CN115469242A - 负电源监控系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种负电源监控系统及方法，该负电源监控系统包括：输出基准负压的负电压基准电路；用于获取目标负压的采集电路；电压检测电路，用于将基准负压与目标负压进行比较，以确定目标负压是否超过预设电压值；以及，迟滞控制电路，用于在目标负压超过预设电压值时控制目标负压与基准负压的差值不小于预设差值，以控制电压检测电路输出稳定的电压值。本发明的负电源监控系统解决了现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。

Description

负电源监控系统及方法
技术领域
本发明涉及电源检测领域，尤其涉及一种负电源监控系统及方法。
背景技术
TR组件中负责发射和接收信号的半导体射频微波芯片工作于负电压状态下，微波信号的发射需要巨大的能量，即需要较高的发射功率，使负电压电源产生极大的负载电流。因此，在TR组件中需要时刻关注负电压电源的状态，以确定负电源是否因过载而导致输出电压被拉高，从而导致发射的微波信号质量变差。
因此，有必要提出一种用于监测负电源电压的系统，以解决上述技术问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种负电源监控系统及方法，以解决现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。
为实现上述目的，本发明是这样实现的：
第一方面，本发明提供一种负电源监控系统，包括：
输出基准负压的负电压基准电路；
用于获取目标负压的采集电路；
电压检测电路，用于将所述基准负压与所述目标负压进行比较，以确定所述目标负压是否超过预设电压值；以及，
迟滞控制电路，用于在所述目标负压超过所述预设电压值时控制所述目标负压与所述基准负压的差值不小于预设差值，以控制所述电压检测电路输出稳定的电压值。
作为本发明的进一步改进，电压转换电路和输出电路，所述电压转换电路用于将所述电压检测电路输出的电压值进行转换，并通过所述输出电路输出转换后的第一目标电压。
作为本发明的进一步改进，所述电压转换电路具有用于在所述电压检测电路和所述迟滞控制电路无法工作时控制所述输出电路输出第二目标电压的输出状态调整模块。
作为本发明的进一步改进，所述电压转换电路还包括：
一组PMOS管和一组NMOS管，两个PMOS管的漏极分别与两个NMOS管的漏极对应相连，且两个PMOS管的栅极分别和与其交叉的两个NMOS管的漏极对应相连，两个NMOS管的栅极分别连接至迟滞控制电路，所述输出状态调整模块与两个PMOS管的漏极相连，且所述输出电路连接至其中一个PMOS管的漏极。
作为本发明的进一步改进，所述输出状态调整电路由设置于其中一个PMOS管的漏极与源极之间的第一电阻、设置于另一个PMOS管的漏极与电源之间的第二电阻构成。
作为本发明的进一步改进，所述电压检测电路包括：
依次首尾相连的第一MOS管组，其中，位于首端的第一MOS管组与所述负电压基准电路相连，位于尾端的第一MOS管组与所述迟滞控制电路相连。
作为本发明的进一步改进，所述采集电路由三个首尾相连的第一采样电阻、第二采样电阻以及第三采样电阻构成，其中，位于中间位置的第一MOS管组的采样端与所述第二采样电阻的采样端相连，与第二采样电阻的采样端相对的一端连接至所述迟滞控制电路。
作为本发明的进一步改进，所述迟滞控制电路包括：
与采集电路相连的MOS管；
两个由PMOS管和NMOS管相串联构成的第二MOS管组，其中一个第二MOS管组的输出端连接至另一第二MOS管组的输入端，且其中一个第二MOS管组的输入端与所述电压检测电路相连。
作为本发明的进一步改进，其中一个第二MOS管组的输出端连接至所述电压转换电路的第一输入端，另一个第二MOS管组的输出端连接至所述电压转换电路的第二输入端。
第二方面，本发明还提供一种负电源监控方法，包括：
获取基准负压和目标负压；
通过电压检测电路将所述基准负压与所述目标负压进行比较，以确定所述目标负压是否超过预设电压值；以及，
通过迟滞控制电路在所述目标负压超过所述预设电压值时控制所述目标负压与所述基准负压的差值不小于预设差值，以控制所述电压检测电路输出稳定的电压值。
在本发明中，负电源监控系统通过电压检测电路对负电压基准电路输出的基准负压与采集电路获取的目标负压进行比较，以确定目标负压是否超过预设电压值，并通过迟滞控制电路在目标负压超过预设电压值时对目标负压与基准负压的差值进行控制，以控制电压检测电路输出稳定的电压值，从而在负电源电压产生波动时确保迟滞控制电路输出电压的稳定性，从而解决现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。
