CN115664470A - 一种医疗物联网中的低功耗抗噪声uhf rfid解调器电路 - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 19
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 abstract description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 16
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 239000000463 material Substances 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 206010002091 Anaesthesia Diseases 0.000 description 1
- 102100037224 Noncompact myelin-associated protein Human genes 0.000 description 1
- 101710184695 Noncompact myelin-associated protein Proteins 0.000 description 1
- 230000037005 anaesthesia Effects 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 239000007943 implant Substances 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 description 1
- 230000000979 retarding effect Effects 0.000 description 1
- 238000010998 test method Methods 0.000 description 1
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Abstract
本发明提供一种医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，包括：迟滞电路和迟滞比较电路。迟滞电路包括串联连接的包络检测电路和低通滤波器电路，射频信号输入迟滞电路，迟滞电路输出第一基带信号和第一迟滞信号到迟滞放大电路；迟滞放大电路包括串联连接的电流镜放大电路和分压电路，串联连接的电流镜放大电路、偏置电路和反馈电路；迟滞放大电路输出第三基带信号和第三迟滞信号至迟滞比较电路，迟滞比较器电路经过处理得到最初输入射频信号的数字信号。本发明能够对低调制深度下的射频信号进行解调，并且具有抗噪和低功耗的优点。
Description
技术领域
本发明涉及一种解调器电路，特别是涉及一种低功耗抗噪声的解调器电路。
背景技术
医用耗材包括支架、人工器官、植入材料麻醉材料等，随着医院规模的扩张，所需耗材快速增长，对医疗耗材进行高效管理可以有效节省医疗资源和减少人工成本。繁杂的医疗设备管理也消耗了大量的人力和资金成本。
基于超高频RFID的医疗物联网管理系统可有效解决上诉问题。物联网中RFID标签有效的能量提取效率和抗噪能力能提高库存管理的识别准确性。RFID具有面积足够小的优势，使每种设备、耗材都能有效装备。较低的功耗可以保证RFID在低功率环境下有效工作。
为了在医疗物联网中进一步体现功耗和可靠性的优势，通常采用增大电阻和电容的面积来解调射频信号在低调制深度下的输入信号，但是这会增加芯片的面积。有的现有技术采用高阶滤波器来提高包络检测能力，但会大大增加功耗和芯片的复杂度。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，用于解决现有技术中低调制深度下信号识别困难的问题，主要涉及改进电路结构以及限制电路电流大小，以达到在低调制深度下信号的正常解调。
本发明提供一种医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，包括：
迟滞电路，包括串联连接的包络检测电路和低通滤波器电路，射频信号输入所述迟滞电路，所述迟滞电路输出第一基带信号和第一迟滞信号到迟滞放大电路；
