CN115066727A

CN115066727A - 信号处理装置、信号处理方法及程序

Info

Publication number: CN115066727A
Application number: CN202180011975.2A
Authority: CN
Inventors: 东野哲
Original assignee: Sony Group Corp
Current assignee: Sony Group Corp
Priority date: 2020-01-30
Filing date: 2021-01-15
Publication date: 2022-09-16
Also published as: WO2021153260A1; US20230043380A1; JPWO2021153260A1; US11749307B2

Abstract

本技术涉及能够提高在高线密度记录中的抗噪性的信号处理装置、信号处理方法及程序。对ML值为3以上的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡，并且对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。本技术可应用于例如光盘等的记录和再现装置等。

Description

信号处理装置、信号处理方法及程序

技术领域

本技术涉及信号处理装置、信号处理方法和程序，并且更具体地，涉及能够改善例如在高线密度记录中的抗噪性的信号处理装置、信号处理方法和程序。

背景技术

例如，专利文献1公开了用于组合噪声预测最大似然(NPML)和串扰消除器的技术，该技术通过在消除来自二元记录光盘上的相邻轨道的串扰的同时将来自光盘的再现信号的噪声进行白化来有效地表现出作为最大似然解码的维特比解码的解码性能。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP 6504245 B2

发明内容

技术问题

近年来，在高线密度记录中，已经要求提高抗噪性。

本技术鉴于这种情况而作出，并且本技术能够改善在高线密度记录中的抗噪性。

问题的解决方案

根据本技术的信号处理装置或程序是这样的信号处理装置，其包括：均衡单元，被配置为对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；以及解码单元，被配置为对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码；或者是使计算机用作该信号处理装置的程序。

根据本技术的信号处理方法是包括以下步骤的信号处理方法：对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；并且对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。

在根据本技术的信号处理装置、信号处理方法以及程序中，对ML≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡，并且对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。

信号处理装置可以是独立的装置或者可以是包括在一个装置中的内部块。

可以通过经由传输介质传输程序或者通过在记录介质上记录程序来提供程序。

附图说明

图1是示出应用本技术的光盘记录/再现装置的实施方式的示例性配置的框图。

图2是示出光学拾取器101的示例性配置的截面图。

图3是示出光电检测器6的光接收表面的示例性配置的平面图。

图4是示出了激光照射光盘100的实例的示图。

图5是示出在以高线密度将二元码和多元码记录在光盘100上时二元码和多元码的解码性能的示图。

图6为示出表示多元码的表示方法的示图。

图7为示出生成多元边缘码(由多元边缘码表示的多元码)的代码生成模型的示图。

图8是示出当最大连续数量k被限制为1时的代码生成模型的示图。

图9是示出指示生成ML＝5且最大连续数量k＝1的多元边缘码的代码生成模型的状态转换的转换矩阵的示图。

图10为示出ML＝5的多元码中的编码比率和编码效率与最大连续数量k之间的关系的示图。

图11为示出在最大连续数量k＝4的情况下由ML＝5的多元码构成的块码的规格的示图；

图12是示出k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的示图。

图13是示出了500个s0→s0码和500个s1→s0码中的一些以及生成s0→s0码和s1→s0码时的状态转换的示图。

图14是示出了100个s0→s1码和100个s1→s1码中的一些以及生成s0→s1码和s1→s1码时的状态转换的示图。

图15是示出在ML＝5的多元码的序列中出现的最小转换模式的示图。

图16是示出在ML＝5的多元码的序列中出现的最小转换模式的示图。

图17是示出作为k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码的500个s0→s0码和100个s0→s1码的开始连续长度和终止连续长度的示图。

图18是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(其是k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图19是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图20是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图21是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图22是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图23是示出码查找表(LUT)的实例的示图，在LUT中，512个块码(k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码)与二元数据(其是通过对块码进行编码而获得的用户数据)相关联。

