CN109039083A - 谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡方法及系统，包括：由主控制器对变换器的输入输出的电压电流、输出电压指令进行采集并对变流器工况进行判断，若当前控制周期较上一控制周期的输出电压参考值未发生改变、输出电压未发生明显改变而输出电流发生明显改变则选择瞬态功率平衡算法，否则选择离散PI算法，然后计算变换器各开关组态的持续时间；由有限状态机负责切换次序并控制变换器的开关动作。本发明可在1个开关周期内实现变换器传输功率与负载功率的快速平衡，基本消除输出电压的波动过程，减小变换器中无源元件在暂态过程中承受的电应力，有效提高变换器的动态特性和可靠性。

Description

谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡方法及系统
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡方法及系统。
背景技术
近年来，分布式可再生能源、储能技术、电动汽车充电技术和电能路由器的快速发展对隔离DC-DC变换器的性能提出了更高的要求。LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器(LC-Series-Resonant Dual-Active-Bridge Isolated Bidirectional DC-DCConverter，LC-SR-DAB，以下简称“LC串联谐振DAB”)是一种重要的直流电源接口设备。
LC串联谐振DAB兼具传统谐振变换器和普通双主动桥隔离变换器(Dual-Active-Bridge Converter，DAB)的性能优点：与传统谐振变换器相比，LC串联谐振DAB具有固定的开关频率、采用移相控制，其工作原理和控制方法更为简单，且能够管理双向功率；与普通DAB相比，LC串联谐振DAB在相同的传输功率下具有更小的开关电流，谐振电容也能够防止高频变压器偏磁。此外，由于采用“两侧主动”的工作模式，设计LC串联谐振DAB时亦无需对高频隔离变压器的励磁电感做特殊要求。
LC串联谐振DAB的关键特征是其LC谐振腔处存在着高频、大幅值的谐振电压、电流。有效控制谐振腔的这些高频行为，是改善变换器动态特性、降低无源原件和变压器电应力以及提高变换器可靠性的关键。同时，LC串联谐振DAB也会被用作电力电子变压器(Solid-State Transformer)、电能路由器(Electrical Energy Router)等更复杂的电能变换系统的高频隔离环节，其动态特性也将直接影响系统的整体性能。特别地，作为直流接口变换器，LC串联谐振DAB也应具备在负载功率的大小和方向发生剧烈波动时实现接口电压快速稳定的能力。目前直流负载类型的日益丰富、工作模式日益灵活，对直流接口电压控制能力的要求也在不断提高。
经典的PI控制方法是误差驱动的。受其积分环节的影响，在上述目标工况中，只有输出电压出现明显偏差后，PI控制的反馈机制才会生效。除了对功率波动的响应存在延迟，PI控制下输出电压的暂态过程还会带有一定的波动和超调。在对输出电压的波动范围要求严格的应用场景中，传统控制方法的应用受到很大局限。
从能量观点来看，变换器输出电压的波动，本质上是由传输功率和负载功率的不匹配造成的。在负载功率发生波动、而变换器的传输功率未被及时调整时，传输功率中过剩或亏损的部分将被输出电容吞吐，导致输出电压被泵升或跌落。如果能对负载功率的波动作出及时的辨识，并通过有效控制谐振腔的高频行为使传输功率与负载功率迅速重新平衡，就能对输出电压的动态特性实现本质上的改善。另一方面，状态轨迹法是一类研究LC谐振腔暂态行为的重要手段，状态轨迹的几何特性可以直观的揭示变换器的运行规律，可帮助确定变换器在对应不同传输功率的稳态工况间的时间最优过渡过程。
发明内容
为了保证变换器在负载功率的大小或方向发生剧烈波动时仍可保证输出电压高度稳定，本发明提出了一种谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡控制方法，包括：
步骤1：对变换器的输入输出的电压电流、输出电压指令进行采集；
