CN115173706A - 双向Buck-Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质 - Google Patents

双向Buck-Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质 Download PDF

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CN115173706A CN202210922744.3A CN202210922744A CN115173706A CN 115173706 A CN115173706 A CN 115173706A CN 202210922744 A CN202210922744 A CN 202210922744A CN 115173706 A CN115173706 A CN 115173706A
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Abstract

本发明公开了一种双向Buck‑Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质,所述双向Buck‑Boost变换器建模及控制方法，根据双向Buck‑Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck‑Boost变换器的连续时间模型，通过建立Buck‑Boost变换器的连续时间模型能有效消除电感电流的瞬态超调，减小了电容电压的稳态误差；根据所述连续时间模型建立双向Buck‑Boost变换器控制系统的离散时间模型，掌握一个开关周期内电感电流的变化规律，Buck‑Boost变换器系统能快速有效地镇定至平衡点稳定运行，从而提高了Buck‑Boost变换器系统的稳定性；基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck‑Boost变换器进行控制，保证了双向Buck‑Boost变换器控制系统动态观测精确和静态控制性能稳定。

Description

双向Buck-Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质
技术领域
本发明涉及变换器控制领域，具体涉及一种双向Buck-Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质。
背景技术
Buck-Boost变换器由于具有结构简单、输入电压范围宽和灵活实现升压与降压控制等优点，因此在电力电子领域得到了广泛的应用。
Buck-Boost变换器通常采用经典的电流内环和电压外环的双闭环PI控制，但Buck-Boost变换器系统在输入电压变化、负载变化及其电路电子器件参数发生改变条件下，经典的双闭环PI控制往往无法获得满意的系统动态和静态控制性能，甚至会出现系统不稳定运行的现象，尚需寻求高性能的非线性控制策略。
对Buck-Boost变换器，常用的非线性控制策略有滑模控制、无源控制和协同控制等。
滑模控制设计的系统具有鲁棒性，此种控制不能使开关管MOS工作在固定的频率下，输出电压稳态误差大，对滤波器的设计要求高。
无源控制对外部扰动和系统参数变化均具有较强鲁棒性技术优势，对较大范围的外部扰动，无源控制下Buck-Boost变换器的输出电压稳态误差较大。为改善系统性能，又引入滑模控制，有效抑制了Buck-Boost变换器电感电流的瞬态超调，不过对于负载扰动，Buck-Boost变换器系统仍然存在大的输出电压稳态误差。但是将无源控制和PI控制相结合的控制策略，针对外部扰动，Buck-Boost变换器系统虽然能够镇定到平衡点，但电感电流存在瞬态超调，且输出电压稳态误差依然较大。
非线性控制中的协同控制，按照协同控制理论设计的控制器具有较好的稳态特性和动态性能，并对参数的变化具有很强的鲁棒性。但是协同控制下Buck-Boost变换器的电感电流存在较大的瞬态超调。为改善系统性能，在协同控制的基础上，改进协同控制中的宏变量的选取，虽能减小但不能完全消除电感电流的瞬态超调，是以增加软件开销为代价，尚需寻找有效抑制电感电流瞬态超调的控制方法。在协同控制基础上引入遗传算法优化协同控制器参数，因宏变量选取时包含积分环节，在输入电压变化、负载变化及其电路电子器件参数发生改变条件下，Buck-Boost变换器系统能够镇定至平衡点，但Buck-Boost变换器的电感电流依然存在瞬态超调，且在协同控制策略中引入积分环节，采用遗传算法优化控制器参数导致控制策略复杂，增加了软件开销，不易于控制算法的实时实现。
发明内容
为克服上述背景技术中Buck-Boost变换器系统无法获得满意的系统动态和静态控制性能，出现系统不稳定运行的现象的缺点，本发明的目的在于提供一种双向Buck-Boost变换器建模及控制方法、系统和存储介质。
为了达到以上目的，本发明采用如下的技术方案：
本发明的第一方面，提供双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，包括如下步骤：
根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；
基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。
在一些可能的实施方式中，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管连接，所述S5可控开关管与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管与侧电容的正极连接。
在一些可能的实施方式中，所述连续时间t的模型为：
Figure BDA0003778420160000031
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
在一些可能的实施方式中，所述离散时间模型为：
Figure BDA0003778420160000032
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
在一些可能的实施方式中，所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，所述电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000041
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33:计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000042
在一些可能的实施方式中，对所述下一时刻k+1的电感电流的预测值定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
V(t)＝Vin-iin(t)RL。
在一些可能的实施方式中，为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure BDA0003778420160000051
其中，
Figure BDA0003778420160000052
和
Figure BDA0003778420160000053
为输入电流的观测值；
Figure BDA0003778420160000054
为等效输入电压的观测值；L＝[l1 l2]T为反馈增益矩阵。
