CN115085553B - 双向dc/dc变换器及其控制方法、装置、存储介质 - Google Patents

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Abstract

本申请提供一种双向DC/DC变换器及其控制方法、装置、存储介质。控制方法，包括：获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值；根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量；根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。可以减小下一控制周期的电压跟踪误差。并且由于无需采用PI参数进行控制，输出的理论电压控制量不再是频率而是开关信号，可以避免切换时存在跳频现象。

Description

双向DC/DC变换器及其控制方法、装置、存储介质
技术领域
本申请涉及电池充电技术领域，具体涉及一种双向DC/DC变换器及其控制方法、装置、存储介质。
背景技术
CLLLC隔离型双向DC/DC变换器由于其良好的软开关特性，以及较高的效率被广泛应用。针对该型拓扑主流的调制策略是调频调制+PI控制。但是，这种控制策略需要针对不同工况和负载条件多次整定PI参数，且动态性能不佳；PI控制器输出的控制量即开关频率在负载大范围切换时存在跳频现象。而且，由于电路无源元件个数过多，电路模态复杂，现有控制策略下难以准确建立描述电路动态的数学模型，误差较大。
发明内容
本申请实施例的目的在于提供一种双向DC/DC变换器及其控制方法、装置、存储介质，可以减小下一控制周期的电压跟踪误差。并且由于无需采用PI参数进行控制，输出的理论电压控制量不再是频率而是开关信号，可以避免切换时存在跳频现象。
第一方面，本申请实施例提供了一种双向DC/DC变换器的控制方法，源端依次通过所述双向DC/DC变换器第一整流模块以及第二整流模块向目的端传输电能，所述方法包括：
获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；
获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值；
根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量；
根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
本申请实施例提供的双向DC/DC变换器控制方法通过采用基于预设的参考电压值以及所述第二电压值计算出使得下一控制周期的电压跟踪误差最小或者较小理论电压控制量，然后结合该理论电压控制量和第一整流模块输出的第一电压值来调整该双向DC/DC变换器在下一供电的实际输出电压，从而实现了减小下一控制周期的电压跟踪误差的有益效果，并且由于无需采用PI参数进行控制，输出的理论电压控制量不再是频率而是开关信号，可以避免切换时存在跳频现象。
所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号，以控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号，包括：
将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
本申请实施例通过生成开关信号来控制该第一整流模块在下一控制周期的输出电压，进而控制该双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，可以降低下一控制周期的跟踪误差。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述电压控制量以及所述第一电压值输出至滞环比较器进行比较，以生成开关信号；所述开关信号用于输出给所述第一整流模块的控制端，以调整所述第一整流模块在下一控制周期输出的第一电压值，进而控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
本申请实施例相对于现有技术而言无需生成开关频率信息，然后再来转换成对应的开关信号，可以减少振荡器的使用，可以降低成本，提高效率。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述第一整流模块包括第一桥臂以及第二桥臂；
所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述电压控制量和所述第一电压值比较得到下一控制周期的第一开关信号以及第二开关信号；其中，所述第一开关信号用于控制所述第一桥臂的上桥臂以及第二桥臂的下桥臂导通与截止，所述第二开关信号用于控制所述第一桥臂的下桥臂以及所述第二桥臂的上桥臂的导通与截止。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂导通，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂截止；
在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂截止，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂导通。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；
所述第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；
所述第二区间为[V22，Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量，包括：
获取当前控制周期与下一控制周期的电压控制量的第一关系；
根据所述预设参考电压以及下一周期的电压控制量设定跟踪误差的评价函数；
