CN1152975A - 负载换向同步电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

一种负载换向同步电动机驱动装置，具有一个线换向网络侧变换器(3)、一个电流源直流中间环节(PL、NL、5)和一个用于与一个同步电动机(1)连接的负载换向电机侧变换器(2)。该电动机驱动装置包括控制部件，为了在电机侧变换器(2)的换向期间保证换向，该控制部件适合于转换网络侧变换器(3)，以便在比网络侧变换器(3)的自然脉冲数更低的脉冲数上操作。

Description

负载换向同步电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种负载换向同步电动机驱动装置，它包括：

一个线换向网络侧变换器，该变换器具有：直流端、用于与交流电压网络连接的交流端和一个自然脉冲数，

一个负载换向电机侧变换器，该变换器具有：用于与一个同步电动机连接的交流端和通过一个电流源直流中间环节与网络侧变换器的直流端连接的直流端。

背景技术

上述描述的这种同步电动机驱动装置已经被公知了，例如，在ABB手册Industri，Asea Brown Boveri AB Vasteras1993(参照在下列“ABB手册”的)，276-284页，IEEE Transaction on IndustryApplication Vol.IA-19，No.2，Mark/April 1983(参照在下列“ IEEE”的)，217-222页，和H.Buhler：“Einfuhrung in die theorie geregelterDerhstromantriebe”，Birkhauser，Basel-Stuttgart1977(参照在下列“Buhler”的)，例如Band I，21-23页；Band II，88-158页中所描述的。

在上述类型的同步电动机驱动装置中，电机侧变换器是一种线换向型的变换器，并且同步电动机的感应交流电压构成了该变换器的换向电压。这个电压随着频率来减小，但是由于降到相对低的速度时与电抗相比在换向电路中的电抗被忽略，所以在任何实际的意义上电动机的换向能力不被影响。然而，在非常低的速度时，电抗的影响不再被忽略，对于中间环节电流的换向该电动机的换向能力是不够的，其中中间环节电流比用于不连续电流的限制电流更大。

为了在非常低的电动机速度上实现比上述限制电流更大的电流的换向，也就是，为了在一个非常低的速度上能够维持电动机的电流和转矩，在ABB手册，282页，IEEE，219页和Buhler，Band2，92-93页中已经公知了利用所谓的强迫换向操作。在这种情况下，利用与电机侧变换器的每个换向相关网络侧变换器使中间环节电流被减小到零。然而，每一次减小产生了电流-时间区域的一个损失和一个转矩的损失-转矩的干扰(参见，例如ABB手册，284页，最后一段)。因此，通过该系统的速度调制器使这些转矩干扰被增强，为了补偿与由中间环节不连续电流操作引起的电流-时间区域等效的转矩-时间区域的损失，使它的输出增加了。

会有一个与电动机频率成正比的频率的转矩干扰产生。已经证明转矩干扰的频率可以与驱动系统的机械的自然振荡频率相重合。这意味着转矩干扰将激励在驱动系统中的机械的自然振荡。在一个操作在高电流和低速度高转矩的驱动系统中，这些振荡可以变得相当大，并且这些振荡产生了许多下列形式的缺陷：例如高噪声电平、增加了磨损和机械损坏的危险。这些缺点在运行在一个临界速度上长时期、或经常经过一个临界速度范围的驱动系统中是特别大的。

当分别地从中间环节不连续电流操作转换和转换到中间环节不连续电流操作时，电流-时间区域相应的突然减小和增加进一步在系统的控制特性中产生了一个不利的不连续性。

为了保证在低速度时在一个同步电动机驱动装置中的电流换向，作为一种中间环节不连续电流操作替换，已经建议：在电机侧变换器的每次换向时，通过触发与电感器并联连接的续流晶闸管整流管使中间环节的滤波电感器短路。这个方法，例如在IEEE，220页，部分IIIB中已经涉及。利用这种方法电流时间区域的损失变得比中间环节不连续电流操作利用更低，但是利用这种方法转矩干扰将也具有一个高的幅值。此外，为了整个系统电压和考虑高的中间环节电流需要计算晶闸管整流管的尺寸，这就导致了高费用和整流管的大尺寸。

发明概要

本发明的目的是提供一种在导言部分中说明的这种同步电动机驱动装置，在该驱动装置中利用一种简单的和有利的方法，上述的转矩干扰和由此引起的缺陷大大地被减少或完全地被消除。

通过提供根据本发明的电动机驱动装置来实现本发明的目的，该电动机驱动装置具有根据电机侧变换器的换向在同步电动机的换向能力不足的情况下适合于转换网络侧变换器的控制部件，以便在比变换器的自然脉冲数更低的脉冲数上操作，该驱动装置能够避免中间环节不连续的电流操作和它的缺陷。

根据本发明的一个优选的实施例，电动机驱动装置设置有控制部件，该控制部件根据在电机侧变换器中的换向和根据电动机的实际操作参数适合于确定电动机的换向能力是否足够用于上述电流的换向，如果不是这种情况，适合于把网络侧变换器转换到具有一个低脉冲数的操作。根据一个实施例，通过计算电动机能够换向的最大电流和通过把这个电流与实际电流比较来进行这个判定。

根据本发明的一个实施例，网络侧变换器被设计用于在多个不同的脉冲数上操作，这些不同的脉冲数比自然的脉冲数低。该系统设置有控制部件，该控制部件根据在电机侧变换器中的换向适合于确定能够保证换向的最高脉冲数和适合于转换网络侧变换器以便在这个脉冲数上操作。

