CN115459338A - 基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法 - Google Patents

基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及交直流微电网领域，具体是基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法。本发明解决了传统方案功率控制非线性，控制环节较难设计、设备功率密度低、稳压电解电容体积大、开关损耗严重的问题。该隔离型并网三相变换器由双有源桥变换器和全桥逆变器构成，通过三重移相调制方式增加了控制灵活度，实现了控制坐标对输出功率的线性控制，实现了更好的控制效果；将变换器直流侧稳压电解电容更换为一个体积更小的薄膜电容，在提高系统运行可靠性的同时减小了变换器的设计成本和硬件成本，提高了变换器功率密度；针对三相变换器后级全桥电路所设计的的33%PWM调制方式相比于传统PWM调制方式大幅减小了开关管损耗，提高系统运行效率。

Description

基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法
技术领域
本发明涉及交直流微电网领域，具体是基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法。
背景技术
电力能源作为全球能源互联网系统的重要组成部分，在其中扮演着举足轻重的一环。近年来，以风能、光伏为代表的可再生能源作为一系列清洁能源，已受到世界范围内的普遍重视。将新能源电力接入传统交流网的交直流混合微电网是目前电网的主要存在形式。在交直流微电网中，双向隔离型交直流微网互联变换器在电力系统中承担着能源在直流配网和交流电网系统间传输的关键作用，同时其广泛应用于不间断电源、电池储能系统和分布式发电等领域，成为目前研究的热点。含双有源桥的交直流变换器结构因其功率密度高、模块化、结构对称、控制相对简单等优点受到国内外专家学者的广泛关注。针对双有源桥变换器控制策略的研究中，单移相控制存在电流应力大、回流功率无法消除等弊端，三重移相控制中变换器存在三个控制变量，控制维度与灵活性得到提升，可以达到更佳的控制效果。
针对隔离型交直流微网互联变换器的控制策略中，传统两级式控制是常见的控制方式，包括前级双有源桥变换器采用移相控制方式，后级三相全桥拓扑采用SPWM控制方式。该方案存在三个缺点：传统移相控制的控制坐标与输出功率的非线性关系，增大了功率控制的难度；组成后级三相逆变器的开关管恒工作在高频状态，增加了开关损耗；稳压电解电容体积大，减小了变换器功率密度，且增大了系统运行时发生故障的概率，降低了系统运行的可靠性。
发明内容
本发明为了解决传统隔离型交直流微网互联变换器传输功率控制的非线性，三相逆变器开关频率高，直流侧电解电容体积大的技术问题，针对现有技术缺陷，设计了基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法。
本发明是基于如下技术方案实现的：一种基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，交直流微网互联变换器采用隔离型交直流三相变换器；所述隔离型交直流三相变换器拓扑结构由DAB变换器和三相全桥逆变器SI构成，位于前端的DAB变换器由四个初级开关S1、S2、S3、S4构成的逆变全桥FB1、一个高频变压器Tr、漏感L和四个次级开关S5、S6、S7、S8构成的整流全桥FB2组成。DAB变换器通过滤波电容C2级联后端逆变器。三相全桥逆变器SI包含六个有源开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，SI通过输出侧滤波电感L 0和输出侧滤波电容C 0连接交流电源。DAB双有源桥变换器所有开关器件驱动脉冲的占空比均为50%。其中T为半开关周期，满足T=1/(2f s)，f s为实际开关频率。直流电源大小为u dc，交流电源大小为u g，FB1桥臂中点电压差为v p，FB2桥臂中点电压差为v s，SI输出侧交流电流为i ac。逆变桥内移相比D 1代表S1和S4之间的移相比，外移相比D 2代表S1和S5之间的移相比，整流桥内移相比D 3代表S5和S8之间的移相比。功率正向传输时，D 1 、D 2和D 3的定义域均为[0,1]。采用电压控制维持输出三相电压稳定，无须增加额外的电流传感器。具体如下：
通过开关管驱动调制使FB2输出300Hz直流波形，再通过调制后端全桥逆变器的六个开关管，交流侧输出三相平衡电压波形。由于双有源变换器开关管工作在高频，此时额定开关频率为f s=100kHz，且薄膜电容C 2容量很小，因此双有源桥变换器输出电压波形谐波含量较少。隔离型交直流微网互联变换器控制框图如图2所示。为改善传统方案中传输功率与控制量的非线性关系，引入变频控制，定义虚拟频率f n，其为一固定值，将虚拟频率的大小设置为