根据预设参考电压值、所述第二电压值、所述第一关系以及所述评价函数计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述根据预设参考电压值、所述第二电压值、所述第一关系以及所述评价函数计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量，包括：
所述第一关系以及所述评价函数得到预设计算公式；
根据所述预设计算公式、所述第二电压值以及所述预设参考电压计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量。
可选地，在本申请实施例所述的方法中，所述根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量，包括：
公式Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-Ts/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量；
其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容与所述第二整流模块连接，U0(k)当前控制周期的第二电压值，Uref为参考电压值，Ts为所述控制周期的时长，Vin为所述直流电压的电压值，Coss为第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管的寄生电容值，RL为所述第二整流模块的输出负载电阻的电阻值，所述第二开关管以及所述第三开关管组成所述第一桥臂，所述第一开关管以及所述第四开关管组成第二桥臂。
第二方面，本申请实施例还提供了一种双向DC/DC变换器，包括：
第一整流模块，其将接入的第一直流电转换为第一交流电进行输出；
变压器，其原边侧通过第一电容与所述第一整流模块连接以接收所述第一交流电，其副边侧输出第二交流电；
第二整流模块，其与所述副边侧连接以对所述第二交流电进行整流并输出整流得到的第二直流电；
控制模块，其与所述第二整流模块的输出端以及所述第一电容的输入端分别连接，以获取在当前控制周期内的第一整流模块输出的第一电压值以及第二直流电的第二电压值；以用于根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差，并根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述第二整流模块在下一控制周期的实际输出电压。
本申请实施例提供的双向DC/DC变换器通过采用基于预设的参考电压值以及所述第二电压值计算出使得下一控制周期的电压跟踪误差最小或者较小理论电压控制量，然后结合该理论电压控制量和第一整流模块输出的第一电压值来调整该双向DC/DC变换器在下一供电的实际输出电压，从而实现了减小下一控制周期的电压跟踪误差的有益效果，并且由于无需采用PI参数进行控制，输出的理论电压控制量不再是频率而是开关信号，可以避免切换时存在跳频现象；并且相对于现有技术而言无需生成开关频率信息，然后再来转换成对应的开关信号，可以减少振荡器的使用，可以降低成本，提高效率。
第四方面，本申请实施例还提供了一种双向DC/DC变换器的控制装置，源端依次通过所述双向DC/DC变换器第一整流模块以及第二整流模块向目的端传输电能，所述装置包括：
第一获取模块，用于获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；
第二获取模块，用于获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值；
计算模块，用于根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差；
控制模块，用于根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的第一种结构示意图。
图2是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的第二种结构示意图。
图3是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的主控模块的结构图。
图4是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的波形图。
图5是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的控制方法的流程图。
图6是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的控制装置的结构图。
图7是本申请实施例中的电子设备的结构图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
在本申请的描述中，需要说明的是，术语“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该申请产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
请参照图1，图1是本申请实施例中的双向DC/DC变换器的架构图。该双向DC/DC变换器100包括第一整流模块101、第二整流模块102、第一电容C1、变压器104以及主控模块105。该第一整流模块101、该第一电容C1、该变压器104以及该第二整流模块102依次连接。该主控模块105与该第一电容以及该第一整流模块101的节点连接，该主控模块105与该第二整流模块102的输出端连接，该主控模块105还与该第一整流模块101的控制端连接。源端200与该第一整流模块101的输入端连接，目的端300与该第二整流模块102的输出端连接。该源端200通过该双向DC/DC变换器100向该目的端300传输电能。
该源端200可以为直流电源，目的端300可以为待充电的电池包。
该第一整流模块101用于接收该源端200输入的第一直流电，并将该第一直流电转换为第一交流电进行输出。该第一交流电经过该第一电容C1传输至该变压器104处，经过升压或者降压变化后的第一交流电输入该第二整流模块102，该第一交流电经过该第二整流模块102整流输出对应的第二直流电，该第二直流电输入该目的端。