根据本发明的一个实施例，当根据电机侧变换器的换向确定网络侧变换器的哪个脉冲数被使用时，通过考虑一个不足的电动机电压也有助于换向能力可以获得改进的特性。

附图简述

下面参照图1-10来更详细的描述本发明，它们是：

图1a是表示根据本发明的一个同步电动机驱动装置的例子的方框图，

图1b是表示在根据图1a的电动机驱动装置中的网络侧变换器，

图1c是表示在根据图1a的电动机驱动装置中的电动机侧变换器，

图2是表示用于连接脉冲数调制和在各种脉冲数之间转换的选择电路的实施例的一个例子，

图3a、3b和3c是表示用于网络侧变换器的12-脉冲、6-脉冲和3-脉冲操作的换向时间和中间环节电流。

图4是表示网络侧变换器的2-脉冲操作怎样可以被实现，

图5是表示本发明的另一个实施例的功能，其中当在一个减小的脉冲数操作期间确定脉冲数时考虑到了电动机的换向能力和晶闸管整流管的恢复时间，

图6是以流程图的方式表示选择电路可以被设计来实现根据图5的功能，

图7和图8是说明根据本发明的一个优选的实施例，用这样一种方法来确定换向时间和测定电流，以致于在脉冲数的转换之前、之后和期间其电流的平均值被保持恒定。

图9示出图1中的网络侧变换器的控制脉冲的产生原理；和

图10较详细地示出如何进行图1中的变换器中的电流测量。

优选实施例的详细描述

在这个申请中一个线换向变换器的“自然脉冲数”意味着在变换器允许的每个交流电压周期上的换向数。因此，一个两路单相桥路具有的自然脉冲数为2和一个两路三相桥路具有的自然脉冲数为6。一个12-脉冲变换器具有的自然脉冲数为12，该变换器具有两个直流串联连接的三相桥路，它们与彼此相差30°的三相系统连接。

在图1a中以方框图的形式示出了一个根据本发明的12-脉冲同步电动机驱动装置的例子。它包括一个六相同步电动机1，该电动机的六个交流端与电机侧变换器2连接，该变换器2由两个直流串联连接的两路6-脉冲三相桥路2A和2B组成。该变换器2也与一个由母线PL和NL和一个中间环节电抗器5组成的中间环节连接。由网络侧变换器3提供直流电流I_d给中间环节，该网络侧变换器3由两个直流串联连接的三相桥路3A和3B组成。后者通过一个变换变压器4与一个三相功率网络ACN连接，该变压器具有一个三角形连接的初级绕组40和两个次级绕组41A和41B，次级绕组41A被星形连接而次级绕组41B被三角形连接。中间环节电抗器5最后被设计具有相对高的电感以便的减小在部分电动机转矩中和部分网络中干扰谐波的干扰。

图1b示出了具有两个晶闸管桥路3A和3B的网络侧变换器3。该桥路是直流串联连接并且被线换向。桥路3A与变压器4的星形连接的次级绕组41A连接，桥路3B与变压器4的三角形连接的次级绕组41B连接。每个桥路是一个6-脉冲两路桥路。通过选择变压器的连接，在两个桥路的交流电压之间获得一个30°的相位移，并且整个变换器给出的脉冲数是12。

在桥路3A中，该桥路的六个晶闸管整流管TY1-TY6的数量被规定。对应的整流管数也被用在另一个桥路3B和在中间环节变换器中的桥路2A和2B中。

图1c表示具有两个三相桥路2A和2B的电机侧变换器2。该桥路是直流串联连接并且被线换向。同步电动机1被设计成六相电动机并且具有两个三相绕组系统104和105，在这两个绕组系统之间具有30°的相位移。在系统104中的三个绕组与桥路2A的交流电压连接端连接，在系统105中的三个绕组与桥路2B的交流电压连接端连接。该整个变换器给出脉冲数12。

两个变换器2和3的整流管是由晶闸管整流管组成的，它们具有普通晶闸管的特性(即，这些晶闸管利用控制信号不能被关断)。该变换器的换向电压对于变换器2基本上是由同步电动机的感应交流电压组成的，对于变换器3是由在网络ACN中交流电压组成的。

同步电动机1具有一个励磁绕组101，并且从一个可控的整流器102获得励磁电流。此外，该电动机具有一个测速发电机103，例如为脉冲转换型，它根据电动机的角速度产生一个信号ω_m。电动机的端电压U_m和端电流I_m被检测，后者利用一个电流互感器ITM来测量并且被提供给一个校正单元6。在这个单元中，测量的信号被滤波并且产生一个信号U_mφ，这个信号的幅值和相位与电动机的感应气隙电压相对应。单元6可以用在公开号为415425的瑞典专利说明书中描述的方法来设计。一个高级控制单元9计算电机侧变换器的触发角β的值，该电机侧变换器选择最佳的操作条件。触发角β是从一个换向的开始(通过触发换向的晶闸管)到换向电压过零时刻的电角度的距离。需要的触发角β被提供给电机侧变换器的控制脉冲装置8A和8B。根据信号U_mφ、β和ω _m这些控制脉冲装置确定用于触发换向的晶闸管的时间并且产生触发信号SP2A和SP2B给这些晶闸管，这些信号具有的与电动机的气隙电压相关的相位从而使需要的触发角的值β被给出。

在每一时刻电流在两个绕组系统104和105的每一个中的三相绕组中的两个中流过。在晶闸管整流管被触发和被导通的每一时刻确定那些相绕组流过电流。这能够被看到好象供给电机侧变换器的整流管的控制脉冲形成了一种方式，该方式对于每次换向是变化的，但是在每次换向之间它是恒定的。

控制脉冲SP2A和SP2B被提供给一个变化检测器7并且检测出在上述控制脉冲方式中的变化。每一个变化表示一个换向将要被起动，并且在每次变化时一个检测信号SPC被产生。该信号利用将在下面描述的方法来触发根据本发明的脉冲数调制。变化检测器可以例如被设计成具有一个12-位存储器，该存储器用于存储产生控制脉冲方式的一个数字数。在连续的和规则的时间间隔上，由控制脉冲SP2A和SP2B给出的控制脉冲方式与存储的方式相比较，随后前者被存储在存储器中。该比较可以由一个简单的减法来进行，如果比较的结果不等于零，那么一个信号SPC被产生。