在一些可能的实施方式中，设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
min J(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
本发明的第二方面，提供双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，包括：
第一模型构建模块：根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
第二模型构建模块：根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；
求解控制模块：基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。
在一些可能的实施方式中，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管连接，所述S5可控开关管与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管与侧电容的正极连接。
在一些可能的实施方式中，所述连续时间t的模型为：
Figure BDA0003778420160000061
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
在一些可能的实施方式中，所述离散时间模型为：
Figure BDA0003778420160000062
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
在一些可能的实施方式中，所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，所述电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000071
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33:计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000072
在一些可能的实施方式中，对所述下一时刻k+1的电感电流的预测值定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
V(t)＝Vin-iin(t)RL。
在一些可能的实施方式中，为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure BDA0003778420160000081
其中，
Figure BDA0003778420160000082
和
Figure BDA0003778420160000083
为输入电流的观测值；
Figure BDA0003778420160000084
为等效输入电压的观测值；L＝[l1 l2]T为反馈增益矩阵。
在一些可能的实施方式中，设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
min J(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
本发明的第三方面，提供一种计算机存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法的步骤或执行上述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统。
本发明的有益效果在于：本发明双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型，通过建立Buck-Boost变换器的连续时间模型能有效消除电感电流的瞬态超调，减小了电容电压的稳态误差；根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型，掌握一个开关周期内电感电流的变化规律，Buck-Boost变换器系统能快速有效地镇定至平衡点稳定运行，从而提高了Buck-Boost变换器系统的稳定性；基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制，保证了双向Buck-Boost变换器控制系统动态观测精确和静态控制性能稳定。
附图说明
图1为本发明实施例中双向Buck-Boost变换器建模及控制方法的整体步骤流程图；
图2为本发明实施例中“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”的步骤流程图；
图3为本发明实施例中双向Buck-Boost变换器电路拓扑结构示意图；
图4为本发明实施例中一个开关周期内电感电流变化曲线示意图；
图5为本发明实施例中模型预测算法控制框图；
图6为本发明实施例中模型预测算法控制流程图；
图7为本发明实施例中双向Buck-Boost变换器建模及控制系统的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
技术问题：Buck-Boost变换器通常采用经典的电流内环和电压外环的双闭环PI控制，但Buck-Boost变换器系统在输入电压变化、负载变化及其电路电子器件参数发生改变条件下，经典的双闭环PI控制往往无法获得满意的系统动态和静态控制性能，甚至会出现系统不稳定运行的现象，尚需寻求高性能的非线性控制策略。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种实施例。参见附图1所示，本实施提供双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，包括如下步骤：
S1:根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
S2:根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；
S3:基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。
本发明双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型，通过建立Buck-Boost变换器的连续时间模型能有效消除电感电流的瞬态超调，减小了电容电压的稳态误差；根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型，掌握一个开关周期内电感电流的变化规律，Buck-Boost变换器系统能快速有效地镇定至平衡点稳定运行，从而提高了Buck-Boost变换器系统的稳定性；基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制，保证了双向Buck-Boost变换器控制系统动态观测精确和静态控制性能稳定。
在上述实施例的基础上，参照附图3所示，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管连接，所述S5可控开关管与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管与侧电容的正极连接。