步骤2：根据步骤1采集的数据对变流器工况进行判断，若当前控制周期较上一控制周期的输出电压参考值未发生改变、输出电压未发生明显改变而输出电流发生明显改变则选择瞬态功率平衡算法，否则选择离散PI算法，然后计算变换器各开关组态的持续时间；
步骤3：根据步骤2计算得到的持续时间切换次序并控制变换器的开关动作；
步骤4：瞬态功率平衡算法执行完毕后，将离散PI算法中的误差积分值重置为新的稳态移相比和积分系数的比值。
所述瞬态功率平衡算法在输出电压恒定、而负载功率的大小或方向发生剧烈波动时，根据变动前的移相比变动后的功率所对应的移相比，结合变换器的设计参数以及变换器的输入、输出电压，计算使变换器的传输功率沿时间最优轨迹调整至新功率的两个过渡开关组态的持续时间；根据新的稳态移相比计算过渡完成后的稳态开关组态持续时间。
所述控制变换器的开关动作由有限状态机实现状态切换动作，在变换器进入起始开关组态后刷新各开关组态的持续时间为过渡时间，同时刷新状态切换次序；在变换器进入结束开关组态后，将起始开关组态的持续时间刷新为新稳态时间；在变换器离开结束开关组态后，将结束开关组态的持续时间刷新为新稳态时间。
所述方法还包括：对于每一控制周期，只有控制器判断需要在维持输出电压恒定的条件下修改传输功率时，才选择瞬态功率平衡算法，否则选择离散PI算法；当瞬态功率平衡算法将控制权交还给离散PI算法时，须重置误差积分值。
一种基于谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡方法的系统，包括：实现控制逻辑的主控制器和负责执行控制的有限状态机；所述主控制器执行所述步骤1和所述步骤2，所述有限状态机执行所述步骤3和所述步骤4。
所述有限状态机具有四个状态：结构1、结构2、结构3和结构4，分别对应分别对应LC串联谐振DAB在单移相工作机制下的4中开关组合状态，有限状态机的状态转移次序由主控制器下发的移相方向指令Dir控制：若Dir＝1，则副边H桥相位滞后原边，状态转移次序为“结构1→结构2→结构3→结构4→结构1→…”；若Dir＝0，则副边H桥相位超前原边，状态转移次序为“结构1→结构4→结构3→结构2→结构1→…”。
所述有限状态机的驱动函数由开关组态定时器和主控制器下发的状态定时指令L1，3和L2，4决定，定时器工作在累加计数模式，其计数值记录在变量Timer中；若当前状态为结构1或3，则当Timer达到定时指令L1，3，若当前状态为结构2或4，则当Timer达到定时指令L2，4后，有限状态机按Dir指令决定的状态转移次序切换至下一状态，同时将定时器置零，并将切换后的新状态通过变量Struct上报主控制器；主控制器通过访问变量Struct和Timer的值确定变换器当前处于何种开关组态及该结构已持续的时间。
所述有限状态机的输出方程为从当前状态到相应开关组态的驱动信号的映射关系，在状态切换时，开通信号添加适当的死区延迟。
所述主控制器首先对输出电压指令和变换器端口电压、电流的采样值进行处理，然后通过状态定时指令L1，3、L2，4和移相方向指令Dir控制有限状态机的运行，进而控制变换器的开关动作、以实现预期控制效果。
本发明的有益效果：
1、将基于状态轨迹的瞬态功率平衡算法与传统PI控制算法按一定规律结合，在要求输出电压恒定、而负载功率的大小和方向发生剧烈波动的工况中，更充分地利用了移相工作机制下变换器的控制自由度，使传输功率和负载功率可在1个开关周期内快速平衡，大幅提升了变换器对输出电压的约束能力。
2、基本消除了负载功率波动时输出电压的暂态过程，减小了装置中谐振电感、谐振电容和输出电容承受的电应力，提高了变换器的可靠性。
3、由于传输功率和输出功率可在输出电压几乎不发生改变的情况下实现快速平衡，输出电容在暂态过程中所吞吐的能量相比传统控制方法将明显减小，故可采用容值更小的输出电容，提高变换器的功率密度。
4、其他工况的调节可由PI控制算法完成。两种控制算法的有效配合，可让变换器在综合工况下安全、可靠运行。
附图说明
图1.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器的原理电路图
图2.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器的稳态工作波形
图3.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器在4种开关组态下的电路结构