网络侧变换器3控制在主电路中的电流。利用一个电流互感器ITN来检测给出桥路3A的交流电流。在一个整流器170中，一个检测的电流值I_d被形成，该电流值与电流I_d成正比并且在一个加法器132中与一个电流基准值I_ref相比较。差值ΔI被提供给一个具有PI特性的电流调节器12。该电流调节器的输出信号被提供给一个用于控制电路线性化的函数发生器121，该发生器的输出信号是输入信号的反余弦函数并且与网络侧变换器的控制角α相对应。这个信号通过一个加法器122被提供给加法器123A和123B，该加法器123A和123B的输出信号α_A和α_B构成了变换器3的两个桥路3A和3B的控制角。输出信号α_A和αB被提供给桥路的控制脉冲装置10A和10B。作为相位基准值，检测的线电压U_N被提供给控制脉冲。控制脉冲装置把控制信号SP3A和SP3B提供给两个桥路，该控制脉冲具有与线电压相关的相位以致于该桥路的控制角的希望值α_A和α_B被获得。

图10详细地示出了在根据图1a的电动机驱动装置中怎样形成用于电流检测的电路。电流互感器ITNa、ITNb和ITNc每一个在变换器的交流侧以相位超前地被设置。利用三相整流器桥路170，一个检测的直流电流i′_d被产生，该电流的瞬时值与变换器的实际直流电流i_d的瞬时值成正比。检测电流在一个电阻IR上产生一个检测电压u′_d，该电压也与变换器电流i_d成正比。该检测的电压控制一个可控的振荡器VCO。该振荡器产生以一个方波信号形式的一个脉冲串。该方波信号被提供给一个装置CR的输入端，该装置用于向上计数并具有数据输出D0-D5。该计数器计算脉冲直到输出D0-D15的值变为FFFF为止，此后计数器自动地被复位和重新起动。

在与换向时间间隔重合的时间间隔上，计数寄存器被读。在一个间隔期间计数器内容的变化与电流Id成正比。通过在读期间读出测量间隔的长度，一个检测的信号I′d可以被形成，该检测的信号与在检测间隔期间的变换器电流的平均值Id成正比。

控制脉冲根据在图9中所示的原理被产生。作为相位基准值，在网络侧变换器上的相电压中的一个过零点被利用。利用一个比较器来检测这个过零点并且在一个时间轴上将其标为Tzc。这个结果也把一个存储电路设置到ZC-flag＝1。

当控制程序显示电路ZC-flag被设置为1(单元“ZC-flag＝1”)时，这里假设该程序在一个微处理器中被执行，一个主同步程序被完成。它利用Tzc来计算在控制角α＝0时用于晶闸管TY1和TY6(即，k＝0，见下表)的换向时间Tz。在单元“UP(Tz)”中进行Tz的修改。事实上由电压矢量k表示的已经被换向的相对相电压具有零值。该电压矢量k与根据下列方式的一个控制脉冲方式相对应：

    控制脉冲方式           电压矢量

TY1  TY2  TY3  TY4  TY5  TY6  k

1    0    0    0    0    1    0

1    1    0    0    0    0    1

0    1    1    0    0    0    2

0    0    1    1    0    0    3

0    0    0    1    1    0    4

0    0    0    0    1    1    5

在主同步程序(单元“Tcycle＝Tz(n)-Tz(n-1)”)期间，从在Tz的最末值，即Tz(n)和减去1的最末值，即Tz(n-1)之间的差值来计算网络的周期Tcycle。

根据每次换向，利用该周期把控制角α转换成一个延迟时间Tα(单元“T_α＝α·Tcycle/360°”)。每当控制脉冲装置运行时，在单元中参数k被递增1“k＝k+1”。该递增被进行直到k＝6为止，随后k被复位(单元“k＝6”和“k＝0”)。每当控制脉冲装置运行时，电压矢量也被修改。对于被进行的每次换向，基准时间Tz+k·Tcycle/6被超前与60°对应的一个时间。

因而，用于下一个换向的时间Ttrig被计算(单元“Ttrig＝Tz+Tα+k·Tcycle/6”)。此外，电压矢量k被转换成一个控制脉冲方式(单元“k-CPP”)。这个控制脉冲方式被写入一个存储电路中(单元“P(NCPP)”)。

此刻，利用时间Ttrig来触发一个记时电路(单元“P(Ttrig)”)。当这个时间终止时，控制脉冲方式被移动到一个新的存储电路，该电路与晶闸管的控制输入连接。

这时，也就是Ttrig可以被用来确定用于下一个换向等计算的起动时间。当控制一个串联变换器(两个串联连接的6-脉冲变换器)时，两个控制角αmaster和αslave被利用。在12-脉冲操作方式期间，这些控制角的值是相同的。

对于一定的脉冲数，例如PN＜6，k被递增一个比1更大的数。

从一个基准值传感器130，例如一个电位器或一个高级控制系统能够获得一个速度基准值ωref。该速度基准值在一个加法器131中与从一个测速发电机103获得的速度信号ω_m比较，它们的差值被提供给一个具有PI特性的速度调节器13。这个速度调节器的输出信号构成了上述电流基准值Iref。

测量的线电压U_N在一个测量整流器171中被整流，它的输出信号U′_N与线电压的幅值相对应。在一个乘法器172中测量电流I′d被放大Zi倍，该参数Zi与包括变压器4的阻抗在内的网络ACN的内部阻抗相对应。乘积ΔU_N在一个加法器173中与信号U′_N相加，并且所产生的信号Udi_φ是网络开路电压的一个测量值。这个信号被提供给一个选择电路17，在下面将对该选择电路进行描述。

在一个计算电路18中，最大可换向的电流Icmax被连续的计算。该电流依赖于电动机被计算的气隙电压Um_φ和电动机对比测量的频率ω_m。此外，它依赖于电机侧变换器的触发角β。在当换向能力可能变为不足时的低速度上，这个角一般地被设置在一个恒定的最大值，例如，52°，考虑到电动机的功率因数来选择这个最大值，其原因是为了获得最大可能的换向能力。确定换向能力的其它参数，即，每一相的换向电抗Rc和每一相的换向感抗Lc在计算期间被作为常数处理并且由主电路-电动机、变换器和电缆的实际数据确定。