f n=f s/(1-2α)(1)
u g_ref表示输出电压参考值。由于所设计方案是为了提高变换器在稳态时的性能，因此采用固定输入电压u g_ref代替实际输出电压u g，以避免在启动阶段因u g值非常小导致输出电流参考值计算不准确。定义移相比控制量α，为实现控制量对传输功率的线性控制，内移相比和外移相比分别需满足
D 1=0.5-2α，D 2=0.5-α，D 3=0(2)
输出电压参考值u g_ref与实际输出电压u g的差值经PI控制器输出为控制量辅助调制信号Δα；P ref为传输功率参考值，即
P ref=u g i ac(3)
所述控制方法中移相比控制量计算式为
α * =i ac f n L/nu dc(4)
由上述两式可计算得出移相比控制量主调制信号α * ，其与控制量辅助调制信号Δα的差值作为最终的移相比控制量调制变换器驱动信号，并控制DAB开关频率随时间变化。公式(4)导出的主调制信号不受功率传输方向的影响，因此该控制器在系统功率方向变化时具有出色的动态响应性能。调制信号D 1 、D 2和D 3可以通过求解公式(2)得出。综上所述，所采用的控制策略只需要交流母线电压作为反馈参数，因此优化后的控制策略可以更容易地在嵌入式处理器(如DSP芯片)中实现。
进一步的，本发明中后级三相全桥逆变器采用6脉波33%PWM控制策略输出三相电压波形：为提高变换器功率密度，使用小容量的薄膜电容代替大体积稳压电解电容，每个桥臂的两个开关管的驱动信号为对称方波，任何时刻三相逆变器仅有一个桥臂采用PWM调制。例如，开关器件Q1、Q2在T1以Vab/Vcb作为调制脉冲信号，其他四个开关器件的驱动信号为ON或OFF。三相全桥驱动信号如图5所示,Vm_x为Q1、Q2的调制信号，Vm_y为Q3、Q4的调制信号，Vm_z为Q5、Q6的调制信号。将一个周期分为6个相等的时段T1~T6，以时间段T1为例，Q5和Q4开通，Q3和Q6关断，Q1和Q2通过使用Vab/Vcb作为调制信号，将其与载波波形Vc_ref进行比较以获得器件的导通脉冲，其余五个时段的导通信号遵循类似的规律。
三相全桥采用33%PWM控制策略以进一步降低变换器开关损耗，即后端全桥逆变器的六个开关仅有1/3的时间工作在PWM阶段，其余时间均保持开通或关断，如图5所示。
本发明所提供的上述一种基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，与现有技术相比，所具有的优点与积极效果在于：(1)通过三重移相调制方式增加了控制灵活度，通过变频控制实现了控制坐标对输出功率的线性控制，实现更好的控制效果；(2)将变换器直流侧稳压电解电容更换为一个体积更小的薄膜电容，在提高系统运行可靠性的同时减小了变换器的设计成本和硬件成本，提高了变换器功率密度；(3)基于三相变换器后级全桥电路的33%PWM调制方式相比于传统PWM调制方式大幅减小了开关管损耗，提高系统运行效率。所述控制方法具有良好的实用性。
附图说明
图1是本发明所涉及拓扑图基于电流应力优化的交直流微网互联变换器结构图；
图2是本发明所涉及交直流微网互联变换器简化电压闭环控制框图；
图3是本发明所涉及交直流微网互联变换器功率正向传递波形图；
图4是本发明所涉及交直流微网互联变换器功率反向传递波形图；
图5是本发明所涉及后级三相全桥变换器调制信号示意图；
图6是本发明所涉及后级三相全桥变换器调制波形示意图；
图1中：隔离型交直流三相变换器拓扑结构由DAB变换器和三相逆变器SI构成，前端DAB变换器由包含四个初级开关S1、S2、S3、S4的逆变全桥FB1、一个高频变压器Tr、漏感L和包含四个次级开关S5、S6、S7、S8的整流全桥组成，变压器变比为1:n，DAB变换器通过滤波电容C2级联后端逆变器。三相全桥逆变器SI包含六个有源开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，SI通过输出侧滤波电感L 0和输出侧滤波电容C 0连接交流电源。直流电源大小为u dc，交流电源大小为u g，FB1桥臂中点电压差为v p，FB2桥臂中点电压差为v s，SI输出侧交流电流为i ac。i 1为DAB输出电流，i 2为三相逆变全桥输入电流。
图2中：逆变桥内移相比D 1代表S1和S4之间的移相比，外移相比D 2代表S1和S5之间的移相比，整流桥内移相比D 3代表S5和S8之间的移相比。功率正向传输时，D 1和D 2的定义域均为[0,1]。其中u g表示变换器输出电压。u g_ref表示输出电压参考值。由于所设计方案是为了提高变换器在稳态时的性能，因此采用固定输出电压u g_ref代替实际输出电压u g，以避免在启动阶段因u g值非常小导致输出电流参考值计算不准确。α为移相比控制量，输出电压参考值u g_ref与实际输出电压u g的差值经PI控制器输出为控制量辅助调制信号Δα；P ref为传输功率参考值，通过公式(3)计算得到输出电流的参考值，再通过公式(4)计算得出移相比控制量主调制信号α * ，其与控制量辅助调制信号Δα的差值作为最终的移相比控制量，经计算式(1)、(2)得到相移量D 1、D 2、D 3，和开关频率f s从而输入驱动信号调制模块控制开关管导通使变换器在给定控制方式下运行。