附图说明
图1为本发明一个实施例的负电源监控系统的示意性结构框图；
图2为本发明一个实施例的迟滞控制电路与采集电路的示意性连接结构图；
图3为本发明一个具体实施例的负电源监控系统的示意性电路图；
图4为本发明另一个实施例的迟滞控制电路与采集电路的示意性连接结构图；
图5为根据本发明一个实施例的电压转换电路和输出电路的示意性连接结构图；
图6为根据本发明一个实施例的负电源监控方法的示意性流程图；
图7为根据本发明另一个实施例的负电源监控方法的示意性流程图。
具体实施方式
下面结合附图所示的各实施方式对本发明进行详细说明，但应当说明的是，这些实施方式并非对本发明的限制，本领域普通技术人员根据这些实施方式所作的功能、方法、或者结构上的等效变换或替代，均属于本发明的保护范围之内。
以下结合附图，详细说明本发明各实施例提供的技术方案。
图1为本发明一个实施例的负电源监控系统100(也可简称为“系统100”)的示意性结构框图，以解决现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。本实施例的负电源监控系统100包括输出基准负压的负电压基准电路10；用于获取目标负压的采集电路20；电压检测电路30，用于将基准负压vref与目标负压vsamp进行比较，以确定负电源电压VEE是否超过预设电压值；以及，迟滞控制电路40，用于在负电源电压VEE超过预设电压值时控制目标负压与基准负压的差值不小于预设差值，以控制电压检测电路30输出稳定的电压值。
应理解，负电源监控系统100通过电压检测电路30对负电压基准电路10输出的基准负压与采集电路20获取的目标负压进行比较，以确定负电源电压VEE是否超过预设电压值，并通过迟滞控制电路40在负电源电压VEE超过预设电压值时对目标负压与基准负压的差值进行控制，以控制电压检测电路30输出稳定的电压值，从而在负电源电压产生波动时确保迟滞控制电路40输出电压的稳定性，解决了现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。
如图2所示，电压检测电路30由比较器U1构成，比较器U1的反相输入端与负电压基准电路10相连，比较器U1的同相输入端与采集电路20相连，比较器U1的输出端与迟滞控制电路40相连。
如图3所示，比较器U1由首尾依次相连的第一MOS管组，其中，位于首端的第一MOS管组(即由PMOS管P3和NMOS管N1串联形成的第一MOS管组)与负电压基准电路10相连，位于尾端的第一MOS管组(即由PMOS管P7和NMOS管M3串联形成的第一MOS管组)与迟滞控制电路40相连。
具体地，PMOS管P3、PMOS管P5、PMOS管P7的源极分别连接至参考地GND，PMOS管P3的栅极和漏极连接至NMOS管N1的漏极，NMOS管N1的栅极与负电压基准电路10相连，NMOS管N1的源极和NMOS管N2的源极相连且连接至耗尽型NMOS管M2的漏极，耗尽型NMOS管M2的栅极和源极连接至电源VEE，NMOS管N2的栅极与采集电路20相连，NMOS管N2的漏极与PMOS管P5的漏极相连。PMOS管P5的漏极连接至PMOS管P7的栅极，耗尽型NMOS管M3的栅极与源极相连，PMOS管P7的漏极与耗尽型NMOS管M3的漏极连接至迟滞控制电路40。
其中，采集电路20由三个首尾相连的第一采样电阻R1、第二采样电阻R2以及第三采样电阻R3构成，其中，位于中间位置的第一MOS管组的采样端(即NMOS管N2的栅极)与第二采样电阻R2的采样端相连，与第二采样电阻R2的采样端相对的一端(即第二采样电阻R2中与第一采样电阻R1相连的一端)与迟滞控制电路40相连。
继续参图2进行说明，迟滞控制电路40包括与采集电路20相连的MOS管P9、与比较器U1相连的反相器U2以及与反相器U2相连的反相器U3构成。其中，P9的源极接地，P9的漏极与采集电路20中第二采集电阻的一端相连，P9的栅极连接至反相器U2的输出端。具体地，结合图3进行说明，反相器U2由PMOS管P10和NMOS管N6相串联形成的第二MOS管组构成，反相器U3由PMOS管P11和NMOS管N8串联形成的第二MOS管组构成，形成反相器U2的第二MOS管组的输出端(节点a)连接至形成反相器U3的第二MOS管组的输入端(即PMOS管P10的漏极和NMOS管N6的漏极连接至PMOS管P11、PMOS管P9的栅极，且PMOS管P10的栅极和NMOS管N8的栅极相连)，其中一个第二MOS管组的输入端与电压检测电路30相连(即PMOS管P10的栅极和NMOS管N6的栅极连接至PMOS管P7的漏极)。其中一个第二MOS管组的输出端连接至电压转换电路50的第一输入端，另一个第二MOS管组的输出端连接至电压转换电路50的第二输入端(即PMOS管P10的漏极连接至电压转换电路50的输入端，PMOS管P11的漏极连接至电压转换电路50的输出端)。