其中，该主控模块105用于获取第一整流模块在当前控制周期内输出的第一交流电的第一电压值以及第二直流电的第二电压值；以及用于根据预设的参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差，并根据理论电压控制量和第一电压值设置所述第二整流模块102在下一控制周期的实际输出电压，也即是该DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
下面结合电路图对该双向DC/DC变换器进行详细描述。
请参照图2所示，该第一整流模块101包括第一桥臂以及第二桥臂。其中，该第一桥臂包括第一开关管S1以及第三开关管S3。该第一开关管S1为该第一桥臂的上桥臂，该第三开关管S3为该第一桥臂的下桥臂。其中，该第二桥臂包括第二开关管S2以及第四开关管S4。其中，该第二开关管S2为该第二桥臂的上桥臂，该第四开关管S4为该第二桥臂的下桥臂。该第一开关管S1的输入端以及所述第二开关管S2的输入端连接并用于与源端的正极连接；所述第三开关管S3的输出端以及所述第四开关管S4的输出端连接并用于与源端的负极连接；所述第一开关管S1的输出端与所述第三开关管S3的输入端连接并通过所述第一电容C1与所述变压器104的原边的正端连接；所述第二开关管S2的输出端与所述第四开关管S4的输入端连接并与所述变压器104的原边的负端连接。主控模块105与所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3及第四开关管S4的控制端分别连接。
在本实施例中，该第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4均为PMOS管；当然，采用NMOS管或者其他类型的开关管也是可以的。其中，该第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4均为PMOS管的寄生电容均采用Coss标示。其中，该第一开关管S1以及该第四开关管S4的开关状态相同，该第二开关管S2以及该第三开关管S3的开关状态相同，该第一开关管S1与该第二开关管S2的开关状态相反。
在一些实施例中，该第二整流模块102可以包括第五开关管Q1、第六开关管Q2、第七开关管Q3以及第八开关管Q4。其中，该第五开关管Q1以及该第七开关管Q3构成该第二整流模块102的第三桥臂，该第六开关管Q2以及第八开关管Q4构成该第二整流模块102的第四桥臂。
其中，该第五开关管Q1的输入端与该第六开关管Q2的输入端连接，并与目的端的正极连接，该第五开关管Q1的输出端与该第七开关管Q3的输入端连接并与该变压器104的副边侧的正端连接。该第七开关管Q3的输出端与该第八开关管Q4的输出端连接并与该目的端的负极连接。该第六开关管Q2的输出端与该第八开关管Q4的输入端连接并与该变压器104的副边侧的负端连接。
其中，第五开关管Q1、第六开关管Q2、第七开关管Q3以及第八开关管Q4均为PMOS管，且等效为二极管使用。该第五开关管Q1、第六开关管Q2、第七开关管Q3以及第八开关管Q4的寄生电容为Coss。
其中，在一些实施例中，该双向DC/DC变换器还包括第一电感L1、第二电感L2、第二电容C2、滤波电容C0以及输出负载电阻RL。
其中，该第一电感L1一端与该第一开关管以及第三开关管的公共节点连接，该第一电感L1的另一端与该第一电容C1的一端连接，该第一电容C1的另一端与该变压器104的原边侧的正端连接。该第一电感L1可以与该第一电容C1构成LC谐振电路。
其中，该第二电感L2的一端与该变压器104的副边侧的正端连接，该第二电感L2的另一端与该第二电容C2的一端连接，该第二电容C2的另一端与该第五开关管以及第七开关管的公共节点连接。该第二电感L2可以与该第二电容C2构成LC谐振电路。
其中，在一些实施例中，该主控模块105的各个功能可以为集成在一个芯片内，基于计算机程序的方式来实现该主控模块105的各个功能。例如，可以集成在电池管理系统中。
在另一些实施例中，如图3所示，该主控模块105可以包括：第一采样单元1051、第二采样单元1052、预测控制器1053以及比较单元1054。
其中，该第一采样单元1051与所述第一电容C1以及所述第一整流模块101的公共节点连接，以获取第一电压值。第二采样单元1052与所述第二整流模块102的输出端连接，以获取第二电压值。预测控制器1053与所述第二采样单元1052连接，以用于根据所述参考电压值以及所述第二电压值计算在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差；比较单元1054与所述第一采样单元1051以及所述预测控制器1053连接，以用于将所述理论电压控制量与所述第一电压值进行比较，以基于比较结果生成开关信号，并将所述开关信号发送至所述第一整流模块101的控制端。
其中，该第一采样单元1051可以为常见的采样单路，例如分压式采样电路结合对应的模数转换器，分压式采样电路检测该第一电容C1的输入端的电压，然后经过该模数转换器转换为数字信号得到第一电压值。当然，其并不限于此。
其中，该第二采样单元1052可以为常见的采样单路，例如分压式采样电路结合对应的模数转换器，分压式采样电路检测该第二整流模块102的输出端的电压，然后经过该模数转换器转换为数字信号得到第二电压值。
其中，该预测控制器1053可以为芯片，也可以将该预测控制器的功能以计算机形式集成在电池管理系统中。
其中，该预测控制器1053可以采用公式Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-TS/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小或者比较小的当前控制周期的理论电压控制量。其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容以及变压器所述第二整流模块连接，U0(k)为当前控制周期的第二电压值，Uref为参考电压值，TS为所述控制周期的时长，Vin为第一直流电压的电压值，Coss为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4的寄生电容值，RL为所述第二整流模块102的输出负载电阻的电阻值，所述第一开关管S1以及所述第三开关管S3组成所述第一桥臂，所述第二开关管S2以及所述第四开关管S4组成第二桥臂。