图24是示出在光盘100上记录/再现多元码的示图。

图25是示出数据检测处理单元105的示例性配置的框图。

图26是示出PR存储器模型的示例性配置的示图。

图27是示出多输入自适应均衡单元14的示例性配置的示图。

图28是示出作为自适应均衡器20+c的FIR滤波器的示例性配置的示图。

图29是示出噪声预测器15的示例性配置的示图。

图30是示出引入了DFE和NPML的减少的维特比解码的网格的示例的示图。

图31是示出包括在检测单元16中的维特比解码器320的示例性配置的示图。

图32是示出维特比解码器320的操作示例的示图。

图33是进一步示出维特比解码器320的操作示例的示图。

图34是示出ACS单元330-pq的路径存储器PM_pq的示例性配置的示图。

图35是示出存储均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的均衡参考存储单元的示例性配置的示图。

图36是示出白化系数更新单元19的示例性配置的示图。

图37是示出存储白化参考电平MR4的白化参考存储单元的示例性配置的示图。

图38是示出记录/再现装置的解码性能的示图。

图39是示出通过模拟获得的抽头系数f_cl和均衡误差e’_t的频率特征的示图。

图40是示出通过模拟获得的单元格错误率的示图。

图41是示出应用本技术的光盘记录/再现装置的另一实施方式的示例性配置的框图。

图42是示出由三个信号再现单元411至413用激光照射光盘100的示例的示图。

图43是示出应用本技术的计算机的实施方式的示例性配置的框图。

具体实施方式

<应用本技术的光盘记录/再现装置的实施方式>

图1是示出应用本技术的光盘记录/再现装置(在后文中称为“记录/再现装置”)的实施方式的示例性配置的框图。

如图1所示，记录/再现装置包括：光学拾取器101，用于在作为光学记录介质的光盘100上记录和再现信息；以及主轴电机102，用于使光盘100旋转。为了使光学拾取器101在光盘100的径向方向上移动，设置了螺纹机构(螺纹进给电机)103。

作为光盘100，可以采用诸如蓝光盘(BD((注册商标))的高密度光盘。BD是记录容量为单侧单层约25千兆字节(GB)和单侧双层约50GB的高密度光盘。在BD规范中，为了使束流光斑直径小，将光源波长设置为405nm，并且将物镜的数值孔径NA设置为0.85的大值。在CD规范中，光源波长为780nm，NA为0.45，并且光斑直径为2.11μm。在DVD规范中，光源波长为650nm，NA为0.6，并且光斑直径为1.32μm。在BD规范中，光斑直径可以缩小至0.58μm。

此外，关于BD，通过缩短信道比特长度(即，标记长度)并且在线密度方向上实现高密度，实现了三层100GB和四层128GB的大容量的BDXL(注册商标)已经投入实际使用。

为了增加新的记录容量，在沟槽轨道和岸台轨道两者中记录数据。例如，可以采用称为归档盘(AD)的光盘作为光盘100。雕刻部分被称为沟槽，并且由沟槽形成的轨道被称为沟槽轨道。当制造光盘时，沟槽被限定为用激光照射的部分，介于相邻沟槽之间的区域被称为岸台，并且由岸台形成的轨道被称为岸台轨道。此外，当多层光盘具有多个层压的信息记录层时，可以进一步增加记录容量。

当将能够执行高密度记录的光盘100装置到记录/再现装置上时，光盘100在记录/再现期间由主轴电机102以恒定线性速度(CLV)或恒定角速度(CAV)旋转并驱动。在再现期间，由光学拾取器(光学头)101读取在光盘100上的轨道中形成的标记。在光盘100上记录数据期间，通过光学拾取器101将用户数据记录为光盘100上的轨道中的相变标记或色素变化标记。