在电机侧变换器的桥路中从晶闸管TY4到TY6的电流换向是由触发晶闸管TY6来起动的。换向电压，也就是，在与这些晶闸管连接的相电压之间的差值，通过由两个晶闸管和电机的相绕组组成的换向电路来触发一个增加的换向电流i_K。所产生的电流i_d-i_K通过反换向的晶闸管TY4流动，电流i_K通过换向的晶闸管TY6流动。当i_K已经上升到值i_d时，晶闸管TY4终止和换向被完成。

在低频率产生时，在换向电路中的电抗不能被忽略，但是计算电抗和换向感抗时它必须被考虑。

换向过程占用了一定时间量，该时间与所谓的重叠角μ相对应。为了成功地换向，这个角不能超过由触发角β确定的某个最大值。这个条件是：

  μ＜β-γ

其中

y＝ω_m·tq  在6-脉冲操作方式期间

γ＝β-π/6+ω_m·tq在12-脉冲操作方式期间

作为在两个脉冲数上的不同值的原因是：在12-脉冲操作方式期间，在电压中的换向触点(commutating notches)在两个三相系统中被感应地耦合。

晶闸管整流管的恢复时间典型地是400μS，并且在低的电机频率产生时，参数ω_mtq被省略。在假设触发角β＝50°时，不能由重叠角μ超过的值被获得为：

52°    在6-脉冲操作方式期间

30°    在12-脉冲操作方式期间

关于在低频率上一个同步电机换向能力的关系，例如在Buhler，Band I，155-159页中被描述了。利用在Buhler，Band I，158页上的关系3.32b来适当地进行电流Icmax(在Buhler中为I_K)计算，并且最好利用一个被编程的微处理器来进行计算。

选择电路17以在图2中所示的方式被构成。一个计算电路1701计算用于在不同脉冲数上不连续操作的限制电流：在12-脉冲操作方式期间的电流I₀₁₂和在6-脉冲操作方式期间的电流I₀₆。这些限制电流以公知的方式依赖于：主电路的恒定数据、滤波电感器5的电感、网络侧变换器的脉冲数和网络ACN的开路电压Uv0，并且由它的整流等效值Udi_φ来表示。在比较电路1702、1703和1704中，电流基准值Iref与Icmax、I₀₁₂和I₀₆相比较。如果Icmax≤Iref，那么电路1702产生一个输出信号。如果Iref≥I₀₁₂，那么电路1703产生一个输出信号，和如果Iref＜I₀₆，那么电路1704产生一个输出信号。

从电路1702、1703和1704来的输出信号被提供给一个OR门电路1705和两个AND门电路1706和1707。从这些电路来的输出信号通过由触发信号SPC触发的开关部件1708、1709和1800也被提供给一个存储电路1801。

如果Icmax＞Iref和/或如果Iref≥I₀₁₂，那么OR门电路1705产生一个输出信号。在触发信号SPC存在的情况下，电路1705的输出信号被提供给存储电路1801，一个与脉冲数PN为12相对应的值被存储在存储电路中。如果Icmax≤Iref同时Iref≥I₀₁₂和Iref＜I₀₆，那么AND门电路1706产生一个输出信号。在触发信号SPC存在的情况下，电路1706的输出信号被提供给存储电路1801，一个与脉冲数PN为6相对应的值被存储在存储电路中。如果Icmax≤Iref同时Iref≥I₀₆，那么AND门电路1707产生一个输出信号。在触发信号SPC存在的情况下，电路1707的输出信号被提供给存储电路1801，一个与脉冲数PN为3相对应的值被存储在存储电路中。

因此，从选择电路17来的输出信号PN连续地形成了所需脉冲数的计量值，在下一个换向过程期间网络侧变换器以该脉冲数操作，以便所述电流将被确实地换向。在每次换向的开始利用信号SPN对其进行修改。该信号PN被提供给一个电路16，如果PN＜12，该电路将把与15°对应的一个信号转换到加法器123A和123B

如果PN＝12，那么α_A＝α_B＝α。网络侧变换器在这样的条件下操作：它的两个桥路相互位移30°、在每个桥路中每60°产生一次换向和整个变换器每30°产生一次换向，即工作在12-脉冲操作方式中。另一方面，如果PN＜12，那么α_A＝α+15°和α_B＝α-15°。这就使桥路3A的换向产生15°的滞后和桥路3B的换向产生15°的超前。在每个桥路中，如在12-脉冲操作方式期间每60°产生一次换向，但是在两个桥路中将同时产生换向。对于整个变换器，两个换向之间的时间间隔将是60°，也就是变换器以6-脉冲操作方式操作。

值PN＝3来触发一个Δα-振荡器15。它与网络侧变换器的控制脉冲装置10A和10B同步。在每个新的换向时间被待确定之前，振荡器改变它的输出从+30°到-30°并且在换向之后的一段时间输出信号被返回到+30°。此外，每隔一个晶闸管对被触发而中间环节的晶闸管对的触发被省略。因此，在网络侧变换器中的两个连续换向之间即是120°，也就是，它以3-脉冲操作方式操作。

当脉冲数被减少时，由于执行电流控制电路的速度被改变。一个较低的脉冲数意味着在电流响应的升级之间的间隔越低。因此，信号PN也被提供给速度调节器13和电流调节器12，以便使调节器的特性(时间常数和增强)适应所述的脉冲数。

在图3a中最上面的曲线表示在网络侧变换器3中两个桥路3A和3B的线电压U_N的一个周期期间，在常规的12-脉冲操作方式期间的换向时间。在两个桥路3A和3B之间换向时间被移相了30°，根据该换向时间给出的结合图表示了在下一个60°间隔期间进行换向的晶闸管对。在该图的下面示出了中间环节电流id。在该中间环节电流上叠加有一个脉动波。该脉动波的基波频率是主频率的12倍。它的峰对峰值是I₀₁₂并且由网络ACN的开路电压Udi_φ、中间环节电感器5的电感和网络侧变换器的脉冲数来确定。在这个图中中间环节电流的平均值被假设是不连续操作的限制电流I₀₁₂，也就是在每个换向期间该电流的最小值几乎没有降到零。对于比值I₀₁₂更低的中间环节电流，该中间环节电流和通过网络侧变换器的晶闸管的电流在每一个交流线电压周期上将为零12次，因此不会产生换向问题。