图4.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器在正移相比下的稳态工作波形和状态轨迹
图5.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器在负移相比下的稳态工作波形和状态轨迹
图6.LC串联谐振型双主动桥隔离双向DC-DC变换器在不同工况间的过渡过程(D2≥D1＞0)
图7.整体控制系统的分层逻辑结构
图8.主控制器中瞬态功率平衡算法与PI算法的协同规则
图9.离散PI控制算法
图10.瞬态功率平衡算法
图11.电压源负载，同向功率传输工况下的瞬态功率平衡控制方法的时域仿真结果
图12.电压源负载，同向功率传输工况下的瞬态功率平衡控制方法的仿真结果对应的状态轨迹
图13.电压源负载，传输功率反向工况下的瞬态功率平衡控制方法的时域仿真结果
图14.电压源负载，传输功率反向工况下的瞬态功率平衡控制方法的仿真结果对应的状态轨迹
图15.电阻负载，负载投切、功率突变时的瞬态功率平衡控制方法的仿真结果
具体实施方式
下面结合附图，对实施例作详细说明。
1、对LC串联谐振腔的状态轨迹分析
对图1所示的LC串联谐振DAB，记谐振频率
并记开关频率和谐振频率的比值为
F＝fswt/fr (2)
并规定在下面的分析中，F＞0.5且F≠1。
在图2所示的单移相控制机制下，变换器共有4中开关组态，如图3。每种开关组态下，两H桥所发出的电压up和u′s可由开关组态参数(k1，k2)的四种取值组合表示，即up＝k1Vg，u’s＝k2nVo。取电压、电流基值分别为 对各电压、电流进行标幺化，并记可以得到变换器在四种开关组态下谐振电压、电流的以(uCrN(t0)，iLrN(t0))为初值的一般表达式：
消去其中的三角函数项，可以得到每个开关组态下的状态轨迹表达式：
(ucrN(t)-(k1VgN-k2nVoN))2+iLrN(t)2＝R(ucrN(t0)，iLrN(t0))2 (4)
4种开关组态下的状态轨迹的基本特性如表1，其圆心由变换器的输入、输出电压及变压器变比决定，在图1所示的参考方向下顺时针旋转，角速度为ωr，半径由该开关组态的状态初值确定。
表1各开关组态的状态轨迹的圆心位置和旋转方向
图4、图5分别绘制了LC串联谐振DAB在正、负移相比下的稳态工作波形和相应的状态轨迹。借助稳态工况下t0(t1)与t2(t3)时刻的对称性，可以求解出各开关动作时刻谐振电压、电流。
当移相比为正，即0＜D≤0.5时，有：
当移相比为负，即-0.5≤D＜0时，有：
稳态工况下变换器的平均传输功率的标幺化表达式为：
2、瞬态功率平衡控制算法
瞬态功率平衡控制算法功能是，根据功率波动前的移相比Dold和Dnew，结合变换器的设计参数(Lr，Cr和n)以及变换器的输入、输出电压(Vg和Vo)，计算变换器的两个过渡开关组态的持续时间L1，3，trans和L2，4，trans。
之前的状态轨迹分析表明，在元件参数(Lr，Cr和n)、输入输出电压(Vg和Vo)和开关频率(fswt)确定的情况下：变换器的移相比D，稳态平均传输功率pN，稳态时域波形和稳态状态轨迹具有确定的对应关系。特别地，以移相比D为媒介，可建立被表1和式(5)～(9)所描述的传输功率pN与状态轨迹几何特性的定量联系。基于这一关系，变换器状态轨迹的几何关系可以直观的揭示：不同的移相比(或传输功率)所对应的稳态工况之间，存在确定的时间最短的过渡过程，如图6所示。
设这一过渡是从移相比为Dold的稳态工况调整到移相比为Dnew的稳态工况，其中Dnew、Dold的取值为绝对值是0＜D1≤D2的两个移相比的组合。考虑移相比的正负、及绝对值的大小，共有8类调整工况，每种工况有两种几何上对称的过渡轨迹。这些工况和过渡轨迹分别总结在图6(a)～(d)和表2中。表2中的开关组态编号后的“+”、“-”符号的含义是：“+”表示这一开关组态的持续时间较原稳态工况有所延长，“-”表示持续时间需要缩短。
表2不同稳态工况间的状态轨迹的时间最优过渡方法
先说明平凡情况。在离散PI算法接管控制时，主控制器的状态定时指令L1，3、L2，4的计算方法如图9，其中Tswt是与开关频率fswt相对应的开关周期，Tclk是有限状态机的开关组态定时器的时钟周期。在瞬态功率平衡算法接管控制时，根据Dnew计算L1，3，new，和L2，4，new的方法亦与此相同。
