中所示的变换器3A的UV线间电压VUVA。对于变换器3B，3C及3D，执行如上对于变换器3A相同的ON/OFF控制。其结果是，分别获得了如图21所示的变换器3B，3C及3D的UV线间电压VUVB，VUVC及VUVD。

电压VUVA，VUVB，VUVC及VUVD分别施加到变压器1的次边绕组2A，2B，2C及2D的UV相。并且在变压器1的原边绕组1P的U相中产生出正弦波电压VU(未示出)。类似地，在变压器1的原边绕组1P的V相中产生出正弦波电压VV(未示出)，该电压滞后于电压VU12O°相位角，并在U相及V相线中产生出电压VUV。电压VUV成为其基波等于系统UV相线间电压VLUV的电压。在图22中，FUVA，FUVB，FUVC及FUVD分别是电压VUVA，VUVB，VUVC及VUVD的积分值，并为与变压器1的次边绕组2A，2B，2C及2D的UV相磁通相等同的量。

图22表示在与图20中所示相同结构中W相的一线在时间t1接地时的工作波形。甚至在系统电压畸变并变为这里所示的不对称情况时，由变换器3A-3D产生的UV相线间电压VUV变成良好地跟随系统UV相线间电压VLUV的波形。因此，将不会产生由于系统电压及变换器电压之间的差值引起的过电流。但是可以看出，量FUVA，FUVB，FUVC及FUVD产生偏移。尤其是量FUVC及FUVD分别在正、负方向上严重地偏移。这是因为由变换器3A，3B，3C及3D分别产生的电压VUVA，VUVB，VUVD中包含了DC分量。因此，当变压器1被该DC分量饱和时将不可能再继续变换器3A，3B，3C及3D的工作。

以上的描述是相对于电力变换系统的UV相作出的。而对于VW相及WU相，电力变换系统如UV相同样地工作，因此，省略了对它们的描述，以使说明简略扼要。

如上所述，当电力变换系统是通过变压器1被变换器3A，3B，3C及3D的AC输出电压相串联时，如果系统电压波形因线对地故障等被畸变，则在施加给变压器1的电压中产生出DC分量。其结果是，因变压器1被DC分量所饱和，变成不能再使电力变换系统工作。此外，变换器3A，3B，3C及3D的自关断器件每周期分别重复9次ON/OFF。其结果是由开关产生的损耗变大及使变换器的效率降低。

因此，本发明的一个目的是提供用于通过变压器使多个单元变换器的AC输出相串联地工作的电力变换系统的控制系统，它能降低单元变换器中自关断器件的开关次数，并能降低由于开关产生的损耗，并能通过控制单元变换器使在变压器原边产生的电压变为正弦波来增加变换器的效率。

本发明的另一目的是提供用于通过变压器使多个单元变换器的AC输出相串联地工作的电力变换系统的控制系统，它能控制单元变换器使得在施加于变压器的电压中没有DC分量产生出来，并使变压器不会被DC分量饱和，由此，甚至当系统故障的情况下也能使电力变换系统继续工作。

本发明的这些和另外的目的可以通过提供用于电力变换系统的一种控制系统来解决，该电力变换系统包括多个单元变换器及用于使单元变换器的AC输出串联连接的变压器，每个单元变换器由多个桥式连接的自关断器件组成，以便将DC电力变换成AC电力，单元变换器的每个AC侧各自接在变压器的一个次边绕组上，单元变换器的DC侧彼此并联，变压器的原边绕组用于和AC电力系统相连接。该控制系统包括：用于在变压器的原边绕组上检测AC系统电压的单元，用于基于AC系统电压产生在变压器原边绕组上由电力变换系统输出的电压的指令电压矢量的单元；用于产生在变压器原边绕组上由电力变换系统输出的电压的多个实际电压矢量的单元；用于选择一个与指令电压矢量最接近的实际电压矢量作为选择的实际电压矢量的单元；用于基于所选择的实际电压矢量计算多个电压矢量的单元，每个电压矢量各被分配给一个单元变换器，并分别由一个单元变换器输出，并用于产生多个自关断器件用的ON/OFF指令，每个指令各由一个电压矢量确定；及用于基于ON-OFF指令产生用于单元变换器中的自关断器件的控制极脉冲的单元；由此控制该电力变换系统，以便在变压器的原边绕组上产生与指令电压矢量最接近的选择的实际电压矢量。

根据本发明的一个方面，提供了用于电力变换系统的一种控制系统，该电力变换系统包括多个单元变换器及用于使单元变换器的AC输出串联连接的变压器，每个单元变换器由多个桥式连接的自关断器件组成以便将DC电力变换成AC电力，单元变换器的每个AC侧各连接在变压器的每个次边绕组上，单元变换器的DC侧彼此并联，变压器的原边绕组用于和AC电力系统相连接。该控制系统包括：用于在变压器的原边绕组上检测AC系统电压的单元；用于基于AC系统电压产生在变压器的原边绕组上由电力变换系统输出的电压的指令电压矢量的单元；用于产生在变压器的原边绕组上由电力系统输出的电压的多个实际电压矢量的单元；用于选择一个与指令电压矢量最接近的实际电压矢量作为选择的实际电压矢量的单元；用于检测与变压器的次边绕组相交链的磁通的等同量的单元；用于基于所选择的实际电压矢量及与磁通相等同的量计算多个电压矢量的单元，每个电压矢量各被分配给一个单元变换器，并分别由一个单元变换器输出，并用于产生多个自关断器件用的ON/OFF指令，每个指令由一个电压矢量确定；及用于基于ON/OFF指令产生用于单元变换器中自关断器件的控制极脉冲的单元；由此控制该电力变换系统，以便在变压器的原边绕组上产生出与指令电压矢量最接近的选择的实际电压矢量。

根据权利要求1中所提出的本发明，因为相应于多个单元变换器输出电压之和的实际电压矢量被控制得跟随代表正弦状变化的系统电压的指令电压矢量，故有可能使单元变换器的输出电压控制成正弦波形状。此外，因为除非指令电压矢量变化及到另一实际电压矢量的距离小于到当前选择的实际电压矢量的距离，否则选择的实际电压矢量不会变化，故自关断器件的开关次数被降低下来。