图3中：D 1代表S1和S4之间的相移比，D 2代表S1和S5之间的相移比，v p为FB1桥臂中点电压差，v s为FB2桥臂中点电压差，T为半开关周期，i 1为DAB输出电流，i 2为三相逆变全桥输入电流。通过调节DAB后级全桥整流器导通脉冲滞后前级全桥逆变器导通脉冲从而使功率由直流侧传递到交流侧。
图4中：变换器反向传递功率时，通过调节DAB后级全桥整流器导通脉冲超前前级全桥逆变器导通脉冲从而使功率由交流侧传递到直流侧。
图5中：Vab表示a、b两节点间电压，Vbc表示b、c两节点间电压，Vca表示c、a两节点间电压，Vm_x为Q1、Q2的调制信号，Vm_y为Q3、Q4的调制信号，Vm_z为Q5、Q6的调制信号。
图6中：
Figure 882698DEST_PATH_IMAGE001
表示与Q2相反的信号，
Figure 301565DEST_PATH_IMAGE002
表示与Q4相反的信号，
Figure 37440DEST_PATH_IMAGE003
表示与Q6相反的信号，Vm表示后级三相全桥变换器调制信号，包括调制信号Vm_x、Vm_y、Vm_z。每个桥臂的两个开关管的驱动信号为对称方波，任何时刻三相变换器仅有一个桥臂采用PWM调制。
具体实施方式
推导控制模型，建立三相变换器等效模型的基础上，通过数学推导提出在交直流微网互联变换器电压闭环控制中引入三重移相加变频控制的方法。
隔离型交直流微网互联变换器由双有源全桥变换器DAB和三相全桥逆变器SI组成，DAB和SI通过薄膜电容C 2相连。基于三重移相加变频控制的方法，实现控制量α对功率的线性控制，简化控制系统复杂度，同时通过设计后级三相变换器33%PWM控制方式降低平均开关频率，减小设备损耗。
本发明基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，其所述方法具体展开如下：
控制方法包括前级DAB三重移相加变频控制、后级三相变换器33%PWM控制。
(1)前级DAB三重移相加变频控制
为改善传统方案中传输功率与控制量的非线性关系，定义虚拟频率f n，其为一固定值，将虚拟频率的大小设置为
f n=f s/(1-2α)(1)
u g_ref表示输出电压参考值。由于所设计方案是为了提高变换器在稳态时的性能，因此采用固定输出电压u g_ref代替实际输出电压u g，以避免在启动阶段因u g值非常小导致输出电流参考值计算不准确。定义移相比控制量α，为实现控制量对传输功率的线性控制，内移相比和外移相比分别需满足
D 1=0.5-2α，D 2=0.5-α，D 3=0(2)
输出电压参考值u g_ref与实际输出电压u g的差值经PI控制器输出控制量辅助调制信号Δα；P ref为传输功率参考值，即
P ref=u g i ac(3)
所述控制方法中移相比控制量计算式为
α * =i ac f n L/nu dc(4)
由上述两式可计算得出移相比控制量主调制信号α * ，其与控制量辅助调制信号Δα的差值作为最终的移相比控制量，经计算式(1)、(2)得到相移量D 1、D 2、D 3和开关频率f s，从而输入驱动信号调制模块控制开关管导通，使变换器在给定控制方式下运行。公式(4)导出的主调制信号不受功率传输方向的影响，因此该控制器在系统功率方向变化时具有出色的动态响应性能。
(2)后级三相变换器33%PWM控制
本发明中后级三相全桥逆变器采用33%PWM控制策略输出三相电压波形：为提高变换器功率密度，使用小容量的薄膜电容代替大体积稳压电解电容，每个桥臂的两个开关管的驱动信号为对称方波，任何时刻三相逆变器仅有一个桥臂采用PWM调制。例如，开关器件Q1、Q2在T1时段以Vab/Vcb作为调制脉冲信号，Vc_ref作为载波信号，其他四个开关器件的驱动信号为ON或OFF。三相全桥驱动信号如图5所示，Vm_x为Q1、Q2的调制信号，Vm_y为Q3、Q4的调制信号，Vm_z为Q5、Q6的调制信号。将一个周期分为6个相等的时段T1~T6，以时间段T1为例，Q5和Q4开通，Q3和Q6关断，Q1和Q2通过使用Vab/Vcb作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲，其余五个时段的导通信号遵循类似的规律。
本发明所述的电压闭环控制、三重移相加变频控制以及33%PWM控制均通过DSP芯片实现。

Claims (5)