图3b示出了在6-脉冲操作方式期间的相同参数。由于在桥路3A中的换向已经被延迟了15°和在桥路3B中在换向被超前了15°，所以它们在两个桥路中将变为同步。因此，网络侧变换器以6-脉冲操作方式工作，并且脉动波的频率将是在12-脉冲操作方式期间的频率的一半，峰对峰值是I₀₆将是更高。同样在这种情况下，中间环节电流的平均值被假设是在连续的和不连续的操作之间的限制电流I₀₆上。对于比值I₀₆更低的中间环节电流，该中间环节电流和通过网络侧变换器的晶闸管的电流在每一个交流线电压周期上将为零6次，因此不会产生电机侧变换器的换向问题。

图3c示出了在3-脉冲操作方式期间的相同参数。在最下面的两个曲线表示由于桥路的换向时间，它示出了参数Δα怎样随着振荡器15的时间而变化。网络侧变换器以3-脉冲操作方式操作，和脉动波的频率将是在12-脉冲操作方式期间的频率的1/4，脉动波的高峰对峰值I₀₃将被获得。同样在这个图中，中间环节电流的平均值被假设是在连续的和不连续的操作之间的限制电流I₀₃上。对于比值I₀₃更低的中间环节电流，该中间环节电流和通过网络侧变换器的晶闸管的电流在每一个交流线电压周期上将为零3次，因此不会产生电机侧变换器的换向问题。

在根据上述本发明的同步电动机驱动装置的一个实施例，如果电流比在上述电动机速度上的最大可换向电流Icmax更低时，那么两个变换器以常规的12-脉冲操作方式工作。因而，利用电机的感应电压使电机侧变换器换向。同样地，如果电流比在12-脉冲操作方式期间的限制电流更低，那么该变换器以常规的12-脉冲操作方式工作。在这种情况下，由于由网络侧变换器产生的脉动波的原因，电流的过零被获得，并且在这些过零期间在电机侧变换器中的所有导通的晶闸管终止。

利用电机的气隙电压使电机侧变换器以更高的速度被换向。然而在降低的电动机速度时，该电压下降并且换向能力被减小，这个换向能力的减小是由参数Icmax值的下降所影响的。如果Icmax比电动机电流更低，那么网络侧变换器被转换到这样一个脉冲数，以致于电流变为不连续，其原因是随着脉冲数的减小电流的脉动波大大地增加，因而在电机侧变换器中的换向能够被进行。如在图3中清楚的看到的，在电机的最低速度上也能够使用高电流，而在电机侧变换器中没有任何换向故障的危险。

在上面描述的同步电动机驱动装置中，网络侧变换器的最低脉冲数是3。如果需要，通过为该系统提供一种进一步减小脉冲数的可能性可以使用更高的电流和或高低的电机速度。因此，例如利用与脉冲数为3相同的方法可以获得脉冲数为2，也就是利用一个振荡控制角。通过从30°到60°增加振荡的幅值和通过每隔三个晶闸管对来触发，能够获得网络侧变换器的2-脉冲操作和一个比在3-脉冲操作方式期间的限制电流更高的限制电流I₀₂。图4对此进行了说明并且示出了与图3c相同的参数。

同样地能够合成比2更长的脉冲数，因此在一个低的电机速度时能够利用更高的电流。不改变电压的弧线(即，没有从一个到另一个相对相电压的换向)而能够实现的最大脉冲是210°长，它导致了脉冲数为15/7。通过利用上述的电路15的触发来改变在电流脉冲之间的15°控制角偏移的符号和进一步通过增加参数Δα，即增加到75°能够实现最大脉冲数。

例如通过引入附近的换向和或通过利用除上述方法之外的其它方法也能够实现除上述的脉冲数之外的脉冲数。

根据上述本发明的系统，已经假设：由于在低速度和高电流时电机的换向能力是不足的并且向一个低脉冲数的转换已经被进行，所以只利用在中间环节电流中的脉动波来进行换向。只要电机转动，电机总是具有一定的换向能力，甚至在最低的速度时也是如此，这些事实没有被进行考虑。利用信号Icmax的值来表示电动机的换向能力。它表示：利用这个量值换向电流i_K(t)在由重叠角μ表示的时间中增加；例如，在12-脉冲操作方式期间和1Hz的电机频率时，角μ＝30°代表时间83ms。根据本发明的一个实施例，电机的换向能力被考虑，因此避免了网络侧变换器的脉冲数不必要的、过于大的减小。图5说明了该功能。个该图示出了在下列操作期间时间和中间环节电流Id的瞬时值的函数关系：

在12-脉冲操作方式期间id(12)

在6-脉冲操作方式期间id(6)

在3-脉冲操作方式期间id(3)

在电机侧变换器中一个假设换向过程期间的换向电流ik(t)

换向电流ik(t)上升到构成电机换向能力的一个值Icmax。该图是在假设脉冲数减小到6是不足的、并且脉冲数减小到3正好能够使上述电流被换向的条件下被得到的。电流id(3)与平均值Id相差ΔId。如果不考虑晶闸管的恢复时间，那么由于换向的条件是：

Id≤Icmax+ΔId

其中ΔId依赖于网络的开路电压和相关的脉冲数。

适当地考虑晶闸管的恢复时间iq，并且这种考虑是通过把ΔId

减小一个如此大的ΔI(tq)(参见图5)来进行的，以致于换向条件将是：

Id≤Icmax+ΔId-ΔI(tq)

其中ΔI(tq)依赖于网络的开路电压和相关的脉冲数。

在这种情况下选择电路17最好由一个适合进行必要的计算和勘测换向条件是否被满足的处理器来组成。由此，该处理器能够被编程以便根据在图6中的流程图来进行操作。该处理器被提供有在图2中所示的信号，Iref其中表示中间环节电流id，并且在电机侧变换器中每次换向的开始或之前利用信号SPC来触发。该处理器有参数“i”来操作，例如该参数“i”可以假设是0、1、2、...，由此，网络侧变换器的脉冲数的一个假设值PN′的可能值与“i”的每个值相对应，其中PN′根据一个预先存储的表依赖于变量“I”，例如：

i                 PN′＝PN′(i)