根据权利要求2中所提出的本发明，因为相应于多个单元变换器输出电压和的实际电压矢量被控制得跟随代表正弦状变化的系统电压的指令电压矢量，故可有可能使单元变换器的输出电压控制成正弦波形状。此外，因为除非指令电压矢量变化及到另一实际电压矢量的距离小于到当前选择的实际电压矢量的距离，否则选择的实际电压矢量不会变化，故自关断的开关器件的开关次数被降低下来。也可以判断与变压器的次边绕组相交链的磁通的等同量，并根据判断结果控制变换器线间输出电压的正向侧电压时间积及负向侧电压时间积，以使得它们几乎彼此相等。其结果是，可以使电力变换器控制得在变压器的绕组中不产生DC分量。

通过参照以下结合附图的详细描述，本发明将会更好地被理解，并由此将易于得到对本发明及其附带优点的更全面了解。其附图为：

图1是表示根据本发明第一实施例的用于电力变换系统的控制系统的方框图；

图2是表示图1所示第一实施例中的指令电压矢量计算电路30的详细结构的方框图；

图3是表示指令电压矢量及两相电压指令之间关系的图；

图4是表示可由单元变换器产生的电压矢量的图；

图5是表示可由单元变换器3A-3D产生的复合电压矢量的图；

图6是表示由图1所示的第一实施例中的实际电压矢量产生电路50产生的实际电压矢量的图；

图7是表示图1所示第一实施例中的电压矢量选择电路40的详细结构的方框图；

图8是用于解释图1所示第一实施例的操作的波形图；

图9是表示根据本发明第二实施例的用于电力变换系统的控制系统的方框图；

图10是表示图9所示的第二实施例中磁通检测电路90的详细结构的电路框图；

图11是表示图9所示的第二实施例中平衡控制电路80的详细结构的电路框图；

图12是用于解释图9所示第二实施例的操作的波形图；

图13是表示根据本发明第一变型的磁通检测电路90A的部分详细结构的方框图；

图14是表示根据本发明第二变型的磁通检测电路90B的部分详细结构的方框图；

图15是表示根据本发明第三变型的磁通检测电路90C的部分详细结构的方框图；

图16是表示根据本发明第四变型的磁通检测电路90D的部分详细结构的方框图；

图17是表示根据本发明第五变型的磁通检测电路90E的部分详细结构的方框图；

图18是表示根据本发明第六变型的磁通检测电路90F的部分详细结构的方框图；

图19是表示可应用本发明的传统电力变换系统的主电路图的方框图；

图20是表示用于图19所示的电力变换系统的传统控制系统的方框图；

图21是用于解释图19所示的传统控制系统的操作的波形图；及

图22是于解释图19所示的传统控制系统的操作的波形图。

现在参照附图将本发明的实施例描述于下，其中在多个附图中相似的标号表示相同或相对应的部分。

图1是根据本发明第一实施例的用于电力变换系统的控制系统的电路框图。

在图1中，1，1P，2A-2D，3A-3D，4，11及12已在解释传统控制系统时描述过了，因此这里将省略了对它们的描述。

15是控制变换器3A-3D的输出电流的电流控制电路。由电压检测器12检测到的系统电压及电流控制电路15的输出被传送给一个指令电压矢量计算电路30，后者输出一个待被电力变换器3A-3D输出的指令电压矢量。另一方面，实际电压矢量发生电路50产生能被该电力变换系统输出的实际电压矢量。矢量选择电路40从实际电压矢量中选择最接近指令电压矢量的电压矢量，并将其作为选择的实际电压矢量输出。逻辑电路60接收选择的实际电压矢量，对它们的详细说明将在下面给出。

控制极脉冲发生电路70基于逻辑电路60的输出产生使电力变换器3A-D的GTO导通/关断的控制极脉冲。接着，使用图1及图2至7来说明图1中所示控制系统的结构。图2是用于说明图1中所示指令电压矢量计算电路30的结构的框图。由电压检测器12检测到的电源系统11的UV、VW及WU线间电压VLUV、VLVW及VLWU在一个线间电压到相电压的变换电路301中根据下列公式被变换成U、V及W相的相电压VLU、VLV及VLW：

  VLU＝(2×VLUV+VLVW)/3

  VLV＝(2×VLVW+VLWU)/3

  VLW＝(2×VLWU+VLUV)/3

接着，相电压VLU、VLV及VLW在一个三相到二相的变换电路302中根据以下的公式被转换成一个正交AB座标系统中的两相信号VLA及VLB，这里假设轴A取U相的方向，而轴B比轴A超前90°：

  VLA＝VLU-(VLV+VLW)/2 $\mathrm{VLB}=(\mathrm{VLV}-\mathrm{VLW})\×\sqrt{3}/2$

三相至二相变换电路302的输出VLA、VLB及电流控制电路15的输出由一个加法器303相加。以下为使说明便于理解，假定电流控制电路15的输出为零。这就是，要解释的状态是变换器3A-3D产生的电压等于由电源系统11产生的电压及输出电流为零。因此，加法器303的输出VA及VB等于输出VLA及VLB。其结果是，决定出图3中所示的指令电压矢量V。这里指令电压矢量V的A轴和B轴分量分别是VA和VB，它们的相位角为TH。

图4表示可由一个单元变换器产生的7个电压矢量，它们由7种矢量0-6来表示。这些矢量0-6及相应GTO5-10的开关状态之间的关系表示在下列表示：

                        表

  GTO5  GTO6   GTO7   GTO8   GTO9   GTO10矢量0 OFF   OFF    OFF    ON     ON     ON矢量1 ON    OFF    OFF    OFF    ON     ON矢量2 ON    ON     OFF    OFF    OFF    ON矢量3 OFF   ON     OFF    ON     OFF    ON矢量4 OFF   ON     ON     ON     OFF    OFF矢量5 OFF   OFF    ON     ON     ON     OFF矢量6 ON    OFF    ON     OFF    ON     OFF