双向Buck-Boost变换器用互补的PWM驱动信号控制，那么在同一时刻，S5可控开关管和S6可控开关管的开关状态总是相反的，这样可以保证能量的快速流动，因为电流方向能够随时切换。
在上述实施例的基础上，基于双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型，所述连续时间t的模型为：
Figure BDA0003778420160000111
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
在上述实施例的基础上，基于(式1)建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型，所述离散时间模型为：
Figure BDA0003778420160000112
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
在上述实施例的基础上，参见附图2所示,所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，具体如下：在一个开关周期内，输入电压和输出电压是保持不变的，那么电感电流的波动参见附图4所示，其中可控开关管S5在阶段t1内关断、t2内开通、t3内关断，而电流在这三个阶段内对应地线性增加或者降低，所以一个周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000121
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3 (式4)。
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33:计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000122
在上述实施例的基础上，当使用模型预测算法控制DC/DC变换器时，要求系统的模型尽量精准，但是由于不能得到精确的电感及线路的内阻，并且它们都随着元件温度的变化而变化，再加上可控开关管的损耗与开关频率、输入电压和电流等因素有关，输入等效内阻RL的值无法确定。所以引入反馈校正环节来实时修正整个系统的模型是非常有必要的。根据(式5)可以定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
V(t)＝Vin-iin(t)RL (式6)。
可以看出该扰动变量V(t)实际上是超级电容的等效输入电压，假设在一个采样周期Ts内V(t)不变，则根据(式1)可知连续时间状态方程为：
Figure BDA0003778420160000131
将(式7)方程组离散化可得到离散化后的方程：
Figure BDA0003778420160000132
令：
X(k)＝[iin(k) V(k)]T，Y(k)＝[iin(k)]；
Figure BDA0003778420160000133
uc′(k)＝uc(k)-1，C＝[1 0]。
需要构造状态观测器来观测扰动量V(k)的值，可以选用现今状态观测器或者预测状态观测器。预测观测器利用上一时刻的测量值Y(k)产生当前时刻观测值，而现今观测器采用当前时刻的测量值Y(k+1)求取该时刻观测值，虽然会因为计算时间的问题导致其不能够精确实现，但是比起预测观测器，它很大程度上降低了时间延迟，所以更加合理。
在上述实施例的基础上，为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure BDA0003778420160000141
其中，
Figure BDA0003778420160000142
和
Figure BDA0003778420160000143
为输入电流的观测值；
Figure BDA0003778420160000144
为等效输入电压的观测值；L＝[l1 l2]T为反馈增益矩阵。
根据(式8)和(式9)，得到观测器观测值的误差方程为：
Figure BDA0003778420160000145
在保证(F C)可观后，(F CF)必定也是可观的。此时反馈增益矩阵L可以任意配置观测器的极点，因此可将观测器配置为最小拍观测器，最小拍观测器的方程如下：
Figure BDA0003778420160000146
(式11)的期望特征方程z2＝0，则有l1＝1、l2＝Lcap/Ts，此时现今观测器的过渡时间会最短。将L＝[1Lcap/Ts]T代入到(式9)即可得到每一时刻下超级电容等效输入电压的观测值
Figure BDA0003778420160000147
再将该值代入(式5)，求出电感电流在k+1时刻的预测值。电感电流在k+1时刻的预测值为：
Figure BDA0003778420160000148
在上述实施例的基础上，设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
minJ(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2 式13)。
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
设占空比uc(k)没有约束，
结合(式12)和(式13)可得该时刻的控制量：
Figure BDA0003778420160000151
为了防止可控开关管因为常开而损坏，可控开关管S5和可控开关管S6的占空比应设置在0.2～0.8的范围内，所以uc(k)应该满足以下的约束条件：
0.2≤uc(k)≤0.8。
模型预测控制除了能够预测下一时刻的电流值，也能比较准确地反应周期内电感电流的变化情况。参见附图5所示，电感电流存在峰值和谷值，这些都要限制在一定范围内以进一步保证开关管安全正常地运行。在一个采样周期里，根据电感电流变化的斜率可得：
Figure BDA0003778420160000152
其中imax(k+1)为时刻k到时刻k+1的周期内电感电流的峰值，umax(k)为出现该最大值时对应的控制变量；imin(k+1)为一个周期内电感电流的谷值，umin(k)为出现该最小值时对应的控制变量。根据(式15)可以反解出umax(k)和umin(k)。
综上，用模型预测算法控制该双向Buck-Boost变换器的流程如图6所示。
本实施例还提供双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，执行时实现上述双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，参见附图7所示，所述双向Buck-Boost变换器建模及控制系统包括：第一模型构建模块、第二模型构建模块和求解控制模块。
第一模型构建模块：根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
参见附图3所示，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管的集电极和所述S6可控开关管的发射极连接，所述S5可控开关管的发射极与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管的发射极与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管的发射极与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管的集电极与侧电容的正极连接。