0                 12

1                 6

2                 3

3                 2

在起动之后，i被设置成i＝0。pN′＝PN′(i)从表中取出。ΔId和ΔI(tq)被计算。然后，在Iref和Ik之间进行一个比较，其中Ik＝Icmax+ΔId-ΔI(tq)。如果Iref＞Ik，所述电流在脉冲数为12时不能被换向，并且变量“i”被递增1，随后一个新的计算和一个新的比较被进行，这时PN′＝6。根据连续较低的脉冲数该过程被重复直到换向条件Iref≤Ik被满足为止。随后输出信号PN被设置在pN＝PN′并且计算被结束。

在上述是情况下，根据被指令的电机侧变换器的换向来触发脉冲数调制。另一方面，触发不能被进行直到换向电流上升的一定距离为止。重叠角μ是已知的或通过计算电路18可以被计算。它可以适合触发脉冲数调制，也就是在必要时减小网络侧变换器的脉冲数以致电机侧变换器的换向被保证一个与在换向之后或稍微早一点的重叠角相对应的时间。需要减小的脉冲数可以谋求一个依赖于电动机频率和所述脉冲数的时间。它可以利用减小的脉冲数来操作，例如在PN＝6时大约为60ms和在PN＝3时大约为20ms。

根据上面所述的，在低速度范围操作期间的整个时间上脉冲数调制不被触发，其中电机的换向能力被减小。根据如在上面所说明的实施例，根据在电机侧变换器起动或者稍微延迟中的换向能够触发脉冲数调制。

重叠角的最大值是已知的，并且如上所述，它与一个比网络侧变换器的一个“电流泡”时间(即，在两个换向之间的时间)明显大的时间(在1Hz时为83ms)相对应(例如在3-脉冲操作方式期间和50Hz的电源频率，这个时间是6.6ms)。为了保证换向，适当地允许一个新的脉冲数调制的电流泡是3。根据脉冲数PN＝3，它相当于在50Hz的电源频率时的20ms。当在电机侧变换器的换向已经被起动时，在脉冲数调制被触发之前具有83-20＝63ms的一个延迟。

转换到3-脉冲操作方式的触发被假设发生在图7中时间t＝t0时。在这个时间之前，网络侧变换器以静态12-脉冲操作方式操作并且中间环节电流是id(12)。在t＝t1时，第一个换向以3-脉冲操作方式被进行，并且这个时间被这样选择以致于在3-脉冲操作方式中的中间环节电流id(3)的第一个峰值将具有与在静态3-脉冲操作方式期间相同的值。在t4和t5时，随后的换向以3-脉冲操作方式被进行。在t8时这样一个换向被进行以致于返回到12-脉冲操作产生，并且这个时间被选择以致于中间环节电流直接地转换到在12-脉冲操作方式期间具有的路程id(12)。在t9时，第一个原始的换向以12-脉冲操作方式被进行。在时间间隔t0-t4和t5-t9期间，没有从12-脉冲操作方式到3-脉冲操作方式的变化，反之依然，并且可以说网络侧变换器以暂态3-脉冲操作方式操作。在时间间隔t4-t5期间该变换器以静态3-脉冲操作方式操作。

作为一个例子，图7示出了根据电机侧变换器的换向怎样能够进行到脉冲数PN＝6的变换。脉冲数调制的触发被假设在t＝t0时发生。在t2时，这样一个换向被进行以致于转换到6-脉冲操作产生，并且在时间间隔t3-t6期间，该变换器以静态6-脉冲操作方式操作。利用一个在t7时的换向，返回到12-脉冲操作被进行。换向时间t2和t7被选择以致于在t2时被直接地变换到静态6-脉冲操作方式和在t7时被直接地变换到12-脉冲操作方式。

根据本发明，脉冲数调制对应的触发和去触发最好以这样的方式被进行：即，中间环节电流的平均值不被影响或微小地被影响。因此，电流测量适合与网络侧变换器的换向同步。在静态操作期间，该电流被测量作为在网络侧变换器的两个连续换向的每对之间的平均值。在50Hz电源频率时，测量时间τ在12-脉冲操作期间是1.7ms和在6-脉冲操作方式期间是3.3ms，等等。在脉冲数调制的触发和去触发期间，该电流平均值应该被维持恒定或基本上恒定。因此，由脉冲数减小所引起增加的脉动波电流必须具有与变换器的自然脉动波电流的平均值相对应的一个平均值。在有一个低的相位超前量时，也就是在一个控制角α＝90°时，在6-脉冲操作方式期间和在12-脉冲操作方式期间具有非常好的近似值的这个平均值是脉动波电流的峰值的2/3。在较低的脉冲数时，这个近似值被降低到一定程度。

当在上述方式中的系统已经被确定使用那个脉冲数时，因此在以较低的脉冲数静态操作期间已知必须采取那种控制操作。为了转换到另一个脉冲数而不改变电流平均值，需要网络侧变换器的换向这样地修改，以致于在合适的时间上，根据在以新的脉冲数静态操作期间施加的电压弧线来进行换向。如在图7中所示，当曲线id(12)和id(3)相交时，通过在时间t1和t8时的分别换向来进行在12-脉冲操作方式和3-脉冲操作方式之间的转换。利用一种对应方法，当曲线id(12)和id(6)相交时，通过在时间t2和t7时的分别换向来进行在12-脉冲操作方式和6-脉冲操作方式之间的转换。

为了使电流脉动波的平均值达到校正值，从平均值的观点来看，需要加入在图8中所示的画阴影线的电压-时间区域ΔΨ。在脉冲数调制的去触发期间，应该利用对应的电压-时间区域来减小中间环节电压。

因此，电压-时间区域ΔΨ与从d(12)到d(6)的中间环节电流的峰值的增加相对应。利用电压-时间区域ΔΨ来得到这个电流增加

ΔId＝d(6)-d(12)