当光盘100是可记录盘时，例如，记录标记利用相变标记记录在由摆动沟槽形成的轨道上。在每层具有23.3GB的BD的情况下，例如根据RLL(1,7)PP调制方案(RLL：游程长度受限，并且PP：奇偶校验保留/禁止重复的最小转变游程长度(rmtr))以0.12μm/位和0.08μm/信道比特的线密度记录相变标记。在光盘100是具有25GB/层的BD、具有32GB/层的BDXL、以及具有33.4GB/层的BDXL时，根据盘的类型以对应于信道比特长度的密度执行记录，例如，密度分别为0.0745μm/信道比特、0.05826μm/信道比特和0.05587μm/信道比特。当信道时钟周期是“T”时，标记长度为2T至8T。例如，当光盘100是仅用于记录的盘时，不形成沟槽，而是根据RLL(1,7)PP调制方案调制的数据被记录为压花凹坑(emboss pit)阵列。

在光盘100的内圆周区域中，例如，光盘100的物理信息等通过压花凹坑或摆动沟槽被记录为仅用于再现的管理信息。通过光学拾取器101读取管理信息等。此外，光学拾取器101还读取嵌入为光盘100上的沟槽轨道的摆动的ADIP信息。

在光学拾取器101中，配置了用作激光光源的激光二极管、检测反射光的光电检测器、用作激光的输出端的物镜、以及经由物镜用激光照射光盘100的盘记录表面并将激光的反射光引导至光电检测器的光学系统。光学拾取器101中的物镜利用双轴机构在跟踪方向和聚焦方向上可移动地保持。整个光学拾取器101被视为可以通过螺纹机构103在盘的径向上移动。当从激光驱动器113向光学拾取器101的激光二极管提供驱动电流时，激光二极管产生激光。

当通过光电检测器检测(接收)从光盘100反射的光时，与光电检测器中的反射光的光接收量相对应的电信号被提供给矩阵电路104。矩阵电路104包括电流-电压转换电路和矩阵计算/放大电路，并且通过使用输出电流执行矩阵计算处理来生成必要的信号，输出电流用作来自作为光电检测器的多个光接收元件的电信号。考虑到信号传输质量，电流-电压转换电路可以形成在光电检测器中而不是矩阵电路104中。矩阵电路104从来自光电检测器的输出电流生成与记录在光盘100上的信息相对应的再现信号(RF信号)以及用于伺服控制的聚焦误差信号和跟踪误差信号。此外，矩阵电路104生成推挽信号作为与沟槽的摆动相关的信号，即，用于检测摆动的信号。

由矩阵电路104生成的再现信号被提供给数据检测处理单元105，聚焦误差信号和跟踪误差信号被提供给光学块伺服电路111，并且推挽信号被提供给摆动信号处理电路106。

数据检测处理单元105对再现信号执行多元处理。例如，数据检测处理单元105对RF信号执行A/D转换、通过锁相环(PLL)的再现时钟生成、部分响应(PR)均衡、用作最大似然解码的维特比解码等，以根据部分响应最大似然解码(PRML检测方案)再现(解码)光盘100上记录的多元码。数据检测处理单元105将多元码作为从光盘100再现的信息提供给在后级的编码/解码单元107。多元码是ML(≥3)取值大于或等于三元值的码。以下将描述多元码的细节。多元码在本申请人早先提交的申请JP2018-202533A中公开。

编码/解码单元107在解码时对信息执行调制并且在再现时对多元码执行记录。即，编码/解码单元107在再现期间执行解码(信道解码)、解交织、ECC解码、地址解码等，并且在记录期间执行ECC编码、交织、编码(信道编码)。

在再现时，由数据检测处理单元105解码的多元码被提供给编码/解码单元107。编码/解码单元107执行用于多元码的解码、用于执行纠错的ECC解码等，以再现作为在光盘100上记录的用户数据的信息。

由编码/解码单元107产生的信息被发送到主机I/F 108，并且基于来自系统控制器110的指令被发送到主机装置200。主机装置200例如是计算机装置或视听(AV)系统装置。