具体而言，以负电源电压VEE＝-5V，正电源电压VDD＝5V为例进行说明。若基准负压vref＝-1.5V左右，R3＝R2＝10*R1，则根据分压原理，当负电源VEE＝-5V左右时，目标负压vsamp≈-2.5V，此时vsamp<vref，因此，比较器U1的输出端out输出低电平(即输出端out的电压约等于电源VEE)，节点a输出为高电平(即相当于参考地GND的电压)。由此，PMOS管P9处于截止状态，内阻无限大。
当负电源VEE的电压绝对值逐步降低至预设电压值(如3V，也即负电源VEE的电压逐步升高至-3V)时，即VEE＝-3V后，vsamp≈-1.5V(与vref接近相等)。当负电源VEE的电压值进一步升高(即其绝对值进一步降低)以使vsamp>vref时，比较器U1的输出端out输出为高电平，此时比较器U1的输出端out的状态发生变化的过程即为负电源电压的检测过程。节点a的逻辑状态由高电平变为低电平，PMOS管P9导通，其内阻远远小于R1值，即R1被P9短路。
当R1被P9短路后，经由R2和R3分压后得到的vsamp(vsamp截止＝VEE*R3/(R1+R2+R3))相比P9截止经由R1、R2和R3分压后得到的vsamp(vsamp导通＝VEE*R3/(R2+R3))得到了提升，即在相同的负电源VEE电压下，vsamp截止>vsamp导通。而当vsamp略大于vref时，比较器U1的输出状态会发生翻转，若此时负电源VEE的电压值有些许波动，则会导致vsamp不稳定，其电压在vref上下波动，由此导致比较器U1的输出状态在高低电平之间不断发生变化。
若通过对P9工作状态的调节控制R1是否被短路，以使得vsamp第一次比vref高后，通过短路R1来改变vsamp的大小，确保目标负压vsamp与基准负压vref的差值不小于预设差值，从而使vsamp远离vref，确保负电源VEE的电压波动不会造成vsamp的值在vref附近波动，从而确保比较器U1输出的稳定性。由此，通过迟滞控制电路40的设置能够在负电源电压产生波动时输出稳定的电压，解决了现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而造成工作电压不稳定从而导致发射的微波信号质量变差的问题。
值得注意的是，本实施例所述的“预设差值”的具体数值范围不做限定，只要能够确保基准负压vref远离目标负压vsamp，以确保比较器U1输出稳定的电压即可。
在另一个实施例中，作为图2的变形实施例，如图4所示，迟滞控制电路40包括与采集电路20相连的NMOS管P9’、与比较器U1相连的反相器U2以及与反相器U2相连的反相器U3构成。与图2实施例不同的是，NMOS管P9’的漏极与采集电路20(具体与第二采集电阻R2中与第三采集电阻R3相连的一端)相连接，第二采集电阻R2中与第一采集电阻R1相连的一端连接至比较器U1的同相输入端，NMOS管P9’的源极连接负电源VEE。
同理，当负电源VEE＝-5V左右时，比较器U1的输出端out输出低电平，节点a输出为高电平，NMOS管P9’导通，R3被短路，vsamp短路＝VEE*R2/(R2+R1)。当vsamp>vref后，比较器U1的输出端out输出为高电平，节点a的逻辑状态由高电平变为低电平，NMOS管P9’截止，R3作用于采集电路中，vsamp截止＝VEE*(R3+R2)/(R3+R2+R1)。由此，在相同VEE条件下，vsamp短路<vsamp截止，故而完成迟滞设计，以在负电源电压产生波动时输出稳定的电压。
如图5所示，负电源监控系统还包括电压转换电路50和输出电路60，电压转换电路50用于将电压检测电路30输出的电压值进行转换，并通过输出电路60输出转换后的第一目标电压。其中，电压转换电路50可具有用于在电压检测电路30和迟滞控制电路40无法工作时控制输出电路60输出第二目标电压的输出状态调整模块601。