根据上述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建的连续时间t的模型为：
Figure BDA0003778420160000161
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
第二模型构建模块：根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；所述离散时间模型为：
Figure BDA0003778420160000171
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
求解控制模块：基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。参见附图2所示，所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，所述电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000172
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33:计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure BDA0003778420160000181
对所述下一时刻k+1的电感电流的预测值定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
V(t)＝Vin-iin(t)RL。
为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure BDA0003778420160000182
其中，
Figure BDA0003778420160000183
和
Figure BDA0003778420160000184
为输入电流的观测值；
Figure BDA0003778420160000185
为等效输入电压的观测值；L＝[l1 l2]T为反馈增益矩阵。
设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
min J(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
本发明双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，第一模型构建模块根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型，通过建立Buck-Boost变换器的连续时间模型能有效消除电感电流的瞬态超调，减小了电容电压的稳态误差；第二模型构建模块根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型，掌握一个开关周期内电感电流的变化规律，Buck-Boost变换器系统能快速有效地镇定至平衡点稳定运行，从而提高了Buck-Boost变换器系统的稳定性；求解控制模块基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制，保证了双向Buck-Boost变换器控制系统动态观测精确和静态控制性能稳定。
本实施例还提供一种计算机存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法的步骤或执行上述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统。
其中，处理器还可以称为CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)。处理器可能是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。处理器可以是：
DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器，数字信号处理器是由大规模或超大规模集成电路芯片组成的用来完成某种信号处理任务的处理器。它是为适应高速实时信号处理任务的需要而逐渐发展起来的。随着集成电路技术和数字信号处理算法的发展，数字信号处理器的实现方法也在不断变化，处理功能不断提高和扩大。)
ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路，即专用集成电路，是指应特定用户要求和特定电子系统的需要而设计、制造的集成电路。
FPGA(现场可编程门阵列，Field Programmable Gate Array)是在PAL(Programmable Array Logic，可编程阵列逻辑)、GAL(generic array logic，通用阵列逻辑)等可编程器件的基础上进一步发展的产物。它是作为专用集成电路(ASIC)领域中的一种半定制电路而出现的，既解决了定制电路的不足，又克服了原有可编程器件门电路数有限的缺点。
通用处理器，所述通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。
其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件和分立硬件组件等。
存储介质存储有能够实现上述所有方法的程序指令，其中，该程序指令可以以软件产品的形式存储在上述存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)或处理器(processor)执行本发明各个实施方式所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质，或者是计算机、服务器、手机、平板等终端设备。
以上实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人了解本发明的内容并加以实施，并不能以此限制本发明的保护范围，凡根据本发明精神实质所做的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (17)

1.双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；
基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。
2.根据权利要求1所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管连接，所述S5可控开关管与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管与侧电容的正极连接。
3.根据权利要求2所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，所述连续时间t的模型为：
Figure FDA0003778420150000011
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
4.根据权利要求3所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，所述离散时间模型为：
Figure FDA0003778420150000021
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