其中，该比较单元1054可以采用比较器，例如，可以采用滞环比较器。该开关信号可以包括第一开关信号和第二开关信号。第一开关信号输出给该第一开关管以及第四开关管的控制端，第二开关信号输出给该第二开关管以及第三开关管的控制端，第一开关信号和第二开关信号为反相信号。
如图4所示，在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂和第二桥臂的下桥臂导通(S1和S4导通)，所述第一桥臂的下桥臂和第二桥臂的上桥臂截止(S2和S3截止)；在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂和第二桥臂的下桥臂截止(S1和S4截止)，所述第一桥臂的下桥臂和第二桥臂的上桥臂导通S2和S3导通)。
其中，第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；第二区间为[V22，Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
其中，在一个周期TS内的输入该双向DC/DC变换器的平均输入电流Iin可以表示为：Iin＝(4C1Uc1_off+8CossVin)/TS＝4C1Uc1_offfS+8CossVinfS…(1)。其中，该fS＝1/TS。
因此，输入功率Pin可以表示为：
Pin＝(4C1Uc1_offfS+8CossVinfS)Vin…(2)。
假设该双向DC/DC变换器传输效率为1，输出功率Pou满足；Pin＝Pout。
则一个控制周期内的谐振腔(第一电感L1、第一电容C1、变压器、第二电感L2、第二电容C2组成)平均输出电流Iout可以表示为：
Iout＝Pout/U0＝(4C1Uc1_offfSVin+8CossVinfSVin)/U0…(3)。
可以看出，式(3)中除去Uc1_off之外，其余均为已知量，则通过控制Uc1_off可以控制Iout的值。
针对后级的第二整流模块的输出负载电阻RL与滤波电容C0构成的RC电路可以进行微分建模有：
C0dU0/dt+U0/RL＝Iout…(4)。其中RL为输出负载电阻RL的电阻值。U0为第二整流模块输出的第二直流电的第二电压值。
利用欧拉前向法展开式(4)，则有：
C0U0(k+1)-U0(k)/TS+U0(k)/RL＝Iout(k)…(5)。
其中k代表电路稳态工作的一个控制周期，k+1标示K对应控制周期的下一个控制周期，展开可得：
U0(k+1)＝(1-TS/RLC0)*U0(k)+Iout(k)*TS/C0…(6)。
根据式(6)，则可以根据k控制周期的电路参数实时预测出下一控制周期的输出电压，其中Iout(k)可由式(3)给出。基于以上分析，为实现输出电压对参考电压Uref的实时跟踪，且跟踪误差最小，设定优化评价函数为：Jopt＝{U0(k+1)-Uref}2…(7)。
根据式(7)可以计算出使得下一控制周期的电压跟踪误差Jopt最小的控制量，即Uc1_off(k)：
Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-TS/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)。
根据上式，则可以计算出在当前控制周期，使得下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量。
由上可知，本申请实施例提供的双向DC/DC变换器通过采用基于预设的参考电压值以及所述第二电压值计算出使得下一控制周期的电压跟踪误差最小或者较小理论电压控制量，然后结合该理论电压控制量和第一整流模块输出的第一电压值来调整该双向DC/DC变换器在下一供电的实际输出电压，从而实现了减小下一控制周期的电压跟踪误差的有益效果，并且可以在所有工况下获得极快速的动态响应；预测控制能够顺利避开参数整定，在每个控制周期直接计算理论电压控制量，输出的理论电压控制量不再是频率而是开关信号，从而无需采用脉冲频率调制器来生成对应的开关信号，可以降低延时，以及节约器件成本。
请参照图5所示，图5是本申请一些实施例中的一种双向DC/DC变换器的控制方法，用于上述任意实施例中的双向DC/DC变换器的主控模块中。该双向DC/DC变换器的控制方法，包括以下步骤：
S201、获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值。
S202、获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值，其中，源端依次通过所述第一整流模块以及所述第二整流模块向目的端传输电能。
S203、根据预设的参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量。
S204、根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
其中，在该步骤S201中，该第一电压值可以由第一采样单元对对应节点的电压进行采样并进行模数转换而得到。
其中，在该步骤S202中，第二电压值可以由第二采样单元对该第二整流模块的输出节点的电压进行采样并进行模数转换得到。
其中，在该步骤S203中，可以采用上述实施例中推理得到的公式来计算该理论电压控制量。其中，该公式如下所示：
Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-TS/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)
计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小或者比较小的当前控制周期的理论电压控制量。其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容以及变压器所述第二整流模块连接，U0(k)为当前控制周期的第二电压值，Uref为参考电压值，TS为所述控制周期的时长，Vin为第一直流电压的电压值，Coss为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4的寄生电容值，RL为所述第二整流模块102的输出负载电阻的电阻值，所述第一开关管S1以及所述第三开关管S3组成所述第一桥臂，所述第二开关管S2以及所述第四开关管S4组成第二桥臂。