图5是表示与在变压器1的原边的变换器3A-3D能产生的电压相对应的实际电压矢量的图。在图5中，连接原点与各黑圈的矢量代表实际电压矢量，在图5中总共示有61种实际电压矢量。

实际电压矢量发生电路50产生以下除图5中所示61种实际电压矢量之外的15种实际电压矢量，它们在图6所示的60°扇区中作为AB的座标值：

  V0＝(0，0)×VMAX/4×1.5

  V1＝(1，0)×VMAX/4×1.5 $V2=(1/2,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$

  V3＝(2，0)×VMAX/4×1.5 $V4=(1.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V5=(1,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$

  V6＝(3，0)×VMAX/4×1.5 $V7=(2.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V8=(2,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V9=(\mathrm{1.5,3}\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$

  V10＝(4，0)×VMAX/4×1.5 $V11=(3.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V12=(3,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V13=(\mathrm{2.5,3}\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ $V14=\left(\mathrm{2,2}\sqrt{3}\right)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5$ 。

这里，VMAX代表变压器1原边相电压的最大输出值。

电压矢量选择电路40通过由指令电压矢量计算电路30的输出输入指令电压矢量V(VA，VB)及在实际电压矢量发生电路50中产生的15种实际电压矢量V0-V14来选择在变压器1的原边待实际产生的电压矢量。

图7是说明电压矢量选择电路40的结构的框图。从由指令电压矢量计算电路30输出的指令电压矢量V的A，B座标值(VA，VB)根据下式被一个相位角计算电路401计算指令电压矢量V的相位角TH：

当VA为正并大于VB的绝对值时：

TH＝tan^-1(VB/VA)

当VB为正并大于VA的绝对值时：

TH＝-tan^-1(VA/VB)+90°

当VA为负并小于-(VB的绝对值)时：

TH＝tan^-1(VB/VA)+180°

当VB为负并小于-(VA的绝对值)时：

TH＝-tan^-1(VB/VA)+270°

相位角判别电路402根据以下逻辑决定代表电压矢量V所属的六个60°扇区中一个扇区的相位角THA：

当0°≤TH＜60°       THA＝0°

当60°≤TH＜120°     THA＝60°

当120°≤TH＜180°    THA＝120°

当180°≤TH＜240°    THA＝180°

当240°≤TH＜300°    THA＝240°

当300°≤TH＜360°    THA＝300°

座标变换电路403根据下式并根据相位角判别电路402的输出THA来变换指令电压矢量V(VA，VB)的座标，以获得矢量VR(VAR，VBR)：

  VAR＝VA×cos(THA)+VB×Sin(THA)

  VBR＝-VA×Sin(THA)+VB×cos(THA)

距离计算电路404计算座标变换电路403的输出矢量VR(VAR，VBR)及实际电压发生电路50输出的十五种实际电压矢量V0-V14各个之间的矩离L0-L14，并根据以下的公式： $L0=\sqrt{({\mathrm{VAR}}^2+{\mathrm{VBR}}^2)}$ $L1=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}1)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}1)}^2}$ $L2=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}2)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}2)}^2}$ $L3=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}3)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}3)}^2}$ $L4=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}4)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}4)}^2}$ $L5=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}5)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}5)}^2}$ $L6=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}6)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}6)}^2}$ $L7=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}7)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}7)}^2}$ $L8=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}8)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}8)}^2}$ $L9=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}9)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}9)}^2}$ $L10=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}10)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}10)}^2}$ $L11=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}11)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}11)}^2}$ $L12=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}12)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}12)}^2}$ $L13=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}13)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}13)}^2}$ $L14=\sqrt{{(\mathrm{VAR}-\mathrm{VA}14)}^2+{(\mathrm{VBR}-\mathrm{VB}14)}^2}$

这里，VAn及VBn(n＝1～14)分别是实际电压矢量Vn(n＝1～14)的A和B分量。

比较电路405检测由距离计算电路404计算的指令电压矢量VR及实际电压矢量V0-V14之间的距离L0-L14的最小值，并输出与该检测的最小值相对应的实际电压矢量的AB座标值(VAn，VBn)。座标变换电路406根据以下公式基于相位角判别电路402的输出THA将AB座标值(VAn，VBn)变换为选择的实际电压矢量VR’(VAR’，VBR’)：

  VAR’＝VA×cos(THA)-VB×Sin(THA)

  VBR’＝VA×Sin(THA)+VB×cos(THA)

逻辑电路60根据以下逻辑决定待从单元变换器3A-3D输出的电压矢量：步骤1)

选择的实际电压矢量VR’(VAR’，VBR’)，也就是矢量选择电路40的输出，被分解为如以下所示的由单元变换器3A-3D的输出电压矢量。这里，矢量选择电路40的选择实际电压矢量VR’用AB座标值(VAR’，VBR’)表示，而由单元变换器3A-3D输出的电压矢量是由图4中所示的数字“0”至“6”表示的。此外，由变换器3A-3D输出的电压矢量被表示为写成如(n1，n2，n3，n4)的一个电压矢量，其中n1，n2，n3，n4分别是0及6之间的数。

当(0，0)                     [0，0，0，0]

当(1，0)×VMAX/4×1.5        [1，0，0，0]

当 $(1/2,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5----\left[\mathrm{2,0,0,0}\right]$

当(2，0)×VMAX/4×1.5        [1，1，0，0]

当 $(1.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,2,0,0}\right]$

当 $(1,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{2,2,0,0}\right]$

当(3，0)×VMAX/4×1.5        [1，1，1，0]

当 $(2.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,1,2,0}\right]$

当 $(2,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,2,2,0}\right]$

当 $(\mathrm{1.5,3}\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{2,2,2,0}\right]$

当(4，0)×VMAX/4×1.5        [1，1，1，1]