并且随后得到

ΔId＝ΔΨ/L

如在Torok，Hibner：“Time Optimal Control of Converter-fed D.C.Drives”，IEE 2nd International Conference on Electrical Variable-Speed Drives，London 25-27Sept.1979，131-135页中说明的，在6-脉冲操作方式期间的限制直流电流是： $\hat{I}{d}_{06}=1/8\·2\hat{U}\·{\mathrm{\τ}}_{06}\·1/L={\mathrm{\ψ}}_{06}\·1/L$

其中 是相对应于在图1a中的网络侧变换器3A和3B的网络侧变换器的供电电压峰值。在6-脉冲操作方式期间的静态超前时间τ₀₆是网络周期T＝1/f的1/6。

在类似的方法，随后得到： $\hat{I}{d}_{012}=1/16\·2\hat{U}\·{\mathrm{\τ}}_{012}\·1/L={\mathrm{\ψ}}_{012}\·1/L$

其中τ₀₁₂是在12-脉冲操作方式期间的静态超前时间，也就是网络周期T＝1/f的1/12。

Ψ₀₆和Ψ₀₁₂在6-脉冲操作方式期间和在12-脉冲操作方式期间分别施加的电压-时间区域ΔΨ的值。

从上面提及的文章中以已经知道：当在6-脉冲操作方式期间超前30°换向时，一个峰值4Ψ₀₆的电压-时间区域被获得，它导致了一个电流增加，该电流增加使下一个电流脉冲峰值增加了4d₀₆。

利用一个对应的方法，在12-脉冲操作方式期间超前换向15°导致了下一个电流脉冲峰值增加了4d₀₁₂。

ΔId＝8·d₀₆·Δτ/τ₀₆＝8·d₀₁₂·Δτ/τ₀₁₂

因此，必须被进行的静止晶闸管触发的动态超前是：

Δτ＝ΔId/d₀₁₂·τ₀₁₂/8

对于脉冲数PN的每一个值，电流变换ΔId是已知的，因为：

d₍₀₁₂₎＝Id+1/3·d₀₁₂和

d₍₀₆₎＝Id+1/3·d₀₆

并且超前和滞后Δτ分别地能够被确定。

在非常低的脉冲数时，最好是PN＜3，利用在上述提到的Torok，Hibner的文章中描述的方法能够适当地引入用于对与直线偏移的正弦波的校正。

如果该电流被测量作为在图8中的整个时间间隔τ₁₂₆的一个平均值，并且如果根据上述方法来确定换向的超前，那么一个测量值被获得而忽略了一个与分别在其之前的时间间隔τ₀₁₂期间和在其之后的时间间隔τ₀₆期间获得的平均值相关的偏移。这意味着电流调节器不注意在脉冲数中产生的变化(并且速度调节器也是如此)。

如从上面的描述可以清楚看到的，根据本发明的系统在网络侧变换器减小脉冲数时利用一个自然的电流脉动波，以便使通过电机侧变换器的电流变形，以致于电机的换向电流在当瞬时值是最低时的时间间隔期间将超过已变形电流的瞬时值，并且这些时间间隔的持续时间超过了晶闸管的恢复时间。因此，根据本发明只通过改变控制系统，能够获得在低电机速度时换向能力显著的增加，并且在一个断路期间或一个低速度时具有利用高电流来操作的可能性。

电流控制系统把中间环节电流的平均值维持在脉冲数中独立变化的希望值上，同时一个换向过程在电机侧变换器正在进行。与在中间环节不连续电流操作期间的情况相反，利用根据本发明的系统在每个电机换向期间没有电流-时间区域的损失。在网络侧变换器中的两个换向之间的每个时间间隔期间的电流平均值可以具有高精确度地被维持恒定。实际上仅由三相电流中的二相电流周期性地引起的在气隙瞬间中的低频干扰依然保留并且可能激励在说明书的导言部分中提及的有害的机械自然振荡。然而，由于电流测量没有感觉出这个干扰，所以转矩控制也没有感觉出这个干扰，并且利用适当地同步，速度测量和速度控制可以来补偿对被迫干扰、也就是电流的脉冲数调制的不灵敏。因此，消除由电机侧变换器的换向引起的低频转矩干扰的先决条件已经被建立。

由于瞬时地出现的三相电流中的二相电流，与该申请相关的一种类型的电动机驱动装置在气隙瞬间中产生干扰，该干扰频率f_K与电机侧变换器的换向频率相等。在一个12-脉冲电机侧变换器中产生频率为f_K＝12·f_m的干扰。其中f_m是在电机中感应电压的频率。如果这个频率与驱动系统的一个机械的自然振荡频率重合或接近，那么在电机的轴转矩中产生干扰，这种干扰一般是有害的。

利用根据本发明的系统，当电动机驱动装置的速度接近一个谐振频率(例如，0.8·fr＜fm＜1.2·fr)时，通过起动电机侧变换器的换向时间的振荡可以避免这种情况。在一个恒定速度和触发角时，这些时间一般是30°间隔的等距离。利用根据本发明的系统，也就是利用中间环节电流的脉冲数调制，可以利用调制的电流得到其最小值的时间来确定电机侧变换器的换向时间。这个时间可以被改变，并且与控制角相对应而不危害电流换向。

因此，本发明能够改变换向时间，以致于在这些换向时间之间的间隔在24°和36°之间交替变化，该间隔与提供给电机侧变换器的控制角138°和150°相对应。利用这种方法，虽然驱动系统的静态换向频率实际上与驱动系统的自然频率重合，但是能够避免在驱动系统中机械的自然振荡的激励。

随着减小脉冲数而增加的电动机电流中的脉动波具有高的频率，例如在6-脉冲操作方式期间为300Hz和在3-脉冲操作方式期间为150Hz。对于这些频率，机械系统作为一个高阶低通滤波器来操作并且有效地滤掉这些高频率。传送到被驱动目标的转矩脉动变为不显著并且变为完全的无害。

利用根据本发明的系统所具有的其它重要的优点是：能够在较低速度范围和较高速度范围之间进行一种柔的和基本上不显著的转换，其中一方面，在较低速度范围中电机侧变换器需要换向帮助，而另一方面，在较高速度范围中电机具有完全的换向能力。