而在瞬态功率平衡算法中，其核心是根据图6、表2所示的“传输功率-状态轨迹”关系，求解实现由Dold所对应的稳态工况到Dnew所对应稳态工况的开关动作时刻，也就是表2中的起始开关组态和结束开关组态的持续时间，记为L1，3，trans和L2，4，trans。
针对图6或表2所示的16种过渡过程，将起始开关组态所对应的状态轨迹圆心统一记为O1，起点统一记为P1；将结束开关组态所对应的状态轨迹的圆心统一记为O9，终点统一记为P2；两段轨迹的切换点统一记为T。再结合状态轨迹的对称性，可将上述16种过渡轨迹概括为表3所示的8种类型。其中每个点的位置可在相应的参考图中查到，具体坐标可由表1和式(5)～(9)计算。
表3过渡轨迹的统一描述
注意到T实质为：以O1为圆心、R1＝|O1P1|为半径的圆和以O2为圆心、R2＝|O2P2|为半径的圆在y轴上方的交点，其坐标为：
进而弧和弧所对圆心角可按下式计算：
进而，当|Dnew|≥|Dold|时，L1，3，trans和L2，4，trans分别为：
当|Dnew|＜|Dold|时，L1，3，trans和L2，4，trans分别为：
3、方法执行过程
本发明提出的瞬态功率平衡控制方法主控制器和有限状态机分层实现，如图7。主控制器负责实现控制逻辑，即在每个控制周期根据工况选择离散PI控制或瞬态功率平衡控制、并对二者进行协调；有限状态机负责执行控制，即在主控制器相关指令的指挥下使变换器的开关组态按一定次序和指定时长切换；其步骤为：
(1)根据对输出电压、电流的采样结果计算波动后的负载功率Pnew＝Vo(k)Io(k)，并根据变换器的功率传输特性，计算出与之相对应的稳态移相比Dnew。
(2)根据功率波动前的移相比Dold和Dnew，结合变换器的设计参数(Lr，Cr和n)以及变换器的输入、输出电压(Vg和Vo)，计算变换器的两个过渡开关组态的持续时间L1，3，trans和L2，4，trans。根据新的稳态移相比Dnew计算过渡完成后的状态定时指令值L1，3，new和L2，4，new。
(3)根据有限状态机上报的Struct和Timer两变量的值，在变换器进入过渡过程的起始开关组态后更新状态定时指令L1，3和L2，4的值至L1，3，trans和L2，4，trans，在变换器离开结束开关组态后更新状态定时指令L1，3和L2，4的值至L1，3，new和L2，4，new。
主控制器中，协调离散PI控制算法和上述介绍的瞬态功率平衡控制算法的规则如图8。对每个控制周期，只有当控制器判断变换器需要在维持输出电压恒定的条件下调整传输功率、且输出电压无明显波动时，选择采用瞬态功率平衡算法；否则选择离散PI控制算法。每当瞬态功率平衡算法执行完毕后，都要重置误差积分值，以保证下一控制周期所发出指令的连续性；其具体内容是：
(1)控制器依据下述现象判断当要求输出电压恒定、而负载功率的大小和方向发生突变：当前控制周期的输出电压参考值较上一控制周期未发生改变，即Vo，ref(k)＝Vo，ref(k-1)；且，当前控制周期的输出电流较上一控制周期发生明显改变，即|Io(k)-Io(k-1)|＞ΔIo，MAX。
(2)控制器依据下述条件选择采用瞬态功率平衡算法或离散PI算法：若满足(1)中的两个条件，且当前控制周期的输出电压较上一控制周期未发生明显改变，即|Vo(k)-Vo(k-1)|＜ΔVo，MAX时，选择瞬态功率平衡算法；否则选择离散PI算法。
(3)瞬态功率平衡算法执行完毕后，为了保证指令的连续性，应将离散PI算法中的误差积分值重置为新的稳态移相比Dnew和积分系数Ki的比值，即
上述内容(1)(2)中的阈值ΔIo，MAX和ΔVo，MAX应根据实际应用场景和变换器的参数具体设计。
离散PI算法的执行过程如图9。
瞬态功率平衡控制算法的执行过程如图10。
4、主要仿真结果
采用Simulink对提出的控制方法进行仿真，变换器的主要参数如下。变换器的输入电压Vg＝300V，要求控制输出电压Vo＝300V。在有源负载和电阻负载两类工况下的仿真结果如图11～图15。
表4主要仿真参数
参数 取值
n 1∶1
Lr 334μH
Cr 330nF
fswt 20kHz
Cout 2460μF
Vg 300V
Vo 300V
图11为蓄电池负载下的同向传输功率调整过程，移相比由0.15过渡至0.3，图12为该工况中瞬态功率平衡控制算法控制下的状态轨迹。