所述迟滞放大电路包括电流镜放大电路分压电路、偏置电路和反馈电路，所述电流镜放大电路和分压电路串联连接，所述电流镜放大电路、偏置电路和反馈电路串联连接；所述第一基带信号和所述第一迟滞信号分别输入所述迟滞放大电路的所述电流镜放大电路后其电压幅度变化分别被放大，之后由所述电流镜放大电路分别输出第二基带信号和第二迟滞信号；所述第二基带信号和所述第二迟滞信号输入到所述反馈电路使该两信号的电压差距拉大，从而使所述第二基带信号和所述第二迟滞信号的波形图交点后移，得到第三基带信号和第三迟滞信号；所述迟滞放大电路的所述反馈电路输出所述第三基带信号和所述第三迟滞信号，再将所述第三基带信号和所述第三迟滞信号输入迟滞比较电路，得到最初输入所述射频信号对应的数字信号。
在本发明的一个实施例中，所述迟滞电路产生的所述第一迟滞信号是所述第一基带信号通过所述低通滤波器电路产生的、相对于所述第一基带信号相位滞后的电压信号。
在本发明的一个实施例中，所述迟滞放大电路的所述电流镜放大电路包括PMOS电流镜MP1、MP2、MP3、MP4和NMOS电流镜MN5、MN6，所述MP1和所述MN5串联，所述MP2和所述MN6串联，所述MP1、所述MN5和所述MP2、所述MN6并联，所述MP1、所述MN5的输出端与所述MP3的输入端耦接，所述MP2、所述MN6的输出端与所述MP3的输入端耦接，所述MP3和所述MP4并联；所述迟滞放大电路的所述分压电路包括NMOS电流镜MN1、MN2、MN3和MN4，所述MN1和所述MN3串联，所述MN2和所述MN4串联，所述MN1、所述MN3和所述MN2、所述MN4并联；所述迟滞放大电路的所述偏置电路包括PMOS电流镜MP5；所述迟滞放大电路的所述反馈电路包括NMOS电流镜MN7、MN8、MN9和MN10，所述MN7和所述MN9并联，所述MN8和所述MN10并联，所述MN7的栅极和所述MN8的栅极连接，所述MN9和所述MN10的栅极连接。
在本发明的一个实施例中，所述MN1、所述MN2和所述MP5的输入端与电流源Vdd连接；所述MN3和所述MN4的输出端分别与所述MN1和所述MN2的输入端连接，所述MP5的输出端分别与所述MP3和所述MP4的输入端连接；所述MP3的输出端分别与所述MN7和所述MN9的输入端连接，所述MP4的输出端分别与所述MN8和所述MN10的输入端连接；所述MN5、所述MN6、所述MN7、所述MN8、所述MN9和所述MN10的输出端分别接地。
在本发明的一个实施例中，输入所述迟滞放大电路的所述反馈电路的电流分别为基带电流I1和迟滞电流I2，所述I1为所述电流镜放大电路输出的所述第二基带信号的电流，所述I2为所述电流镜放大电路输出的所述第二迟滞信号的电流，所述MP5的栅极接入外部电路模块，所述电路模块通入偏置电流Ibias1，Ibias1＝I1+I2。
在本发明的一个实施例中，当所述I1大于所述I2时，所述MN7和所述MN9并联的电阻大于所述MN8和所述MN10并联的电阻，所以当所述I1大于所述I2时所述电压信号第二基带信号变大；当所述I2大于所述I1时，MN8和MN10并联的电阻大于MN7和MN9并联的电阻，所以当所述I2大于所述I1时所述电压信号第二迟滞信号变大；可得所述反馈电路拉开了所述第二基带信号和所述第二迟滞信号的电压差距，得到了所述第三基带信号和所述第三迟滞信号。
在本发明的一个实施例中，所述迟滞放大电路中所述第二基带信号为Vout1，所述迟滞放大电路中，所述第二迟滞信号为Vout2，所述MN7电阻为RMN7，MN8电阻为RMN8，MN9电阻为RMN9，MN10电阻为RMN10；可得
在本发明的一个实施例中，所述迟滞比较电路包括第一分压比较电路、第二分压比较电路、第一分压偏置电路、第二分压偏置电路、电流镜中间电路和减法器电路；所述第一分压比较电路和所述第一分压偏置电路串联，所述第二分压比较电路和第二分压偏置电路串联，所述第一分压比较电路、所述第一分压偏置电路和所述第二分压比较电路、第二偏置比较电路并联；所述电流镜中间电路的栅极分别与所述第一分压比较电路和所述第二分压比较电路的输出端耦接，所述电流镜中间电路的输出端与所述减法器电路的输入端耦接；所述第一所述第三迟滞信号和所述第三基带信号输入所述迟滞比较电路分压后通过所述第一分压比较电路和第二分压比较电路，再通过所述电流镜中间电路到达所述减法器电路，并由所述减法器电路的输出端输出所述数字信号。
在本发明的一个实施例中，输入所述迟滞电路的所述射频信号的最低解调深度为2.31％。
在本发明的一个实施例中，改变输入所述迟滞放大电路的所述偏置电路的所述偏置电流的大小可以改变通过所述迟滞放大电路电路的电流。
本发明提供一种医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其能够实现解调器电路的改进，将原本低调制深度的基带信号先迟滞再放大，最后将放大后的基带信号和迟滞信号通入比较电路得到最终的数字信号，解决了低调制深度下射频信号解调难度高的问题。