在一些实施例中，该步骤S03可以包括以下子步骤：S1031、获取当前控制周期与下一控制周期的电压控制量的第一关系；S1032、根据所述预设参考电压以及下一周期的电压控制量设定跟踪误差的评价函数；S1033、根据预设参考电压值、所述第二电压值、所述第一关系以及所述评价函数计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量。
其中，在该步骤S1031中，该第一关系为上述实施例中的供公式：
U0(k+1)＝(1-TS/RLC0)*U0(k)+Iout(k)*TS/C0。
其中，在该步骤S1032中，评价函数为上述实施例中的Jopt＝{U0(k+1)-Uref}2，其中，当Jopt最小时，得到最小追踪误差。
其中，在该步骤S1033中，可以先根据所述第一关系以及所述评价函数得到预设计算公式；然后，根据所述预设计算公式、所述第二电压值以及所述预设参考电压计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量。其中，该预设公式为：
Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-TS/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)。
其中，在该步骤S204中，采用的是输出开关信号来调整该第一整流模块的各个开关管的开关与截止来达到调整下一控制周期的实际输出电压的目的。
在一些实施例中，该步骤S204可以包括：根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号，以控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。其中，该开关信号可以为一个一个信号也可以为多个信号，从而实现对第一整流模块的各个开关管的开关控制。
在一些实施例中，所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号的步骤，包括：将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
其中，由于该第一整流模块包括第一整流桥和第二整流桥，该控制信号包括第一控制信号以及第二控制信号。
该步骤S204具体为：将所述电压控制量和所述第一电压值比较得到下一控制周期的第一开关信号以及第二开关信号；其中，所述第一开关信号用于控制所述第一桥臂的上桥臂以及第二桥臂的下桥臂导通与截止，所述第二开关信号用于控制所述第一桥臂的下桥臂以及所述第二桥臂的上桥臂的导通与截止。其中，该第一桥臂的上桥臂为第一开关管，第一桥臂的下桥臂为第三开关管，该第二桥臂的上桥臂为第二开关管，该第二桥臂的下桥臂为第四开关管。
其中，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂导通，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂截止；在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂截止，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂导通。
其中，该第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；第二区间为[V22，Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
由上可知，本申请实施例提供的双向DC/DC变换器的控制方法通过获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；S获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值，其中，源端依次通过所述第一整流模块以及所述第二整流模块向目的端传输电能；根据预设的参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量；根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，从而实现了减小下一控制周期的电压跟踪误差的有益效果，并且可以在所有工况下获得极快速的动态响应。
请参照图6所示，图6是本申请一些实施例中的一种双向DC/DC变换器的控制装置的结构图。该装置包括第一获取模块301、第二获取模块302、计算模块303以及控制模块304。
其中，该第一获取模块301用于获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；该第一电压值可以由第一采样单元对对应节点的电压进行采样并进行模数转换而得到。
其中，该第二获取模块302用于获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值，其中，源端依次通过所述第一整流模块以及所述第二整流模块向目的端传输电能；第二电压值可以由第二采样单元对该第二整流模块的输出节点的电压进行采样并进行模数转换得到。
其中，该计算模块303用于根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差；可以采用上述实施例中推理得到的公式来计算该理论电压控制量。其中，该公式如下所示：
Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-TS/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)