当 $(3.5,\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,1,1,2}\right]$

当 $(3,\sqrt{3})\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,1,2,2}\right]$

当 $(\mathrm{2.5,3}\sqrt{3}/2)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5---\left[\mathrm{1,2,2,2}\right]$

当 $\left(\mathrm{2,2}\sqrt{3}\right)\×\mathrm{VMAX}/4\×1.5-----\left[\mathrm{2,2,2,2}\right]$

以上所示的是合成输出的电压矢量及当电压矢量端在轴A及与轴A成60°的线之间的单元变换器3A-3D的输出。另外的选择实际电压矢量VR’(VAR’，VBR’)以类似方式被分解为由单元变换器3A-3D输出的电压矢量。

步骤2)

单元变换器3A，3B，3C及3D的当前输出电压矢量被依次地检验，将一组电压矢量分配给单元变换器3A，3B，3C及3D，作为待由单元变换器3A，3B，3C及3D输出的电压矢量。例如，如果变换器3A，3B，3C及3D的当前输出电压为：

变换器3A：1，

变换器3B：2，

变换器3C：2，

变换器3D：1，及由每个单元变换器3A，3B，3C及3D待输出的电压矢量被假设为[1，2，2，2]。

(1)变换器3A的当前输出电压矢量为1，由于电压矢量1包括在电压矢量组中，变换器3A的下一输出电压矢量被确定为1，及矢量1被从电压矢量组中除去。

(新电压矢量组将变为[2，2，2].)

(2)变换器3B的当前输出电压矢量为2，由于电压矢量2包括在电压矢量组中，变换器3B的下一输出电压矢量被确定为2，及矢量2被从电压矢量组中除去。

(新电压矢量组将变为[2，2])

(3)变换器3C的当前输出电压矢量为2，由于电压矢量2包括在电压矢量组中，变换器3C的下一输出电压矢量被确定为2，及矢量2被从电压矢量组中除去。

(新电压矢量组将变为[2])

(4)变换器3D的当前输出电压矢量为1，及电压矢量1未包括在当前电压矢量组中。因此，保留在电压矢量组中的电压矢量2被分配给变换器3D作为下一输出矢量。

在此例中，在当前输出电压矢量不包括在电压矢量组中时仅是一个电压矢量被留在电压矢量组中。如果有多个电压矢量留下时，在该电压矢量组中的第一矢量将待被分配。

逻辑电路60还根据表中所示的如上所述的被分配电压矢量及GTO的开关状态之间的关系产生GTO的ON/OFF指令。控制极脉冲产生电路70基于逻辑电路60的ON/OFF指令产生用于变换器3A-3D中的GTO的控制极脉冲。

图8表示由如上所述的控制系统的操作产生的波形图。

根据该实施例，由于变换器3A，3B，3C及3D是这样控制的，即由此产生与相应于三相AC电压指令的电压矢量最接近的实际电压矢量所对应的电压，故在变压器1的原边产生出正弦波电压。另外，单元变换器3A，3B，3及3D的每个GTO每个周期重复一次ON/OFF开关，则该开关次数变为根据传统技术所述方法的1/9。其结果是，变换器3A，3B，3C及3D的开关损耗减小了并可提供高效率的电力变换系统。

图9是表示根据本发明第二实施例的用于电力变换系统的控制系统的结构方框图。

在此图中，标号80是用于控制与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通以便平衡它们的平衡控制电路。标号90是磁通检测电路，以检测与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通等同的量。

图10是表示磁通检测电路90的结构的方框图。

磁通检测电路90的组成为：电压检测器9011-9121，以分别检测施加给变压器1次边绕组2A-2D中三个绕组的电压；积分器9012-9122，将电压检测器9011-9121的各个输出积分；及减法器9013-9023，用于分别计算积分器9012-9122中两个输出之间的差值。

图11中所示的平衡控制电路80的组成为：比较电路801，用于确定磁通检测电路90的输出幅值的数量组；及逻辑电路802，用于根据比较电路801的输出及矢量选择电路40的输出决定待由单元变换器3A-3D输出的电压矢量。

以下将解释第二实施例的详细结构。在图9中，直到由矢量选择电路40输出选择实际电压矢量VR’(VAR’，VBR’)为止其结构是和第一实施例中的那些相同的，因此这里省略了对它们的解释。

磁通检测电路90如以下说明地工作并获得分别与变压器1的次边绕组2A-2D的UV相磁通和VW相磁通之间的差值相等同的量。

通过用电压检测器9011检测施加于变压器1的次边绕组2A的UV相的电压VUVA，及然后积分器9012积分其输出VUVA，就获得了与次边绕组2A中的UV相磁通的等同的量FUVA。

通过用电压检测器9021检测施加于变压器1的次边绕组2A的VW相的电压VVWA，及然后用积分器9022积分其输出VVWA，就获得了与次边绕组2A中的VW相磁通相等同的量FVWA。

积分器9012及9022的输出之间的差FUVA-FVWA由减法器9013来计算。通过用电压检测器9041检测施加于变压器1的次边绕组2B的UV相的电压VUVB，及然后用积分器9042积分其输出VUVB，就获得了与次边绕组2B中的UV相磁通相等同的量FUVB。

通过用电压检测器9051检测施于变压器1的次边绕组2B的VW相的电压VVWB，及然后用积分器9052积分其输出VVWB，就获得了与次边绕组2B中的VW相磁通相等同的量FVWB。

积分器9042及9051的输出之间的差FUVB-FVWB由减法器9043来计算。通过用电压检测器9071检测施加于变压器1的次边绕组2C的UV相的电压VUVC，及然后用积分器9072积分其输出VUVC，就获得了与次边绕组2C中的UV相磁通相等同的量FUVC。

通过用电压检测器9081检测施加于变压器1的次边绕组2C的VW相的电压VVWC，及然后用积分器9082积分其输出VVWC，就获得了与次边绕组2C中的VW相磁通相等同的量FVWC。