在光盘100上的记录/再现期间，执行用于ADIP信息的处理。即，由矩阵电路104生成的作为与沟槽的摆动有关的信号的推挽信号被认为是在摆动信号处理电路106中数字化的摆动数据。PLL生成与推挽信号同步的时钟。摆动数据通过ADIP解调处理单元116被解调为包括ADIP地址的数据流，并且该数据流被提供给地址解码器109。地址解码器109解码包括ADIP地址的数据流以获得ADIP地址，并且将ADIP地址提供给系统控制器110。

在记录期间，通过主机I/F 108将作为用户数据的信息从主机装置200提供给编码/解码单元107。编码/解码单元107对作为用户数据的信息执行纠错码的添加(ECC编码)、交织、子码的添加、编码成多元码等。这里，可在光盘100上记录多元码并且还可记录二元码。作为用于编码(调制)为二元码的方案，例如，存在游程长度受限码调制，诸如RLL(1,7)PP调制方案。

由编码/解码单元107获得的多元码被提供给写策略单元114。写策略单元114对记录层的特征、激光的光斑形状、记录线速度等执行激光驱动脉冲的波形调整，作为记录补偿处理。然后，写策略单元114将对应于多元码的激光驱动脉冲输出至激光驱动器113。

激光驱动器113基于经受记录补偿处理的激光驱动脉冲使电流流过光学拾取器101中的激光二极管，并执行激光辐射。由此，在光盘100上形成与多元码相对应的标记(以多元码编码的用户数据的信息)。

光学块伺服电路111根据由矩阵电路104生成的聚焦误差信号和跟踪误差信号生成用于聚焦、跟踪以及穿线(threading)的各种伺服驱动信号，并且执行伺服操作。即，光学块伺服电路111根据聚焦误差信号和跟踪误差信号生成聚焦驱动信号和跟踪驱动信号，并且驱动器118驱动光学拾取器101中的双轴机构的聚焦线圈和跟踪线圈。由此，通过光学拾取器101、矩阵电路104、光学块伺服电路111、驱动器118和双轴机构形成跟踪伺服回路和聚焦伺服回路。

此外，光学块伺服电路111通过根据来自系统控制器110的轨道跳跃指令关闭跟踪伺服回路并且输出泵浦驱动信号，来执行轨道跳跃操作。此外，光学块伺服电路111基于作为跟踪误差信号的低通分量而获得的螺纹误差信号、来自系统控制器110的访问执行控制等来生成螺纹驱动信号。螺纹驱动器115根据由光学块伺服电路111生成的螺纹驱动信号驱动螺纹机构103。

主轴伺服电路112对主轴电机102的CLV旋转进行控制。主轴伺服电路112通过将从PLL的摆动信号生成的时钟获得为主轴电机102的当前转速信息，并将该转速信息与预定的CLV参考速度信息进行比较来生成主轴误差信号。由于在数据再现期间通过数据检测处理单元105中的PLL得到的再现时钟用作主轴电机102的当前转速信息，所以主轴伺服电路112通过将转速信息与预定的CLV参考速度信息进行比较来生成主轴误差信号。主轴伺服电路112根据主轴误差信号生成主轴驱动信号，并将主轴驱动信号提供给主轴驱动器117，并且根据该主轴驱动信号执行主轴电机102的CLV旋转。

主轴伺服电路112根据来自系统控制器110的主轴冲击(kick)/制动控制信号来生成主轴驱动信号，并且根据主轴驱动信号执行主轴电机102的启动、停止、加速或减速操作。

如上所述，伺服系统和记录/再现系统的各种操作通过由微型计算机形成的系统控制器110来控制。系统控制器110根据从主机装置200经由主机I/F 108给出的命令来执行各种类型的处理。例如，当从主机装置200输出写命令时，系统控制器110将光学拾取器101移动到要首先写入的地址。系统控制器110使编码/解码单元107调制作为从主机装置200发送的用户数据的信息(例如，视频数据或音频数据)。然后，当激光驱动器113根据通过调制获得的多元码驱动激光辐射时，作为用户数据的信息被记录为多元码。