计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小或者比较小的当前控制周期的理论电压控制量。其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容以及变压器所述第二整流模块连接，U0(k)为当前控制周期的第二电压值，Uref为参考电压值，TS为所述控制周期的时长，Vin为第一直流电压的电压值，Coss为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第四开关管S4的寄生电容值，RL为所述第二整流模块102的输出负载电阻的电阻值，所述第一开关管S1以及所述第三开关管S3组成所述第一桥臂，所述第二开关管S2以及所述第四开关管S4组成第二桥臂。
其中，该控制模块304用于根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。采用的是输出开关信号来调整该第一整流模块的各个开关管的开关与截止来达到调整下一控制周期的实际输出电压的目的。
在一些实施例中，该控制模块304用于：根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号，以控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。其中，该开关信号可以为一个一个信号也可以为多个信号，从而实现对第一整流模块的各个开关管的开关控制。
在一些实施例中，所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值生成开关信号的步骤，包括：将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
其中，由于该第一整流模块包括第一整流桥和第二整流桥，该控制信号包括第一控制信号以及第二控制信号。
该控制模块304用于：将所述电压控制量和所述第一电压值比较得到下一控制周期的第一开关信号以及第二开关信号；其中，所述第一开关信号用于控制所述第一桥臂的上桥臂以及第二桥臂的下桥臂导通与截止，所述第二开关信号用于控制所述第一桥臂的下桥臂以及所述第二桥臂的上桥臂的导通与截止。其中，该第一桥臂的上桥臂为第一开关管，第一桥臂的下桥臂为第三开关管，该第二桥臂的上桥臂为第二开关管，该第二桥臂的下桥臂为第四开关管。
其中，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂导通，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂截止；在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂截止，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂导通。
其中，该第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；第二区间为[V22，Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
由上可知，本申请实施例提供的双向DC/DC变换器的控制装置通过获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；S获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值，其中，源端依次通过所述第一整流模块以及所述第二整流模块向目的端传输电能；根据预设的参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量；根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，从而实现了减小下一控制周期的电压跟踪误差的有益效果，并且可以在所有工况下获得极快速的动态响应。
图7为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图，本申请提供一种电子设备4，包括：处理器401和存储器402，处理器401和存储器402通过通信总线403和/或其他形式的连接机构(未标出)互连并相互通讯，存储器402存储有处理器401可执行的计算机程序，当计算设备运行时，处理器401执行该计算机程序，以执行时执行上述实施例的任一可选的实现方式中的方法。
本申请实施例提供一种存储介质，所述计算机程序被处理器执行时，执行上述实施例的任一可选的实现方式中的方法。其中，存储介质可以由任何类型的易失性或非易失性存储设备或者它们的组合实现，如静态随机存取存储器(Static Random AccessMemory，简称SRAM)，电可擦除可编程只读存储器(Electrically Erasable ProgrammableRead－Only Memory，简称EEPROM)，可擦除可编程只读存储器(Erasable ProgrammableRead Only Memory，简称EPROM)，可编程只读存储器(Programmable Red－Only Memory，简称PROM)，只读存储器(Read－Only Memory，简称ROM)，磁存储器，快闪存储器，磁盘或光盘。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露装置和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
另外，作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
再者，在本申请各个实施例中的各功能模块可以集成在一起形成一个独立的部分，也可以是各个模块单独存在，也可以两个或两个以上模块集成形成一个独立的部分。
在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