积分器9072及9082的输出之间的差FUVC-FVWC白减法器9073来计算。通过用电压检测器9101检测施加于变压器1的次边绕组2D的UV相的电压VUVD，及然后用积分器9102积分其输出VUVD，就获得了与其次边绕组2D中的UV相磁通相等同的量FUVD。

通过用电压检测器9111检测施加于变压器1的次边绕组2D的VW相的电压VVWD，及然后用积分器9112积分其输出VVWD，就获得了与次边绕组2D中的VW相磁通相等同的量FVWD。

积分器9102及9112的输出之间的差FUVD-FVWD由减法器9103来计算。如与变压器1的次边绕组2A-2D的VW相磁通和WU相磁通之间的各差值相等同的量FVWA-FWUA，FVWB-FWUB，FVWC-FWUC及FVWD-FWUD那样，以与上述相同的方式，可获得与变压器1的次边绕组2A-2D的WU相磁通和UV相磁通之间的各差值相等同的量FWUA-FUVA，FWUB-FUVB，FWUC-FUVC及FWUD-FUVD。

在平衡控制电路80中，比较电路801决定由磁通检测电路90输出的与变压器1的次边绕组2A-2D的UV相磁通及VW相磁通之间的差值相等同的量FUVA-FVWA，FUVB-FVWB，FUVC-FVWC及FUVD-FVWD的量级。比较电路801还决定与次边绕组2A-2D的VW相及WU相磁通之间的差值相等同的量FVWA-FWUA，FVWB-FWUB，FVWC-FWUC及FVWD-FWUD的量级，以及还决定与次边绕组2A-2D的WU相及UV相磁通之间的差值相等同的量FWUA-FUVA，FWUB-FUVB，FWUC-FUVC及FWUD-FUVD的量级。

逻辑电路802以在第一实施例的逻辑电路60中所解释的方式根据矢量选择电路40的输出VR’(VAR’，VBR’)计算待由单元变换器3A-3D输出的电压矢量组，例如[1，1，4，5]。逻辑电路802基于比较电路801的输出并根据下述逻辑将电压矢量组中的各电压矢量分配给单元变换器3A-3D。

首先，对电压矢量组中的第一矢量进行检验。

步骤A：如果该矢量是矢量1，则将矢量1分别给变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的UV相及VW相磁通之间的各差值相等同的量FUVA-FVWA，FUVB-FVWB，FUVC-FVWC及FUVD-FVWD之中具有最小值的变换器。

步骤B：如果该矢量是矢量2，则将矢量2分配给在变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的WU相及UV相磁通之间的各差值相等同的量FWUA-FUVA，FWUB-FUVB，FWUC-FUVC及FWUD-FUVD之中具有最大值的变换器。

步骤C：如果该矢量是矢量3，则将矢量3分配给在变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的VW相及WU相磁通之间的各差值相等同的量FVWA-FWUA，FVWB-FWUB，FVWC-FWUC及FVWD-FWUD之中具有最小值的变换器。

步骤D：如果该矢量是矢量4，则将矢量4分配给在变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的UV相及VW相磁通之间的各差值相等同的量FUVA-FVWA，FUVB-FVWB，FUVC-FVWC及FUVD-FVWD之中具有最大值的变换器。

步骤E：如果该矢量是矢量5，则将矢量5分配给在变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的WU相及UV相磁通之间的各差值相等同的量FWUA-FUVA，FWUB-FUVB，FWUC-FUVC及FWUD-FUVD之中具有最小值的变换器。

步骤F：如果该矢量是矢量6，则将矢量6分别给在变换器3A-3D中的在与次边绕组2A-2D交链的VW相及WU相磁通之间的各差值相等同的量FVWA-FWUA，FVWB-FWUB，FVWC-FWUC及FVWD-FWUD之中具有最大值的变换器。

步骤G：当在矢量组中的该矢量被分配给变换器3A-3D中的一个时，将在由比较电路801决定的三个量级的每个中删除与对其已分配了电压矢量的变换器的次边绕组2A-2D的一个中的UV相及VW相，VW相及WU相，和WU相及UV相磁通之间的各三个差值相等同的三个量。

步骤H：然后，对电压矢量组中的第二矢量进行检验。对第二矢量以与对第一矢量的如步骤A至步骤G所述的方法相同的方式来分配。

步骤I、J：对电压矢量组中的第三矢量及第四矢量进行检验，并以与第二矢量相同的方式来分配。

如果在电压矢量组中的矢量是矢量0，则将矢量0分配给对其未分配矢量的所有其余的变换器3A-3D。

对平衡控制电路80的操作将参照一个例子再进行详细的描述。

假定在逻辑电路802中基于矢量选择电路40的输出VR’(VAR’，VBR’)产生出电压矢量组[1，1，4，5]。

首先，对电压矢量组[1，1，4，5]中的第一矢量进行检验。在步骤A中，假定量FUVB-FVWB为最小值。在电压矢量组[1，1，4，5]中的第一矢量是矢量1，因此矢量1被分配给变换器3B。在步骤G中，从由比较电路801如果在电压矢量组中的矢量是矢量0，则将矢量0分配给对其未分配矢量的所有其余的变换器3A-3D。

对平衡控制电路80的操作将参照一个例子再进行详细的描述。

假定在逻辑电路802中基于矢量选择电路40的输出VR’(VAR’，VBR’)产生出电压矢量组[1，1，4，5]。

首先，对电压矢量组[1，1，4，5]中的第一矢量进行检验。在步骤A中，假定量FUVB-FVWB为最小值。在电压矢量组[1，1，4，5]中的第一矢量是矢量1，因此矢量1被分配给变换器3B。在步骤G中，从由比较电路801决定的三个量级的每个中删去相对于次边绕组2B的量FUVB-FVWB，FVWB-FWUB及FWUB-FUVB。

其次，对电压矢量组[1，1，4，5]中的第二矢量进行检验。在步骤A中，再假定量FUVD-FVWD为最小值。该第二矢量也是矢量1，因此矢量1被分配给变换器3D。在步骤G中，从由比较电路801决定的三个量级的每个中删去量FUVD-FVWD，FVWD-FWUD及FWUD-FUVD。