此外，例如，当从主机装置200提供用于请求发送在光盘100上记录的信息的读命令时，系统控制器110执行以记录信息的地址为目的的寻道操作控制。即，系统控制器110将指定地址的寻道命令输出到光学块伺服电路111，并且执行光学拾取器101的访问操作以锁定寻道命令指定的地址。此后，系统控制器110执行将根据读命令请求的信息(多元码)发送到主机装置200所需的操作控制。即，系统控制器110从光盘100读取信息，使数据检测处理单元105和编码/解码单元107执行必要的处理，并将根据读命令请求的信息发送到主机装置200。

图1中的记录/再现装置是连接到主机装置200的记录/再现装置。然而，可以采用不连接到其他装置的记录和再现装置的类型。当采用未连接至其他装置的记录/再现装置的类型时，设置操纵单元或显示单元的配置或用于外部的输入/输出接口单元的配置与图1的配置不同。例如，在记录/再现装置中，形成根据用户操纵执行记录或再现并且输入和输出各种信息的终端单元。当然，任何其他各种配置可被视为记录/再现装置的示例性配置。

图2是示出光学拾取器101的示例性配置的截面图。

例如，光学拾取器101使用波长λ为405nm的激光(光束)将信息记录在光盘100上并且从光盘100再现信息。激光从半导体激光器(激光二极管(LD))1发射。

激光穿过准直透镜2、偏振分束器(PBS)3、以及物镜4并照射至光盘100。偏振分束器3具有例如使约100％的P偏振光通过并且反射约100％的S偏振光的分离表面。在光盘100中，激光在记录层中反射。从光盘100的记录层反射的光返回至相同的光路并且入射在偏振分束器3上。入射在偏振分束器3上的反射光的约100％通过插入λ/4元件(未示出)反射。

从偏振分束器3反射的反射光经由透镜5会聚在光电检测器6的光接收表面上。光电检测器6接收光接收表面上的反射光，执行光电转换，并且输出与反射光的光接收量相对应的输出电流。

例如，如图3所示，沿着在光盘100的切线方向(轨道方向)上将表面分成三个区域的两条分割线以及在径向方向上将表面分成三个区域的两条分割线，光接收表面被分成五个区域6a、6b、6c、6d1、6d2。

在光电检测器6中，在光接收表面的区域6a、6b、6c、6d1和6d2中接收反射光并且输出对应于五个系统的输出电流。

图3中的光接收表面的划分仅是示例性的。作为划分光接收表面的方法，除了图3的划分以外，还可假设各种划分实例。

图4是示出了激光照射光盘100的示例的示图。

当光盘100的轨道TK是再现目标轨道时，激光照射到包括轨道TK的多个相邻轨道。例如，如图4所示，照射激光使得光斑SP形成在轨道TK、在内周侧邻接轨道TK的相邻轨道TK-1以及在轨道TK的外周侧邻接轨道TK的相邻轨道TK+1中。因此，激光的反射光包括来自轨道TK、TK-1和TK+1中的每一个的激光的反射光。反射光在光电检测器6的区域6a、6b、6c、6d1和6d2中被接收。

图2示出了用于获得与记录在光盘100上的信息相对应的再现信号的光学拾取器101的组成元件。在图2中，省略了用于生成经由矩阵电路104输出至光学块伺服电路111的聚焦误差信号和跟踪误差信号或经由矩阵电路104输出至摆动信号处理电路106的推挽信号的信号。可以采用除了图2中示出的配置之外的任何各种配置作为光学拾取器101的配置。

在实施方式中，如图3所述，光电检测器6的光接收表面被划分为区域6a至6d2，来自光盘100的反射光的截面被划分为与区域6a至6d2对应的多个区域，并且获得用作与每个区域的光接收量相对应的电信号的输出电流。这里，作为获得从反射光的截面划分的每个区域的电信号的方法，可以采用除了划分光电检测器6的光接收表面的方法之外的方法。