以上所述仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请的保护范围，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种双向谐振DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，源端依次通过所述双向谐振DC/DC变换器的第一整流模块以及第二整流模块向目的端传输电能，所述方法包括：
获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；
获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值；
根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向谐振DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量；
根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压；所述根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向谐振DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，包括：
根据公式Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-Ts/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)计算使所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量；
其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容与所述第二整流模块连接，U0(k)当前控制周期的第二电压值，Uref为预设参考电压值，Ts为所述控制周期的时长，Vin为源端的电压值，Coss为第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管的寄生电容值，RL为所述第二整流模块的输出负载电阻的电阻值，所述第二开关管以及所述第三开关管组成所述第一整流模块的第一桥臂，所述第一开关管以及所述第四开关管组成所述第一整流模块的第二桥臂；
所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述理论电压控制量以及所述第一电压值输出至滞环比较器进行比较，以生成开关信号；所述开关信号用于输出给所述第一整流模块的控制端，以调整所述第一整流模块在下一控制周期输出的第一电压值，进而控制所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一整流模块包括第一桥臂以及第二桥臂；
所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述电压控制量和所述第一电压值比较得到下一控制周期的第一开关信号以及第二开关信号；其中，所述第一开关信号用于控制所述第一桥臂的上桥臂以及第二桥臂的下桥臂导通与截止，所述第二开关信号用于控制所述第一桥臂的下桥臂以及所述第二桥臂的上桥臂的导通与截止。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂导通，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂截止；
在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一桥臂的上桥臂与第二桥臂的下桥臂截止，所述第一桥臂的下桥臂与所述第二桥臂的上桥臂导通。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；
所述第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；
所述第二区间为[V22，-Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量，还包括：
获取当前控制周期的第二电压值与下一控制周期的第二电压值的第一关系；
根据所述预设参考电压值以及下一周期的第二电压值设定跟踪误差的评价函数；
根据预设参考电压值、所述第二电压值、所述第一关系以及所述评价函数计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据预设参考电压值、所述第二电压值、所述第一关系以及所述评价函数计算所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的理论电压控制量，包括：
根据所述第一关系以及所述评价函数得到预设计算公式；
根据所述预设计算公式、所述第二电压值以及所述预设参考电压值计算使所述双向DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量。
8.一种双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，包括：
第一整流模块，其将接入的第一直流电转换为第一交流电进行输出；
变压器，其原边侧通过第一电容与所述第一整流模块连接以接收所述第一交流电，其副边侧输出第二交流电；
第二整流模块，其与所述副边侧连接以对所述第二交流电进行整流并输出整流得到的第二直流电；
控制模块，其与所述第二整流模块的输出端以及所述第一电容的输入端分别连接，以获取在当前控制周期内的第一整流模块输出的第一电压值以及第二直流电的第二电压值；以用于根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向谐振DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差，并根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述第二整流模块在下一控制周期的实际输出电压；
所述根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述第二整流模块在下一控制周期的实际输出电压，包括：