在一个具体的实施例中，如图5所示，电压转换电路50还包括一组PMOS管(由两个源极相连且连接至电源VDD的PMOS管P1和PMOS管P2构成)和一组NMOS管(由NMOS管H1和NMOS管H2构成)，两个PMOS管的漏极分别与两个NMOS管的漏极对应相连(即PMOS管P1的漏极与NMOS管H1的漏极相连，PMOS管P2的漏极与NMOS管H2的漏极相连)，且两个PMOS管的栅极分别和与其交叉的两个NMOS管的漏极对应相连(PMOS管P1的栅极与NMOS管H2的漏极相连，PMOS管P2的栅极与NMOS管H1的漏极相连)，两个NMOS管的栅极分别连接至迟滞控制电路40(即NMOS管H1的栅极与NMOS管N6的源极相连，NMOS管H2的栅极与NMOS管N8的源极相连)，输出状态调整模块601与两个PMOS管的漏极相连，且输出电路连接至其中一个PMOS管的漏极。NMOS管H1的源极和NMOS管H2的源极均连接至负电源VEE。
输出电路60由两个串联的第四MOS管组构成。第四MOS管组包括由PMOS管P3和NMOS管H3构成的第四MOS管组、由PMOS管P4和NMOS管H4构成的第四MOS管组。PMOS管P3的栅极和NMOS管H3的栅极相连，PMOS管P3的漏极和NMOS管H3的漏极相连且连接至PMOS管P4和NMOS管H4的栅极，PMOS管P3的源极和PMOS管P4的源极连接至电源VDD，NMOS管H3的源极和NMOS管H4的源极连接至负电源VEE，PMOS管P4的漏极和NMOS管H4的漏极相连且作为输出电路60的输出端Vout。
其中，输出状态调整模块601由设置于其中一个PMOS管P1的漏极与源极之间的第一电阻R4、设置于另一个PMOS管P2的漏极与负电源VEE之间的第二电阻R5构成。如此，通过第一电阻R4和第二电阻R5的设置，能够在负电源VEE电压高于如-2V，以使电压检测电路30和迟滞控制电路40无法稳定工作时，为输出电路提供正确且稳定的电压输出。
应理解，当负电源VEE的电压上升至如-2V以上时，由P1、P3、P5、P7、P9及P11等组成的系统将无法稳定工作，此时系统中节点a和节点b的电压接近0，由此，导致H1、H2无法正常开启，致使后级输出电路60的输出状态无法确定。此时，通过第一电阻R4的设置使PMOS管P2的栅端电压为电源VDD电压，PMOS管P2处于截止状态；而由于H2处于截止状态，通过第二电阻R5的设置，使H2的漏端电压等于负电源VEE电压。由此，使由PMOS管P3、PMOS管P4、NMOS管H3、NMOS管H4导通，从而在前级系统无法稳定工作的情况下输出电路60能够输出稳定的电压值。
在上述任一项实施例中，负电压基准电路10则由一个第三MOS管组构成。第三MOS管组由PMOS管P1和耗尽型NMOS管M1构成，PMOS管P1的源极连接至参考地GND，PMOS管P1的漏极和耗尽型NMOS管M1的漏极相连，耗尽型NMOS管M1的栅极和源极连接至负电源VEE，PMOS管P1的漏极和栅极相连且连接至电压检测电路30(具体连接至NMOS管N1的栅极)。
需要说明的是，在本实施例的负电源监控系统中，所涉及的“电源VDD”为正电源供电端，其电压值为5V左右，所涉及的“负电源VEE”为负电源供电端，其电压值为-5V左右。正电源VDD和负电源VEE的电压值相等，但正电源VDD和负电源VEE的具体取值不限于本实施例所限定的“5V”，也可以为6V、7V、8V、9V、10V、20V等等，对此不一一举例说明。
如图6所示，本发明实施例还提供一种负电源监控方法，包括：
步骤602.获取基准负压和目标负压；
步骤604.通过电压检测电路将基准负压与目标负压进行比较，以确定目标负压是否超过预设电压值；以及，
步骤606.通过迟滞控制电路在目标负压超过预设电压值时控制目标负压与基准负压的差值不小于预设差值，以控制电压检测电路输出稳定的电压值。
本发明实施例的负电源监控方法还包括：
步骤608.对电压检测电路输出的电压值进行转换，并通过输出电路输出转换后的第一目标电压。
应理解，本实施例的负电源监控方法通过电压检测电路对负电压基准电路输出的基准负压与采集电路获取的目标负压进行比较，以确定目标负压是否超过预设电压值，并通过迟滞控制电路在目标负压超过预设电压值时对目标负压与基准负压的差值进行控制，以控制电压检测电路输出稳定的电压值，从而在负电源电压产生波动时确保迟滞控制电路输出电压的稳定性，从而解决现有技术中由于负电源过载使得输出电压较高而导致发射的微波信号质量变差的问题。具体地，负电源监控方法或监控过程参上述所示的负电源监控系统的方案或原理，对此不再赘述。
如图7所示，在另一个实施例中，负电源监控方法还包括：
步骤608’.在电压检测电路和迟滞控制电路无法工作时控制输出电路中的输出状态调整模块输出第二目标电压。