例如，可以采用在穿过物镜4并到达光电检测器6的光路上通过将反射光的截面划分成多个区域来布置将反射光划分成多条光的光路转换元件、并且使多个光电检测器接收由光路转换元件从反射光划分的多条光的的方法。作为光路转换元件，可以采用诸如全息光学元件的衍射元件或诸如微透镜阵列或微棱镜的反射元件。

在实施方式中，激光照射使得光斑SP形成在多个轨道TK、TK-1和TK+1上，如图4所示。因此，激光的反射光包括来自轨道TK、TK-1和TK+1中的每一个的激光的反射光。因此，从反射光产生的再现信号不仅包括多个信号信道的再现信号，即，轨道TK的再现信号(当激光仅照射到轨道TK时获得的再现信号)，而且还包括相邻轨道TK-1和TK+1的再现信号。

<二元码和多元码的解码性能>

本说明书的发明人发现，与进行二元记录的情况相比，在进行多元记录的情况下，信息的解码(检测)性能进一步提高。本技术基于该发现。

二元记录是在光盘100上记录二元码，多元记录是在光盘100上记录多元码。

在图5中，水平轴表示在光盘100上记录的线密度，并且该线密度表示为相对于容量为500千兆字节(GB)的AD2的线密度的比率。AD2是可以在其上以高线密度记录数据的光盘，并且在例如2018年7月的“White Paper:Archival Disc Technology 2nd Edition”中进行了描述。

在图5中，垂直轴表示为了获得1e-4(0.0001)的单元格错误率(cER)所需的信噪比(SNR)，其被称为必要SNR。处于cER的单元格(c)意味着多元码中的一个(一个值)，并且等同于二元码中的一个比特。n单元格是n行多元码。多元码的码长以单元格为单位表示。

随着必要SNR越小，甚至可以从粗噪声信号(具有大量噪声的信号)获得期望的cER。因而，小的必要SNR意味着代码(信息)的解码性能良好。

在图5中，通过由本说明书的发明人执行的模拟获得的必要SNR以二元码和作为ML＝4的多元码的四元码绘制。

在图5中，二元-ISI＝11表示当符号间干扰(ISI)长度(下面要描述的K)为11T时二元码的必要SNR。二元-ISI＝13表示当ISI长度是13T时的二元码的必要SNR。四元-ISI＝3表示当ISI长度是3T时的四元码的必要SNR。四元-ISI＝4表示当ISI长度是4T时的四元码的必要SNR。

在图5中，AD2的必要SNR用虚线表示。

在图5中，例如，线密度110％的二元-ISI＝11是大约32.3dB，并且四元-ISI＝3是大约29.5dB。因此，可以确认四元码比二元码具有32.3-29.5＝2.8dB的更强的抗噪声性(SNR)，并且解码性能良好。

即，通过采用多元码，与采用二元码时相比，可以进一步提高抗噪性，并且因此可以提高解码性能。

<多元码的表示方法>

图6为示出表示多元码的表示方法的示图。

如上所述，ML值≥3的多元码中的一个(一个值)假设为单元格。这里，n个单元格是n行多元码。多元码的码长用单元格表示。

一ML值的多元码可以表示为ML值的多元边缘码。

多元边缘码是以边缘表示多元码的值(级别)的代码。边缘指示与多元码的先前值的变化量，并且边缘被计数，使得用作一ML值的多元码的0至ML-1被旋转。

例如，当ML＝5的多元码的连续的两个单元格是00时，从第一单元格0(从头开始)到第二单元格0的变化量是0。因此，两个单元格之间的边缘为0。

例如，当ML＝5的多元码的连续的两个单元格是01时，从第一单元格0到第二单元格1的变化量是1。因此，两个单元格之间的边缘是1。

例如，当ML＝5的多元码的连续的两个单元格是13时，从第一单元格1到第二单元格3的变化量是2。因此，两个单元格之间的边缘是2。

例如，当ML＝5的多元码的连续的两个单元格是32时，在计数时从第一单元格3到第二单元格2的变化量是4，从而旋转0至4＝ML-1。因此，两个单元格之间的边缘为4。

因此，例如，如图6所示，表示ML＝5的多元码00113322...的多元边缘码是*0102040...。*表示根据多元码00113322...的头部0的先前值确定的值。