本发明通过迟滞放大器和三重迟滞系统来实现低调制深度下的信号识别，提高能量提取效率和抗噪能力。并且，因为偏置电路的使用，可以限制电路的电流大小，从而在不牺牲芯片面积的情况下能够降低整条电路的功耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1显示为本发明在一实施例中解调器电路的架构示意图；
图2显示为本发明在一实施例中迟滞电路的电路图；
图3显示为本发明在一实施例中迟滞放大电路的电路图；
图4显示为本发明在一实施例中迟滞比较电路的电路图；
图5显示为本发明在一实施例中迟滞放大电路输入端和输出端信号的电压波形图；
图6显示为本发明在一实施例中迟滞比较电路输入端和输出端信号的电压波形图。
图7显示为本发明在一实施例中各个电路输入端和输出端信号的电压波形图。
元件标号说明：
迟滞电路100，包络检测电路101，低通滤波器电路102；迟滞放大电路200，电流镜放大电路201，分压电路202，偏置电路203，反馈电路204；迟滞比较电路300，第一分压比较电路301，第二分压比较电路302，第一分压偏置电路303，第二分压偏置电路304，电流镜中间电路305，减法器电路306；射频信号S100,第一基带信号S201，第一迟滞信号S202，第二基带信号S203，第二迟滞信号S204，第三基带信号S301，第三迟滞信号S302，数字信号S300。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其它优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。还应当理解，本发明实施例中使用的术语是为了描述特定的具体实施方案，而不是为了限制本发明的保护范围。下列实施例中未注明具体条件的试验方法，通常按照常规条件，或者按照各制造商所建议的条件。
请参阅图1至图7。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容所能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。
本发明提供一种医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，用来在低功耗的条件下解调低调制深度的射频信号，UHF RFI是一种微波射频识别技术。具体的，如图1至图7所示，本发明适用于医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路包括迟滞电路100和迟滞比较电路200。迟滞电路100包括串联连接的包络检测电路101和低通滤波器电路102，射频信号S100输入迟滞电路100，迟滞电路100输出第一基带信号S201和第一迟滞信号S202到迟滞放大电路200；迟滞放大电路200包括电流镜放大电路201分压电路202、偏置电路203和反馈电路204，电流镜放大电路201和分压电路202串联连接，电流镜放大电路201、偏置电路203和反馈电路204串联连接；第一基带信号S201和第一迟滞信号S202输入迟滞放大电路200的电流镜放大电路201后其电压幅度变化分别被放大，之后由电流镜放大电路201分别输出第二基带信号S203和第二迟滞信号S204；第二基带信号S203和第二迟滞信号S204输入到反馈电路204使该两信号的电压差距拉大，从而使第二基带信号S203和第二迟滞信号S204的波形图交点后移，得到第三基带信号S301和第三迟滞信号S302；迟滞放大电路200输出第三基带信号S301和第三迟滞信号S302，再将第三基带信号S301和第三迟滞信号S302输入迟滞比较电路300，得到最初输入射频信号S100的数字信号S300。
如图1所示，射频信号S100先输入迟滞电路100，经过包络检测电路101和低通滤波器电路102的解调和放大，输出第一基带信号S201和S202；由迟滞电路100输出的第一基带信号S201和第一迟滞信号S202再输入迟滞放大电路200，经过电流镜放大电路201、分压电路202、偏置电路203和反馈电路204的放大，输出第三基带信号S301和第三迟滞信号S302；最后将第三基带信号S301和第三迟滞信号S302输入迟滞比较电路300，经过第一分压比较器301、第二分压比较齐302、第一分压偏置电路303、第二分压偏置电路304、电流镜中间电路305和减法器电路306的降噪和比较，得到最终的数字信号S300。