第三，对第三矢量进行检验。在步骤D中，假定量FUVC-FVWC为最大值，第三矢量为矢量4，因此矢量4被分配给变换器3C。在步骤G中，从由比较电路801决定的三个量级的每个中删去量FUVC-FVWC，FVWC-FWUC及FWUC-FUVC。

第四，因第四矢量是矢量5，因此矢量5在步骤E中被分配给变换器3A。

如上所述，在该例中，电压矢量5，1，4及1从电压矢量量组[1，1，4，5]中分别被分配给变换器3A，3B，3C及3D。

逻辑电路802还根据如上述所分配的电压矢量及GTO的开关状态之间的关系(如表中所示)产生GTO的ON/OFF指令。

控制极脉冲发生电路70基于由平衡控制电路80输出的ON/OFF指令产生用于变换器3A-3D中GTO的控制极脉冲。

图12表示由上述第二实施例操作所产生的波形图。

根据该实施例，由于变换器3A-3D被这样地控制，因此产生出与实际电压矢量相对应的电压，也就是最接近于与三相电压指令相对应的电压矢量，在变压器1的原边就产生出正弦波形状的电压。此外，由于与变压器1的次边绕组2A-2D交链的磁通的等同量被检测出来，及根据得从单元变换器3A-3D输出的电压矢量组及与磁通等同的量控制单元变换器3A-3D的自关断开关装置的ON/OFF开关，因此平衡了与次边绕组2A-2D交链的磁通的等同量。其结果是，施加给次边绕组2A-2D的电压可受到控制，以致不会产生DC分量。

在图2 2中表示传统操作的波形，量FUVC及FUVD严重地分别在正、负方向上偏移。但是，在此实施例中，从图12中清楚看到，量FUVC及FUVD的波形大为改善并且不在正、负任一方向上各自偏移。因此，甚至当由于系统线对地故障等使系统电压严重畸变时，也可以继续地操作变换器3A-3D，而变压器1不会饱和。

在该第二实施例中，已经解释了用于检测与变压器1的次边绕组2A-2D交链的磁通的等同量的措施，及通过图10中所示的电压检测器9011-9121及积分器9012-9122来对施加于变压器1的次边绕组的电压进行检测及积分的措施。但是可以使用如下所述的检测与磁通等同的量的方法。

图13是表示根据本发明第一变型的磁通检测电路90A的结构的方框图。磁通检测电路90A通过使用磁通传感器并将其安装在变压器1的次边绕组2A-2D的磁路中作直接磁通测量，以检测与变压器1的次边绕组2A-2D交链的各磁通的等同量，将获得与第二实施例中所述的相同效果。

在图13中，磁通检测电路90A是由磁通传感器9131，9141及9151组成的，以便分别检测与变压器1的次边绕组2A的UV相、VW及WU相的磁通等同的量FUVA，FVWA及FWUA。磁通检测电路90A还包括减法器9013、9023及9033，用于分别计算施加于平衡控制电路80的差值FUVA-FVWA，FVWA-FWUA及FWUA-FUVA。

该图仅表示了相应于变压器1的次边绕组2A的结构，与变压器1的次边绕组2B-2D相对应的结构将是以相同方式构成的。

图14是表示根据本发明第二变型的磁通检测电路90B的结构的方框图。

通过DC电压检测器检测DC电源4的电压，在控制极脉冲发生电路70中产生的GTO ON/OFF信号在标称化电路中被变换成幅值为1的ON/OFF信号，及用乘法器分别将DC电压与各标称化ON/OFF信号相乘。通过积分器将这些结果进行积分，便获得了与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的等同量。

在图14中，磁通检测电路90B的组成为：DC电压检测器9161，用以检测DC电源4的DC电压；标称化电路9165，9175及9185，用以将UV相、VW相及WU相中的GTO ON/OFF信号分别变换成幅值为1的ON/OFF信号。磁通检测电路90B还包括乘法器9162，9172及9182，用以分别将标称化电路9165，9175及9185的输出乘以由DC电压检测器9161检测的DC电压，以产生电压VUVA，VUWA及VWUA。磁通检测电路90B还包括积分器9012，9022及9032及减法器9013，9023及9033，由此分别获得差值FUVA-FVWA，FVWA-FWUA及FWUA-FUVA，后者被施加给平衡控制电路80。

该图仅表示相应于变压器1的次边绕组2A的结构，与变压器1的次边绕组2B-2D相应的结构也是以同样方式构成的。

根据该变型，可以使用在电力变换系统的DC电压控制中应用的DC电压检测器9161来检测与磁通相等同的量。因此，这可以获得与第二实施例相同的效果，而不用重新设置电压检测器9011-9121。

图15是表示根据本发明第三变型的磁通检测电路90C的结构的方框图。在磁通检测电路90C中，通过乘法器9191，9201及9211分别地将由DC电压指令发生电路(未示出)产生并控制DC电源4的DC电压的DC电压指令与在标称化电路9165，9175及9185中获得的控制极ON/OFF信号相乘，后者是通过将在控制极脉冲发生电路70中产生的GTO ON/OFF信号分别标称化到值1而得到的。通过积分器9012，9022及9032将上述结果积分，就获得了与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的等同量FUVA，FVWA及FWUA。

在此图中，仅表示出相应于变压器1的次边绕组2A的结构，与变压器1的次边绕组2B-2D相应的结构也是以同样方式构成的。

根据该变型，可以获得与第二实施例相同的效果而不用重新设置电压检测器9O11-9121。

图16是表示根据本发明的第四变型的磁通检测电路90D的结构的方框图。在图16中，通过DC电压检测器检测DC电源4的DC电压，在控制极脉冲发生电路70中产生的GTO ON/OFF信号由标称化电路转换成其幅值为1的ON/OFF信号，及由乘法器将DC电压与标称化ON/OFF信号分别相乘。通过非完全积分器对这些结果进行不完全积分，就获得了与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的等同量。