图13为蓄电池负载下的功率反向调整过程，移相比由0.15过渡至-0.3，图14为该工况中瞬态功率平衡控制算法控制下的状态轨迹。
图15为电阻负载下的同向传输功率调整过程，负载功率由1.91kW阶跃至3.82kW。
此实施例仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种谐振型隔离双向直流变换器的瞬态功率平衡控制方法，其特征在于，包括：
步骤1：对变换器的输入输出的电压电流、输出电压指令进行采集；
步骤2：根据步骤1采集的数据对变流器工况进行判断，若当前控制周期较上一控制周期的输出电压参考值未发生改变、输出电压未发生明显改变而输出电流发生明显改变则选择瞬态功率平衡算法，否则选择离散PI算法，然后计算变换器各开关组态的持续时间；
步骤3：根据步骤2计算得到的持续时间切换次序并控制变换器的开关动作；
步骤4：瞬态功率平衡算法执行完毕后，将离散PI算法中的误差积分值重置为新的稳态移相比和积分系数的比值。
2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述瞬态功率平衡算法在输出电压恒定、而负载功率的大小或方向发生剧烈波动时，根据变动前的移相比变动后的功率所对应的移相比，结合变换器的设计参数以及变换器的输入、输出电压，计算使变换器的传输功率沿时间最优轨迹调整至新功率的两个过渡开关组态的持续时间；根据新的稳态移相比计算过渡完成后的稳态开关组态持续时间。
3.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述控制变换器的开关动作由有限状态机实现状态切换动作，在变换器进入起始开关组态后刷新各开关组态的持续时间为过渡时间，同时刷新状态切换次序；在变换器进入结束开关组态后，将起始开关组态的持续时间刷新为新稳态时间；在变换器离开结束开关组态后，将结束开关组态的持续时间刷新为新稳态时间。
4.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述方法还包括：对于每一控制周期，只有控制器判断需要在维持输出电压恒定的条件下修改传输功率时，才选择瞬态功率平衡算法，否则选择离散PI算法；当瞬态功率平衡算法将控制权交还给离散PI算法时，须重置误差积分值。
5.基于权利要求1～4任一方法的系统，其特征在于，包括：实现控制逻辑的主控制器和负责执行控制的有限状态机；所述主控制器执行所述步骤1和所述步骤2，所述有限状态机执行所述步骤3和所述步骤4。
6.根据权利要求5所述系统，其特征在于，所述有限状态机具有四个状态：结构1、结构2、结构3和结构4，分别对应分别对应LC串联谐振DAB在单移相工作机制下的4中开关组合状态，有限状态机的状态转移次序由主控制器下发的移相方向指令Dir控制：若Dir＝1，则副边H桥相位滞后原边，状态转移次序为“结构1→结构2→结构3→结构4→结构1→…”；若Dir＝0，则副边H桥相位超前原边，状态转移次序为“结构1→结构4→结构3→结构2→结构1→…”。
7.根据权利要求5所述系统，其特征在于，所述有限状态机的驱动函数由开关组态定时器和主控制器下发的状态定时指令L1，3和L2，4决定，定时器工作在累加计数模式，其计数值记录在变量Timer中；若当前状态为结构1或3，则当Timer达到定时指令L1，3，若当前状态为结构2或4，则当Timer达到定时指令L2，4后，有限状态机按Dir指令决定的状态转移次序切换至下一状态，同时将定时器置零，并将切换后的新状态通过变量Struct上报主控制器；主控制器通过访问变量Struct和Timer的值确定变换器当前处于何种开关组态及该结构已持续的时间。
8.根据权利要求5所述系统，其特征在于，所述有限状态机的输出方程为从当前状态到相应开关组态的驱动信号的映射关系，在状态切换时，开通信号添加适当的死区延迟。
9.根据权利要求5所述系统，其特征在于，所述主控制器首先对输出电压指令和变换器端口电压、电流的采样值进行处理，然后通过状态定时指令L1，3、L2，4和移相方向指令Dir控制有限状态机的运行，进而控制变换器的开关动作、以实现预期控制效果。
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