如图1和图2所示，在本发明的一实施例中，迟滞电路100中的包络检测电路101包括二极管D1、电阻R1和电容C1。电阻R1和电容C1并联、并布置在二极管D1下游，并且二极管D1与电阻R1及电容C1串联。二极管D1的输入端输入射频信号S100，二极管输出端分别与电阻R1和电容C1的输入端连接；电阻R1和电容C1的输出端作为包络检测电路101的输出端IN1与低通滤波器101的输入端耦接，且包络检测电路101的输出端IN1输出作为迟滞电路100的第一输出端IN1输出第一基带信号S201。第一基带信号S201是相对于射频信号S100解调后的电压信号。输入的射频信号S100的最低调制深度为2.31％。
进一步的，迟滞电路100的低通滤波器电路102包括电阻R2和电容C2，电阻R2和电容C2串联。从包络检测电路101的输出端IN1输出的第一基带信号S201通过低通滤波器电路102，得到第一迟滞信号S202，并从迟滞电路100的第二输出端IN2输出。第一迟滞信号S202是相对第一基带信号S201相位滞后的电压信号。
如图1、图3和图5所示，迟滞电路100的输出端与迟滞放大电路200的输入端耦接，并向迟滞放大电路200分别输入第一基带信号S201和第一迟滞信号S202。迟滞放大电路200包括电流镜放大电路201、分压电路202、偏置电路203和反馈电路204。电流镜放大电路201包括NMOS电流镜MN5和MN6，PMOS电流镜MP1、MP2、MP3和MP4；分压电路202包括NMOS电流镜MN1、MN2、MN3和MN4；偏置电路203包括PMOS电流镜MP5；反馈电路204包括NMOS电流镜MN7、MN8、MN9和MN10。电流镜放大电路201和分压电路202串联，偏置电路203、电流镜放大电路201和反馈电路串联。迟滞放大电路200中的MN5、MN6、MN7、MN8、MN9和MN10的源极分别接地。
第一基带信号S201为MN5的栅极的输入信号，第一迟滞信号S202为MN6的栅极的输入信号。电流镜放大电路201的MP1和MP5串联，MP2和MP6串联，MP1、MN5和MP2、MN6并联；MP1、MN5的输出端与MP3的输入端耦接，MP2、MN6的输出端与MP3的输入端耦接，MP3和MP4并联。分压电路202的输入端与电压源Vdd连接，分压电路202的输出端与电流镜放大电路201的输入端耦接。分压电路202的MN1和MN3串联，MN2和MN4串联，MN1、MN3和MN2、MN4并联；分压电路202的MN3与电流镜放大电路201的MP1串联，MN4与MP2串联。分压电路202的电流镜原件栅极与漏极连接，作为一个个电阻起到分压的作用，使电流镜放大电路201处的电压变小。偏置电路203的输入端与电流源Vdd连接，偏置电路203的输出端与电流镜放大电路201的输入端耦接。偏置电路203的MP5的栅极与外部电子模块连接，外部电子模块输入电流Ibias1至MP5。反馈电路204的输入端与电流镜放大电路201的输出端耦接，反馈电路204的输出端作为迟滞放大电路200的输出端分别输出第三基带信号S301和第三迟滞信号S302。
进一步的，当第一基带信号S201和第二迟滞信号S202分别输入电流镜放大电路201后，第一基带信号S201和第二迟滞信号S202发生电流镜效应，使两信号的电压被放大，电流镜效应的放大效果取决于MN5和MN6的宽长比，比值越大则放大效果越明显。经过电流镜效应，电流镜放大电路201向反馈电路204输出的信号分别为第二基带信号S203和第二迟滞信号S204。第二基带信号S203是第一基带信号S201放大后的电流信号I1，第二迟滞信号S204是第一迟滞信号S202放大后的电流信号I2。输入偏置电路203内MP5的栅极的电流Ibias1控制了第二迟滞信号S204和第二基带信号S203的电流和，表达式为Ibias1＝I1+I2。第二基带信号S203和第二迟滞信号S204输入反馈电路后，会根据I1和I2的大小影响反馈电路204各电流镜原件的电阻，MN7电阻为RMN7，MN8电阻为RMN8，MN9电阻为RMN9，MN10电阻为RMN10，Vout1为第三基带信号S301的电压，Vout2为第三迟滞信号S302的电压。当I1大于I2时，MN7和MN9并联的电阻大于MN8和MN10并联的电阻，所以当I1大于I2时第二基带信号S203变大；当I2大于I1时，MN8和MN10并联的电阻大于MN7和MN9并联的电阻，所以当I2大于I1时第二迟滞信号S204变大。可得公式
所以反馈电路204拉开了第二基带信号S203和第二迟滞信号S204的差距，得到了电压信号第三基带信号S301和电压信号第三迟滞信号S302。