将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压；
所述理论电压控制量满足以下关系式：
Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-Ts/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)
计算使所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的当前控制周期的理论电压控制量；
其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容与所述第二整流模块连接，U0(k)为当前控制周期的第二电压值，Uref为预设参考电压值，Ts为所述控制周期的时长，Vin为所述第一直流电的电压值，Coss为第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管的寄生电容值，RL为所述第二整流模块的输出负载电阻的电阻值，所述第一开关管以及所述第三开关管组成所述第一整流模块的第一桥臂，所述第二开关管以及所述第四开关管组成所述第一整流模块的第二桥臂。
9.根据权利要求8所述的双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，所述控制模块包括：
第一采样单元，其与所述第一电容以及所述第一整流模块连接，以获取第一电压值；
第二采样单元，其与所述第二整流模块的输出端连接，以获取第二电压值；
预测控制器，其与所述第二采样单元连接，以用于根据所述预设参考电压值以及所述第二电压值计算在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差；
比较单元，其与所述第一采样单元以及所述预测控制器连接，以用于将所述理论电压控制量与所述第一电压值进行比较，以基于比较结果生成开关信号，并将所述开关信号发送至所述第一整流模块的控制端。
10.根据权利要求9所述的双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，所述比较单元为滞环比较器。
11.根据权利要求8所述的双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，所述第一整流模块包括：第一桥臂以及第二桥臂；
所述第一桥臂包括第一开关管以及第三开关管；
所述第二桥臂包括第二开关管以及第四开关管；
所述第一开关管的输入端以及所述第二开关管的输入端连接并用于与源端的正极连接；所述第三开关管的输出端以及所述第四开关管的输出端连接并用于与源端的负极连接；所述第一开关管的输出端与所述第三开关管的输入端连接并通过所述第一电容与所述变压器的原边的正端连接；所述第二开关管的输出端与所述第四开关管的输入端连接并与所述变压器的原边的负端连接；
所述控制模块与所述第一开关管、第二开关管、第三开关管及第四开关管的控制端分别连接。
12.根据权利要求11所述的双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第一区间，则在下一控制周期，所述第一开关管与第四开关管导通，所述第二开关管与第三开关管截止；
在当前控制周期内，若所述第一电压值位于第二区间，则在下一控制周期，所述第一开关管与第四开关管截止，第二开关管与第三开关管导通。
13.根据权利要求12所述的双向谐振DC/DC变换器，其特征在于，所述第一电压值在每一控制周期内包括一个波谷值V11以及一个波峰值V22；所述第一区间为(-Uc1_off,Vl1]以及[Vl1，Uc1_off)的并集；
所述第二区间为[V22，-Uc1_off)以及(Uc1_off，V22]的并集，Uc1_off为理论电压控制量。
14.一种双向谐振DC/DC变换器的控制装置，其特征在于，源端依次通过所述双向谐振DC/DC变换器的第一整流模块以及第二整流模块向目的端传输电能，所述装置包括：
第一获取模块，用于获取当前控制周期内第一整流模块输出的第一电压值；
第二获取模块，用于获取当前控制周期内第二整流模块输出的第二电压值；
计算模块，用于根据预设参考电压值以及所述第二电压值计算所述双向谐振DC/DC变换器在当前控制周期的理论电压控制量，以降低下一控制周期的电压跟踪误差；
控制模块，用于根据所述理论电压控制量和所述第一电压值设置所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压；
所述控制模块，具体用于将所述理论电压控制量和所述第一电压值进行比较以生成开关信号，所述开关信号用于发送给所述第一整流模块的控制端以控制所述第一整流模块在下一控制周期的输出的第一电压值，进而控制所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的实际输出电压；
所述计算模块，具体用于根据公式Uc1_off(k)＝[C1U0(k)Uref-C1U0 2(k)*(1-Ts/RLC1)-4CossVin 2]/(4C1Vin)计算使所述双向谐振DC/DC变换器在下一控制周期的电压跟踪误差最小的理论电压控制量；
其中，Uc1_off(k)为当前控制周期的理论电压控制量，C1为第一电容的电容值，所述第一整流模块依次通过第一电容与所述第二整流模块连接，U0(k)当前控制周期的第二电压值，Uref为预设参考电压值，Ts为所述控制周期的时长，Vin为源端的电压值，Coss为第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管的寄生电容值，RL为所述第二整流模块的输出负载电阻的电阻值，所述第二开关管以及所述第三开关管组成所述第一整流模块的第一桥臂，所述第一开关管以及所述第四开关管组成所述第一整流模块的第二桥臂。
15.一种存储介质，其特征在于，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时运行如权利要求1-7任一项所述的方法。
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