在图16中，磁通检测电路90D是通过用非完全积分器9223，9233及9243分别代替图14中所示的磁通检测电路90B中的积分器9012，9022及9032来构成的。在非完全积分器9223，9233及9243中的非完全积分时间常数与变压器1中的磁通消失特性取得一致。

该图仅表示相应于变压器1的次边绕组2A的结构，与变压器1的次边绕组2B-2D相应的结构也是以同样方式构成的。

根据该变型，可以使用在电力变换系统的DC电压控制中应用的DC电压检测器9161来检测与磁通相等同的量。因此，这可以获得与第二实施例相同的效果，而不用重新设置电压检测器9011-9121。对于避免因电力变换系统起动时的瞬态电压引起的与磁通相等同量的检测值的畸变的另外效率也可以被达到。

此外，根据该变型，由于非完全积分时间常数已与磁通的消失特性取得一致，它可以更精确地计算与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通，因而改善了第二实施例的效果。

图17是表示根据本发明的第五变型的磁通检测电路90E的结构的方框图。在图17中，通过乘法器分别地将用以控制DC电源4的DC电压的DC电压指令与在标称化电路中将控制极脉冲发生电路70产生的GTO ON/OFF信号标称化到值1所获得的各ON/OFF信号相乘。通过用非完全积分器将这些结果非完全积分，便可获得与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的等同量。

在图17中，磁通检测电路90E是通过分别由非完全积分器9223，9233及9243取代图15中所示的磁通检测电路90C中的积分器9012，9022及9032来构成的。在非完全积分器9223，9233及9243中，非完全积分时间常数与变压器1中的磁通消失特性取得一致。

该图仅表示相应于变压器1的次边绕组2A的结果，与变压器1的次边绕组2B-2D相应的结构也是以同样方式构成的。

根据该变型，可以获得与磁通相等同的量，而不用重新设置电压检测器9011-9121。因此，可以得到与第二实施例相同的效果。对于避免因电力变换系统起动时的瞬态电压引起的与磁通相等同量的检测值的畸变的另外效果也可以被达到。

另外，根据该变型，由于非完全积分时间常数已与磁通的消失特性取得一致，它可以更精确地计算与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通，故改善了第二实施例的效果。

图18是表示根据本发明的第六变型的磁通检测电路90F的结构的方框图。

在图18中，通过电压检测器分别检测变压器1的次边绕组2A-2D的UV相、VW相及WU相上所施加的电压。通过用其时间常数和与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的消失特性取得一致的非完全积分器对检测电压进行非完全积分，便可获得与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通的各等同量。

在图18中，磁通检测电路90F是用非完全积分器9223，9233及9243分别取代图10中所示的磁通检测电路90中的积分器9012，9022及9032来构成的。

在该图中，仅表示了相应于变压器1的次边绕组2A的结构，与变压器1的次边绕组2B-2D相应的结构也是以同样方式构成的。

根据该变型，可以获得与第二实施例相同的效果。此外也可以达到避免因电力变换系统起动时的瞬态电压引起的与磁通相等同量的检测值的畸变的效果。另外，根据该变型，由于非完全积分时间常数已与磁通的消失特性取得一致，它可以更精确地计算与变压器1的次边绕组2A-2D相交链的磁通，从而改善了第二实施例的效果。

在第二实施例及它的各变型中，使用了减法器，及例如FUVA-FVWA等量作为与变压器1的次边绕组2A-2D的磁通相等同的量由任何磁通检测电路90，90A-90E产生出来。但是，本发明并不局限于此实施例。根据另一实施例，可从磁通检测电路中省掉减法器。在此情况下，在平衡控制电路中的比较电路接收例如FUVA这样的量作为与变压器1的次边绕组2A-2D的磁通相等同的量，并根据这些量决定其量级。

在上述实施例中，所解释的情况是其中4个变换器单元是通过电力变换系统中的变压器彼此串联地工作的。但是本发明也可应用在这样的电力变换系统中，其中多于4个的变换器单元通过变压器彼此串联地工作。此外，作为一个例子解释的情况是其中变换器是由桥式连接的GTO构成的。但是本发明也可应用在这样的情况，其中用不同于GTO的自关断开关器件取代变换器中的GTO进行桥式连接。

此外，在上述说明中，电流控制电路15的输出被假定为零，以便使解释易于被理解。但是，如果使用了电流控制电路15，电流控制电路15的输出纹波将叠加在作为电压矢量选择电路40作选择标准的指令电压矢量上，并加入PWM操作，电流波形将变为更接近正弦波。在此情况下，开关的次数作为该PWM操作的结果稍有增加，但是与根据传统技术的所述方法相比较，开关的次数变为1/4至1/3，故仍可减少开关损耗。

如上所述，根据本发明，在一种以由与变压器次边绕组相连接的多个单元变换器输出的AC电压工作的且变压器原边是串联连接的电力变换系统中，可以通过检测变压器原边上的AC系统电压将电力变换系统的输出波形跟随一指令值控制成阶梯状波形，根据代表AC系统电压的指令电压矢量决定待由单元变换器输出的电压矢量，及控制单元变换器中自关断开关器件的ON/OFF。因此，可以获得具有很小畸变的正弦波输出电压，并能当发生故障时无延时地跟随系统电压的突然变化。此外，在稳态操作状态下变换器的每个自关断开关器件每周期重复ON/OFF一次，开关次数减小，便可减少开关损耗，并可增加变换器效率。另外，作为与变压器次边绕组交链的磁通的等同量这样地控制，以致它们能够被平衡，这便可以控制得使施加于次边绕组的电压中没有DC分量产生出来。因而，甚至当因系统的线对地故障引起系统电压的严重畸变时，也可以继续地操作变换器而不会使变压器饱和。

显然，根据以上技术可以对本发明作出多种修改及变化。因此可以理解，在附设权利要求书的范围内，本发明的可以用不同于这里具体描述的方式进行实施。

Claims (12)