如图1、图4和图7所示，由迟滞放大电路200输出的第三基带信号S301和第三迟滞信号S302分别输入迟滞比较电路300。迟滞比较电路300包括第一分压比较电路301、第二分压比较电路302、第一分压偏置电路303、第二分压偏置电路304、电流镜中间电路305和减法器电路306。第一分压比较电路301包括MP10、MP11、MN3、MN4、MN6和MN7，第二分压比较电路302包括MN10、MN11、MP3、MP4、MP6和MP7，第一偏置电路303包括MN5，第二偏置电路304包括MP5，电流镜中间电路305包括MP1、MP2、MN1和MN2，减法器电路306包括MN8、MN9、MP8和MP9。第一分压比较电路301和第一分压偏置电路303串联，第二分压比较电路302和第二分压偏置电路304串联，第一分压比较电路301、第一分压偏置电路303和第二分压比较电路302、第二分压偏置电路304并联。第三基带信号S301进入迟滞比较电路300后进行分压，分别通过第一分压比较电路301和第二分压比较电路302，第三迟滞信号S302进入迟滞比较电路300后进行分压，分别通过第一分压比较电路301和第二分压比较电路302。分压使流经每一个比较器的电压减小，再将输出端连通可以抑制电路干扰噪声，达到抗噪的效果。第一分压比较器301和第二分压比较器302的输出端与电流镜中间电路305的输入端耦接，电流镜中间电路305的输出端与减法器电路306的输入端耦接，使经过降噪后的迟滞信号和基带信号通过电流镜中间电路305输入减法器电路306，在经过减法器电路306的处理得到最终数字信号S300。
如图5所示，显示了迟滞放大器200输入和输出端的信号变化。图中的S201和S202分别代表了迟滞电路100输出至迟滞放大电路200的第一基带信号S201和第一迟滞信号S202的波形图，第一基带信号S201为电压波动幅度较小的周期信号，第一迟滞信号S202为相位略微滞后第一基带信号S202的周期信号。由图可知，这时的第一基带信号S201和第一迟滞信号S202的调制深度低、电压波动起伏不明显(峰值0.1V，谷值0.075V)、且相位差异较小(约0.1个周期)，这个时候的信号如果直接通入迟滞比较器难以被识别。图中的S301和S302分别代表了第一基带信号S201和第一迟滞信号S202通过迟滞放大电路200得到的第三基带信号S301和第三迟滞信号S302的波形图。相较于第一基带信号S201和第一迟滞信号S202，第三基带信号S301和第三迟滞信号S302电压变化幅度更大(峰值0.1V，谷值0.05V)，且相位差增大至0.5个周期，更容易被迟滞比较器所识别。
如图6所示，显示了迟滞比较器300的输入和输出端的信号变化。图中的S301和S302分别代表了第一基带信号S201和第一迟滞信号S202通过迟滞放大电路200得到的第三基带信号S301和第三迟滞信号S302的波形图。图中的S300代表了第三基带信号S301和第三迟滞信号S302通过迟滞比较电路300得到的数字信号S300的波形图，数字信号S300为射频S100经过本发明的解调器电路解调最终得到的数字信号，峰值为输出信号1，谷值为输出信号0。
如图7所示，显示了解调器电路各个输入和输出端的信号变化。图中的S100代表了输入迟滞电路100的射频信号S100的波形图，S201和S202分别代表了迟滞电路100输出至迟滞放大电路200的第一基带信号S201和第一迟滞信号S202的波形图，S301和S302分别代表了第一基带信号S201和第一迟滞信号S202通过迟滞放大电路200得到的第三基带信号S301和第三迟滞信号S302的波形图，S300代表了第三基带信号S301和第三迟滞信号S302通过迟滞比较电路300得到的数字信号S300的波形图。这些信号的周期相同，说明解调器电路的不会改变信号的周期。
如图5-7所示，显示了射频信号S100输入解调器电路后的变化情况，首先通过迟滞电路100的解调和迟滞形成了第一基带信号S201和第一迟滞信号S202，再通过迟滞放大电路200的放大和迟滞形成了第三基带信号S301和第三迟滞信号S302，最后通过迟滞比较电路300的降噪和比较形成了最终的数字信号S300。
本发明利用迟滞放大器的电流镜放大器将低调制深度的基带信号和迟滞信号放大，并用迟滞放大器的反馈电路使两信号相位增大，经过迟滞放大器的基带信号和迟滞信号电压差距增大，更容易被比较器识别，从而达到低调制深度下的信号解调。
本发明改进了医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，使其增加了电流镜放大电路和反馈电路，利用电流镜效应使通过电流镜放大电路的基带信号和迟滞信号放大，并且可以通过改变输入偏置电路的偏置电流大小来调节整个电路的电流，使整个电路的电流降低。
因此，通过本发明一种医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，可以达到在低调制深度下进行低功耗抗噪的信号解调工作。