参上述负电源监控系统的实施例所示，通过第一电阻R4的设置使PMOS管P2的栅端电压为电源VDD电压，PMOS管P2处于截止状态；而由于H2处于截止状态，通过第二电阻R5的设置，使H2的漏端电压等于负电源VEE电压。由此，使由PMOS管P3、PMOS管P4、NMOS管H3、NMOS管H4导通，从而在前级系统(如电压检测电路和迟滞控制电路)无法稳定工作的情况下输出电路60能够输出稳定的电压值。
需要说明的是，本实施例的负电源监控方法所涉及的方案或原理与负电源监控系统的方案或原理相同，对于相同或相似的内容不再详细赘述。
本发明实施例还提供一种终端设备，其可包括处理器，存储器，存储在存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述图6或图7所示的负电源监控方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时实现上述图6或图7所示的负电源监控方法的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。其中，所述的计算机可读存储介质，如只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等。
上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本发明的可行性实施方式的具体说明，它们并非用以限制本发明的保护范围，凡未脱离本发明技艺精神所作的等效实施方式或变更均应包含在本发明的保护范围之内。
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (10)

1.一种负电源监控系统，其特征在于，包括：
输出基准负压的负电压基准电路；
用于获取目标负压的采集电路；
电压检测电路，用于将所述基准负压与所述目标负压进行比较，以确定所述目标负压是否超过预设电压值；以及，
迟滞控制电路，用于在所述目标负压超过所述预设电压值时控制所述目标负压与所述基准负压的差值不小于预设差值，以控制所述电压检测电路输出稳定的电压值。
2.根据权利要求1所述的负电源监控系统，其特征在于，还包括：
电压转换电路和输出电路，所述电压转换电路用于将所述电压检测电路输出的电压值进行转换，并通过所述输出电路输出转换后的第一目标电压。
3.根据权利要求2所述的负电源监控系统，其特征在于，
所述电压转换电路具有用于在所述电压检测电路和所述迟滞控制电路无法工作时控制所述输出电路输出第二目标电压的输出状态调整模块。
4.根据权利要求3所述的负电源监控系统，其特征在于，所述电压转换电路还包括：
一组PMOS管和一组NMOS管，两个PMOS管的漏极分别与两个NMOS管的漏极对应相连，且两个PMOS管的栅极分别和与其交叉的两个NMOS管的漏极对应相连，两个NMOS管的栅极分别连接至迟滞控制电路，所述输出状态调整模块与两个PMOS管的漏极相连，且所述输出电路连接至其中一个PMOS管的漏极。
5.根据权利要求4所述的负电源监控系统，其特征在于，
所述输出状态调整电路由设置于其中一个PMOS管的漏极与源极之间的第一电阻、设置于另一个PMOS管的漏极与电源之间的第二电阻构成。
6.根据权利要求1所述的负电源监控系统，其特征在于，所述电压检测电路包括：
依次首尾相连的第一MOS管组，其中，位于首端的第一MOS管组与所述负电压基准电路相连，位于尾端的第一MOS管组与所述迟滞控制电路相连。
7.根据权利要求6所述的负电源监控系统，其特征在于，所述采集电路由三个首尾相连的第一采样电阻、第二采样电阻以及第三采样电阻构成，其中，位于中间位置的第一MOS管组的采样端与所述第二采样电阻的采样端相连，与第二采样电阻的采样端相对的一端连接至所述迟滞控制电路。
8.根据权利要求1所述的负电源监控系统，其特征在于，所述迟滞控制电路包括：
与采集电路相连的MOS管；
两个由PMOS管和NMOS管相串联构成的第二MOS管组，其中一个第二MOS管组的输出端连接至另一第二MOS管组的输入端，且其中一个第二MOS管组的输入端与所述电压检测电路相连。
9.根据权利要求8所述的负电源监控系统，其特征在于，
其中一个第二MOS管组的输出端连接至所述电压转换电路的第一输入端，另一个第二MOS管组的输出端连接至所述电压转换电路的第二输入端。
10.一种负电源监控方法，其特征在于，包括：
获取基准负压和目标负压；
通过电压检测电路将所述基准负压与所述目标负压进行比较，以确定所述目标负压是否超过预设电压值；以及，
通过迟滞控制电路在所述目标负压超过所述预设电压值时控制所述目标负压与所述基准负压的差值不小于预设差值，以控制所述电压检测电路输出稳定的电压值。
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