1、用于电力变换系统的控制系统，该电力变换系统包括多个单元变换器及用于使所述单元变换器的AC输出串联连接的变压器，每个所述单元变换器由多个桥式连接的自关断器件组成以便将DC电力变换成AC电力，所述单元变换器的每个AC侧各连接在所述变压器的一个次边绕组上，所述单元变换器的DC侧彼此并联，所述变压器的原边绕组用于和AC电力系统相连接，所述控制系统包括：

用于在所述变压器的所述原边绕组上检测AC系统电压的装置；

用于基于所述AC系统电压产生在所述变压器的原边绕组上由所述电力变换系统输出的电压的指令电压矢量的装置；

用于产生在所述变压器的原边绕组上由所述电力变换系统输出的电压的多个实际电压矢量的装置；

用于选择一个与所述指令电压矢量最接近的所述实际电压矢量作为选择的实际电压矢量的装置；

用于基于所述选择的实际电压矢量计算多个电压矢量的装置，每个所述电压矢量各被分配给一所述单元变换器，并分别由一个所述单元变换器输出，并用于产生多个所述自关断器件用的ON/OFF指令，每个指令各由一个所述电压矢量确定；及

用于基于所述ON-OFF指令产生用于所述单元变换器中的所述自关断器件的控制极脉冲的装置；

由此控制所述电力变换系统，以便在所述变压器的原边绕组上产生出与所述指令电压矢量最接近的所述选择的实际电压矢量。

2、用于电力变换系统的控制系统，该电力变换系统包括多个单元变换器及用于使所述单元变换器的AC输出串联连接的变压器，每个所述单元变换器由多个桥式连接的自关断器件组成以便将DC电力变换成AC电力，所述单元变换器的每个AC侧各连接在所述变压器的一个次边绕组上，所述单元变换器的DC侧彼此并联，所述变压器的原边绕组用于和AC电力系统相连接，所述控制系统包括：

用于在所述变压器的所述原边绕组上检测AC系统电压的装置；

用于基于所述AC系统电压产生在所述变压器的原边绕组上由所述电力变换系统输出的电压的指令电压矢量的装置；

用于产生在所述变压器的原边绕组上由所述电力变换系统输出的电压的多个实际电压矢量的装置；

用于选择一个与所述指令电压矢量最接近的所述实际电压矢量作为选择的实际电压矢量的装置；

用于检测与所述变压器的次边绕组相交链的磁通的等同量的装置；

用于基于所述选择的实际电压矢量及所述与所述磁通相等同的量计算多个电压矢量的装置，每个所述电压矢量各被分配给一个所述单元变换器，并分别由一个所述单元变换器输出，并用于产生多个所述自关断器件用的ON/OFF指令，每个指令各由一个所述电压矢量确定；及

用于基于所述ON/OFF指令产生用于所述单元变换器中的所述自关断器件的控制极脉冲的装置；

由此控制所述电力变换系统，以便在所述变压器的原边绕组上产生出与所述指令电压矢量最接近的所述选择的实际电压矢量。

3、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中用于检测与磁通相等同量的所述装置包括：

多个电压检测器，每个各用于检测在所述变压器的一个所述次边绕组上施加的电压；及

多个积分器，每个对所述电压检测器输出中的一个进行积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

4、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中用于检测与磁通相等同量的所述装置包括：

多个磁传感器，每个安装在所述变压器的次边绕组的磁路中，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的一个所述等同量。

5、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中用于检测与磁通相等同量的所述装置包括：

用于检测所述电力变换系统的DC电压的DC电压检测器；

多个计算装置，每个用于连接以接收所述DC电压检测器的输出及对所述单元变换器中所述自关断装置的一个所述ON-OFF指令，以分别获得施加于变压器所述各次边绕组上的各个电压；及

多个积分器，每个用于对所述计算装置的一个输出进行积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

6、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中所述用于检测与磁通相等同的量的装置包括：

多个计算装置，每个用于连接以接收所述电力变换系统的DC电压指令及对所述单元变换器中的所述自关断器件的一个所述ON-OFF指令，以分别获得施加于所述变压器各次边绕组上的各电压；及

多个积分器，每个用于对所述计算装置的一个输出进行积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

7、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中用于检测与磁通相等同量的所述装置包括：

用于检测所述电力变换系统的DC电压的DC电压检测器；

多个计算装置，每个用于连接以接收所述DC电压检测器的输出及对所述单元变换器中所述自关断装置的一个所述ON-OFF指令，以分别获得施加于变压器所述各次边绕组上的各个电压；及

多个非完全积分器，每个用于对所述计算装置的一个输出进行不完全积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

8、根据权利要求7的用于电力变换系统的控制系统，其中：

在所述多个非完全积分器中，每个所述非完全积分器的时间常数各和一个与所述变压器的各次边绕组相交链的所述磁通的消失特性取得一致。

9、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中所述用于检测与磁通相等同的量的装置包括：

多个计算装置，每个用于连接以接收所述电力变换系统的DC电压指令及对所述单元变换器中的所述自关断器件的一个所述ON-OFF指令，以分别获得施加于所述变压器各次边绕组上的各电压；及

多个非完全积分器，每个用于对所述计算装置的一个输出进行非完全积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

10、根据权利要求9的用于电力变换系统的控制系统，其中：

在所述多个非完全积分器中，每个所述非完全积分器的时间常数各和一个与所述变压器的次边绕组相交链的所述磁通的消失特性取得一致。

11、根据权利要求2的用于电力变换系统的控制系统，其中用于检测与磁通相等同量的所述装置包括：

多个电压检测器，每个各用于检测在所述变压器的一个所述次边绕组上所施加的电压；及

多个非完全积分器，每个用于对所述电压检测器的一个输出进行非完全积分，以分别获得与所述变压器的各次边绕组相交链的磁通的各个所述等同量。

12、根据权利要求11的用于电力变换系统的控制系统，其中：

在所述多个非完全积分器中，每个所述非完全积分器的时间常数各和一个所述变压器的次边绕组相交链的所述磁通的消失特性取得一致。

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