1.一种基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，交直流微网互联变换器采用隔离型交直流三相变换器；所述隔离型交直流三相变换器的拓扑结构由DAB变换器和三相全桥逆变器SI构成，位于前端的DAB变换器由包含四个初级开关S1、S2、S3、S4的逆变全桥FB1、一个高频变压器Tr、漏感L和包含四个次级开关S5、S6、S7、S8的整流全桥FB2组成，变压器变比为1:n，DAB变换器通过滤波电容C 2级联后端三相全桥逆变器SI；三相全桥逆变器SI包含六个有源开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，SI通过输出侧滤波电感L 0和输出侧滤波电容C 0连接交流电源；
直流电源大小为u dc，交流电源大小为u g，FB1桥臂中点电压差为v p，FB2桥臂中点电压差为v s，SI输出侧交流电流为i ac；i 1为DAB输出电流，i 2为SI输入电流；
其特征在于，将三重移相加变频控制与变频控制结合，实现了控制量对传输功率的线性控制，具体如下：
引入变频控制，定义虚拟频率f n，其为一固定值，将虚拟频率的大小设置为
f n=f s/(1-2α) (1)
f s为DAB变换器所有开关器件的实际开关频率，α为移相比控制量；
u g_ref表示输出电压参考值，采用固定输出电压u g_ref代替实际输出电压u g；逆变桥内移相比D 1代表S1和S4之间的移相比，外移相比D 2代表S1和S5之间的移相比，整流桥内移相比D 3代表S5和S8之间的移相比；为实现控制量对传输功率的线性控制，内移相比和外移相比分别需满足
D 1=0.5-2α，D 2=0.5-α，D 3=0(2)
输出电压参考值u g_ref与实际输出电压u g的差值经PI控制器输出为控制量辅助调制信号Δα；P ref为传输功率参考值，即
P ref=u g i ac(3)
所述控制方法中移相比控制量计算式为
α * =i ac f n L/nu dc(4)
由上述两式可计算得出移相比控制量主调制信号α * ，其与控制量辅助调制信号Δα的差值作为最终的移相比控制量，经计算式(1)、(2)得到相移量D 1、D 2、D 3和开关频率f s，从而输入驱动信号调制模块控制开关管导通，使变换器在给定控制方式下运行。
2.如权利要求1所述的基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，其特征在于，还包括三相全桥逆变器33%PWM控制策略：开关器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6构成三相全桥逆变器，开关管Q1的源极与开关管Q2的漏极连接构成第一桥臂，开关管Q3的源极与开关管Q4的漏极连接构成第二桥臂，开关管Q5的源极与开关管Q6的漏极连接构成第三桥臂，a、b、c分别为每个桥臂的中点，每个桥臂的两个开关管的驱动信号为对称方波，任何时刻三相逆变器仅有一个桥臂采用PWM调制，另外两个桥臂的开关器件分别为开通或关断。
3.如权利要求2所述的基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，其特征在于，将每个开关器件的开关周期分为6个相等的时段T1、T2、T3、T4、T5、T6，在T1时间段，Q5和Q4开通，Q3和Q6关断，Q1和Q2通过使用Vab/Vcb作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲；在T2时间段，Q1和Q4开通，Q3和Q2关断，Q5和Q6通过使用Vcb/Vab作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲；在T3时间段，Q6和Q2开通，Q5和Q1关断，Q3和Q4通过使用Vba/Vac作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲；在T4时间段，Q3和Q6开通，Q5和Q4关断，Q1和Q2通过使用Vac/Vbc作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲；在T5时间段，Q3和Q2开通，Q1和Q4关断，Q5和Q6通过使用Vca/Vba作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲；在T6时间段，Q5和Q2开通，Q1和Q6关断，Q3和Q4通过使用Vbc/Vca作为调制信号，将其与载波波形进行比较以获得器件的导通脉冲。
4.如权利要求3所述的基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，其特征在于，采用33%PWM控制方案后，C 2可使用小容量的薄膜电容代替电解电容，可取C 2=2μF，即可输出理想的正弦电压波形。
5.如权利要求2-4任一项所述的基于三重移相加变频控制的交直流微网互联变换器控制方法，其特征在于：电压闭环控制、三重移相加变频控制以及33%PWM控制均通过DSP芯片实现。
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