进一步地，本发明通过迟滞放大器和三重迟滞系统来实现低调制深度下的信号识别，提高能量提取效率和抗噪能力。并且，因为偏置电路的使用，可以限制电路的电流大小，从而在不牺牲芯片面积的情况下能够降低整条电路的功耗。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
Claims (10)
1.一种医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，包括：
迟滞电路(100)，包括串联连接的包络检测电路(101)和低通滤波器电路(102)，射频信号(S100)输入所述迟滞电路(100)，所述迟滞电路(100)输出第一基带信号(S201)和第一迟滞信号(S202)到迟滞放大电路(200)；
所述迟滞放大电路(200)包括电流镜放大电路(201)分压电路(202)、偏置电路(203)和反馈电路(204)，所述电流镜放大电路(201)和分压电路(202)串联连接，所述电流镜放大电路(201)、偏置电路(203)和反馈电路(204)串联连接；所述第一基带信号(S201)和所述第一迟滞信号(S202)分别输入所述迟滞放大电路(200)的所述电流镜放大电路(201)后其电压幅度变化分别被放大，之后由所述电流镜放大电路(201)分别输出第二基带信号(S203)和第二迟滞信号(S204)；所述第二基带信号(S203)和所述第二迟滞信号(S204)输入到所述反馈电路(204)使该两信号的电压差距拉大，从而使所述第二基带信号(S203)和所述第二迟滞信号(S204)的波形图交点后移，得到第三基带信号(S301)和第三迟滞信号(S302)；所述迟滞放大电路(200)的反馈电路(204)分别输出所述第三基带信号(S301)和所述第三迟滞信号(S302)，再将所述第三基带信号(S301)和所述第三迟滞信号(S302)输入迟滞比较电路(300)，得到最初输入所述射频信号(S100)对应的数字信号(S300)。
2.根据权利要求1所述的医疗物联网中低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，所述迟滞电路(100)产生的所述第一迟滞信号(S202)是所述第一基带信号(S201)通过所述低通滤波器电路(102)产生的、相对于所述第一基带信号(S201)相位滞后的电压信号。
3.根据权利要求1所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，所述迟滞放大电路(200)的所述电流镜放大电路(201)包括PMOS电流镜MP1、MP2、MP3、MP4和NMOS电流镜MN5、MN6，所述MP1和所述MN5串联，所述MP2和所述MN6串联，所述MP1、所述MN5和所述MP2、所述MN6并联，所述MP1、所述MN5的输出端与所述MP3的输入端耦接，所述MP2、所述MN6的输出端与所述MP3的输入端耦接，所述MP3和所述MP4并联；所述迟滞放大电路(200)的所述分压电路(202)包括NMOS电流镜MN1、MN2、MN3和MN4，所述MN1和所述MN3串联，所述MN2和所述MN4串联，所述MN1、所述MN3和所述MN2、所述MN4并联；所述迟滞放大电路(200)的所述偏置电路(203)包括PMOS电流镜MP5；所述迟滞放大电路(200)的所述反馈电路(204)包括NMOS电流镜MN7、MN8、MN9和MN10，所述MN7和所述MN9并联，所述MN8和所述MN10并联，所述MN7的栅极和所述MN8的栅极连接，所述MN9和所述MN10的栅极连接。
4.根据权利要求3所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，所述MN1、所述MN2和所述MP5的输入端与电流源Vdd连接；所述MN3和所述MN4的输出端分别与所述MN1和所述MN2的输入端连接，所述MP5的输出端分别与所述MP3和所述MP4的输入端连接；所述MP3的输出端分别与所述MN7和所述MN9的输入端连接，所述MP4的输出端分别与所述MN8和所述MN10的输入端连接；所述MN5、所述MN6、所述MN7、所述MN8、所述MN9和所述MN10的输出端分别接地。
5.根据权利要求1所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，输入所述迟滞放大电路的所述反馈电路(204)的电流分别为基带电流I1和迟滞电流I2，所述I1为所述电流镜放大电路输出的所述第二基带信号(S203)的电流，所述I2为所述电流镜放大电路输出的所述第二迟滞信号(S204)的电流，所述MP5的栅极接入外部电路模块，所述电路模块通入偏置电流Ibias1，Ibias1＝I1+I2。