上面描述的实施例仅是例子，利用许多可选用的方法可以设计根据本发明的一种同步电动机驱动装置。例如，利用除上面描述的脉冲数(12)以外的自然脉冲数能够并且可以实际地设计网络侧变换器和电机侧变换器。设计具有自然脉冲数为6的一个变换器或两个变换器应该是一个主要的问题。如果电机侧变换器被设计用于自然脉冲数为6，那么，当然需要设计利用一个单个三相绕组来代替上述12-脉冲绕组的同步电机。根据许多可替换方法中的一种替换，可以是具有上述参照图1描述中的两个三相绕组系统的12-脉冲电机，在这种情况中，每个绕组系统具有一个单独中间环节变换器，每个系统具有例如一个6-脉冲电机侧变换器、一个单独的直流中间环节和例如一个6-脉冲网络侧变换器。此外，根据本发明的同步电动机驱动装置可以补充以已知的装置以便这样来控制电流，以致于由周围的磁通中的变化引起的转矩波动被减小或被消除。

Claims (15)

1.一种负载换向同步电动机驱动装置，它包括：

一个线换向网络侧变换器(3)，该变换器具有：直流端、用于与交流电压网络连接的交流端(ACN)和一个自然脉冲数，

一个负载换向电机侧变换器(2)，该变换器具有：用于与一个同步电动机(1)连接的交流端和通过一个电流源直流中间环节(PL、NL、5)与网络侧变换器的直流端连接的直流端，其特征是该电动机驱动装置包括控制部件，为了在电机侧变换器(2)的换向期间保证换向，该控制部件适合于转换网络侧变换器(3)，以便在比网络侧变换器(3)的自然脉冲数更低的脉冲数上操作。

2.根据权利要求1的同步电动机驱动装置，其特征是它包括控制部件，在电机侧变换器(2)中的一个换向期间，该控制部件根据电动机(1)的实际操作参数(Um_φ，ω_m)适合于确定电动机的换向能力是否足够用于上述电机电流(Im)的换向，如果不是这种情况，适合于把网络侧变换器(3)转换到具有一个低脉冲数的操作。

3.根据权利要求2的同步电动机驱动装置，其特征是该控制部件适合于根据在电机侧变换器中的每次换向来进行所述的确定和转换(如果有的话)。

4.根据权利要求2或3的同步电动机驱动装置，其特征是：作为换向能力的一种测量，该控制部件适合于计算电动机能够换向的最大电流(Icmax)并且把这个电流与实际电流比较，根据这个比较来执行转换一个低脉冲数。

5.根据权利要求2-4中的任一同步电动机驱动装置，其特征是该控制部件适合于被提供电机的实际速度(ω_m)和电压(Um_φ)，并且根据这些参数来确定电机的换向能力。

6.根据权利要求1-5的任一项的同步电动机驱动装置，其特征它包括控制部件，该控制部件适合于能够使网络侧变换器(3)在比自然的脉冲数低的多个不同的脉冲数上操作，并且在根据电机侧变换器(2)的换向来减小脉冲数时，该控制部件适合于确定能够保证实际电流换向的最高脉冲数和适合于转换网络侧变换器以便在这个脉冲数上操作。

7.根据权利要求6的同步电动机驱动装置，其特征是为了确定能够保证实际电流换向的最高脉冲数，对于许多不同脉冲数中的每一个脉冲数，该控制部件适合于计算在中间环节电流中脉动波分量(即，₀₁₂、₀₆、₀₃)的幅值，并且把该脉动波分量与实际电流(Id)相比较。

8.根据权利要求6的同步电动机驱动装置，其特征是该控制部件适合于把脉动波分量(ΔI_Δ)和已计算的电机能够换向的最大电流(Icmax)的总和与实际电流(Id)相比较。

9.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，在该驱动装置中网络侧变换器(3)具有自然脉冲数为12并且包括两个6-脉冲桥路(3A，3B)，在12-脉冲操作期间，这两个桥路适合于在相互位移相位30°上操作，其特征是它包括控制部件，为了把该变换器转换到6-脉冲操作，该控制部件适合于在两个桥路之间改变相位移以致于换向在这两个桥路中同时产生。

10.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，在该驱动装置中具有一个以6-脉冲操作的网络侧变换器(3)，其特征是它包括控制部件，为了实现网络侧变换器的3-脉冲操作，该控制部件适合于省略每第二个换向，在留下的每一个换向开始时把变换器的控制角减小60°，并且在该换向开始之后，把该控制角恢复到它的原始值。

11.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，其特性是控制部件适合于以这样的方式即电流的平均值实际上保持不变的方式来进行脉冲数变换。

12.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，其特征是当网络侧变换器从以第一种脉冲数(即，12)操作转换到以第二种脉冲数(即，6)操作时，控制部件适合于以这样的方式来确定转换到第二种脉冲数产生的转换时间(t1)，即直接地转换到具有第二脉冲数的静态操作。

13.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，它包括控制部件，在一种静态操作中该控制部件适合于通过确定在网络侧变换器(3)中的两个连续换向之间的平均值来形成电流(Id)的一个测量值(I′d)，其特征是在网络侧变换器中在以第一脉冲数(即，12)操作和以第二脉冲数(即，6)操作之间的转换期间，控制部件适合于通过确定在从以第一脉冲数的静态操作期间的最后一个换向(t0)到以第二脉冲数的静态操作期间的第一个换向(t3)的时间间隔(τ₁₂₆)期间的电流平均值，来形成该电流的测量值。

14.根据前面任一权利要求中的同步电动机驱动装置，其特征是控制部件适合于在电机侧变换器中的一个换向开始之后的一个预定时间中进行把网络侧变换器转换到具有一个低脉冲数的操作。

15.根据权利要求14的同步电动机驱动装置，其特征是在一个预定的持续时间的间隔期间该控制部件适合于把网络侧变换器维持在具有低脉冲数的操作期间，并且在此后进行把网络侧变换器转换到具有一个自然脉冲数的操作。

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