5.根据权利要求4所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，所述电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure FDA0003778420150000022
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33：计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure FDA0003778420150000031
6.根据权利要求5所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，对所述下一时刻k+1的电感电流的预测值定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
(t)＝Vin-iin(t)RL。
7.根据权利要求2所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure FDA0003778420150000032
其中，
Figure FDA0003778420150000033
和
Figure FDA0003778420150000034
为输入电流的观测值；
Figure FDA0003778420150000035
为等效输入电压的观测值；L＝[l1 l2]T为反馈增益矩阵。
8.根据权利要求7所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法，其特征在于，设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
min J(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
9.双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，包括：
第一模型构建模块：根据双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构构建Buck-Boost变换器的连续时间模型；
第二模型构建模块：根据所述连续时间模型建立双向Buck-Boost变换器控制系统的离散时间模型；
求解控制模块：基于所述离散时间模型构建模型预测算法对所述Buck-Boost变换器进行控制。
10.根据权利要求9所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，所述双向Buck-Boost变换器的电路拓扑结构包括S5可控开关管和S6可控开关管构成的电路，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管各自反向并联了一个续流二极管，所述S5可控开关管和所述S6可控开关管连接，所述S5可控开关管与超级电容的负极连接，所述S6可控开关管与超级电容的正极连接，所述S5可控开关管与侧电容的负极连接，所述S6可控开关管与侧电容的正极连接。
11.根据权利要求10所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，所述连续时间t的模型为：
Figure FDA0003778420150000041
其中，Lcap为超级电容侧输入电感的电感值，RL为该系统的等效内阻值，Vin为超级电容的输出电压，iin为超级电容的输出电流，Cbus为输出侧电容的电容值、VH为输出电压，io为输出电流，uc(t)为Buck-Boost变换器的输入量，表示可控开关管S5、可控开关管S6的开关状态，uc(t)为0时，表示可控开关管S5断开、可控开关管S6闭合，为1时表示可控开关管S5闭合、可控开关管S6断开。
12.根据权利要求11所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，所述离散时间模型为：
Figure FDA0003778420150000051
其中，Ts为控制系统的采样周期，同时也是一个开关周期。
13.根据权利要求12所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，所述“基于所述离散时间模型构建模型预测算法”具体包括如下步骤：
S31:根据一个开关周期内电感电流变化曲线，计算在一个开关周期内各个阶段上的电感电流变化的斜率，所述电感电流变化的斜率的计算公式为：
Figure FDA0003778420150000052
S32:计算k+1时刻的电感电流，所述k+1时刻的电感电流的计算公式为：
iin(k+1)＝iin(k)+fi1t1+fi2t2+fi3t3
其中，iin(k)为时刻k的电感电流，t1＝t3＝Ts[1-uc(k)]/2，t2＝Ts-t1-t3＝uc(k)Ts；uc(k)是k时刻确定的双向Buck-Boost变换器的可控开关管S5的驱动信号占空比，为0～1范围内的连续变化量，那么此时可控开关管S6的驱动信号的占空比为1-uc(k)；
S33：计算k+1时刻的电感电流的预测值，所述k+1时刻的电感电流的预测值的计算公式为：
Figure FDA0003778420150000061
14.根据权利要求13所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，对所述下一时刻k+1的电感电流的预测值定义扰动变量，所述扰动变量的计算公式为：
V(t)＝Vin-iin(t)RL。
15.根据权利要求14所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，为所述扰动变量构造状态观测器进行观测，所述观测器的具体构造方式如下：
Figure FDA0003778420150000062
其中，
Figure FDA0003778420150000063
和
Figure FDA0003778420150000064
为输入电流的观测值；
Figure FDA0003778420150000065
为等效输入电压的观测值；L＝【l1 l2]T为反馈增益矩阵。
16.根据权利要求15所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统，其特征在于，设置优化目标，使电感电流能够快速跟踪上给定电流，所述优化目标为：
min J(k)＝min[iref(k+1)-iin(k+1)]2
其中：iref(k+1)是k+1时刻电感电流的给定值，即iin *，它是由上层系统产生的超级电容输出电流参考值，J(k)是成本函数，目标就是将它最小化。
17.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1-8任一项所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制方法的步骤或执行权利要求9-16任一项所述的双向Buck-Boost变换器建模及控制系统。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN116436307A (zh) * 2023-04-25 2023-07-14 东莞光亚智能科技有限公司 一种基于模型预测的两级式电源控制方法及系统

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