6.根据权利要求4所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，当所述I1大于所述I2时，所述MN7和所述MN9并联的电阻大于所述MN8和所述MN10并联的电阻，所以当所述I1大于所述I2时所述电压信号第二基带信号(S203)变大；当所述I2大于所述I1时，MN8和MN10并联的电阻大于MN7和MN9并联的电阻，所以当所述I2大于所述I1时所述电压信号第二迟滞信号(S204)变大；可得所述反馈电路(204)拉开了所述第二基带信号(S203)和所述第二迟滞信号(S204)的电压差距，得到了所述第三基带信号(S301)和所述第三迟滞信号(S302)。
7.根据权利要求6所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，所述迟滞放大电路(200)中，所述第二基带信号(S203)为Vout1，所述第二迟滞信号(S204)为Vout2，所述MN7电阻为RMN7，MN8电阻为RMN8，MN9电阻为RMN9，MN10电阻为RMN10；可得
8.根据权利要求1所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，所述迟滞比较电路(300)包括第一分压比较电路(301)、第二分压比较电路(302)、第一分压偏置电路(303)、第二分压偏置电路(304)、电流镜中间电路(305)和减法器电路(306)；所述第一分压比较电路(301)和所述第一分压偏置电路(303)串联，所述第二分压比较电路(302)和第二分压偏置电路(304)串联，所述第一分压比较电路(301)、所述第一分压偏置电路(303)和所述第二分压比较电路(302)、第二偏置比较电路(304)并联；所述电流镜中间电路(305)的栅极分别与所述第一分压比较电路(301)和所述第二分压比较电路(302)的输出端耦接，所述电流镜中间电路(305)的输出端与所述减法器电路(306)的输入端耦接；所述第三迟滞信号(S302)和所述第三基带信号(S301)输入所述迟滞比较电路(300)分压后通过所述第一分压比较电路(301)和第二分压比较电路(302)，再通过所述电流镜中间电路(305)到达所述减法器电路(306)，并由所述减法器电路(306)的输出端输出所述数字信号(S300)。
9.根据权利要求1所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，输入所述迟滞电路(100)的所述射频信号(S100)的最低解调深度为2.31％。
10.根据权利要求1所述的医疗物联网中的低功耗抗噪声UHF RFID解调器电路，其特征在于，改变输入所述迟滞放大电路(200)的所述偏置电路(203)的偏置电流的大小可以改变通过所述迟滞放大电路(200)的电流。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211282952.8A CN115664470A (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种医疗物联网中的低功耗抗噪声uhf rfid解调器电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211282952.8A CN115664470A (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种医疗物联网中的低功耗抗噪声uhf rfid解调器电路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115664470A true CN115664470A (zh) | 2023-01-31 |
Family
ID=84989178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202211282952.8A Pending CN115664470A (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种医疗物联网中的低功耗抗噪声uhf rfid解调器电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115664470A (zh) |
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