当在时刻t(t-th)处的多元码(多元码的值(级别))表示为l(t)并且在时刻t处的多元边缘码被表示为c(t)时，多元边缘码c(t)满足表达式l(t)＝(l(t-1)+c(t))％ML。％表示取模运算符并且A％B表示A除以B时的余数。

如上所述，作为用户数据的信息被编码(调制)成表示多元码的多元边缘码。值根据多元边缘码而改变的多元码，即，通过表达式l(t)＝(l(t-1)+c(t))％ML获得的多元码l(t)被记录在光盘100上。从光盘100再现以这种方式记录的多元码(即值根据多元边缘码而改变的多元码)。

<代码生成模型>

代码生成模型具有仅指示连续零的数量的状态，即边缘0为连续的连续零数量的情况的数量。因此，当作为连续零数量的最大值的最大连续数量由k表示时，代码生成模型具有总共k+1个状态：指示连续零的数量为0的状态s0、指示连续零的数量为1的状态s1、......、以及指示连续零的数量为k的状态s#k。

当0被输出为多元边缘码时，代码生成模型转换至状态s#k’，状态s#k’指示边缘0是连续(包括0)的连续零数量k’(≤k)。当1至ML-1中的任一个作为多元边缘码输出时，代码产生模型转换至状态s0，状态s0指示连续零的数量为0。在指示连续零数量是最大连续数量k的状态s#k中，仅输出除0之外的1至ML-1中的一个作为多元边缘码。在输出1至ML-1中的该一个多元边缘码之后，代码生成模型转换到状态s0。

多元边缘码通过代码生成模型的上述状态转换来生成。

通常，对于记录在记录介质上的信道码(记录调制码)，为了确保在生成信道时钟的PLL等中获取用于检测相位误差的信息的频率，即，为了确保信道码的值的转换(改变)的频率，执行所谓的k限制，k限制用于限制相同值连续的次数的最大值。

在最大连续数量k＝1的情况下，代码生成模型被配置为指示连续零数量为0的状态s0和指示连续零数量为1的状态s1。

在状态s0的情况下，0至ML-1中的一个可以输出作为多元边缘码。当在状态s0下输出0作为多元边缘码时，代码生成模型的状态从状态s0转换到状态s1。当将1至ML-1中的一个输出为多元边缘码时，代码生成模型的状态从状态s0转换到状态s0。

在状态s1的情况下，不将0输出为多元边缘码，并且除了0以外，可以输出1至ML-1中的任一个。在状态sl的情况下，将1至ML-1中的任一个输出为多元边缘码，并且代码生成模型的状态从状态sl转换到状态s0。

在下文中，将以多元码取的值为数量ML＝5的多元边缘码为例，描述通过代码生成模型生成多元边缘码(由多元边缘码表示的多元码)。

<ML＝5的多元边缘码>

图9是示出指示生成ML＝5和最大连续数量k＝1的多元边缘码的代码生成模型的状态转换的转换矩阵的示图。

在图9的转换矩阵中，每一行表示状态转换的转换源的状态，并且每一列表示状态转换的转换目的地的状态。第i行和第j列中的元素指示在代码生成模型中从状态s#i到状态s#j的状态转换数量的情况下的数量。

在生成ML＝5和最大连续数量k＝1的多元边缘码的代码生成模型(以下也称为k＝1和ML＝5的代码生成模型)中，作为从状态s0到状态s0的状态转换，存在输出多元边缘码1、2、3和4的四个状态转换。作为从状态s0到状态s1的状态转换，存在输出多元边缘码0的一个状态转换。作为从状态sl到状态s0的状态转换，存在输出多元边缘码1至4的四个状态转换。不存在从状态s1到状态s1的状态转换。

由k＝1和ML＝5的代码生成模型(状态转换)生成的多元边缘码(由多元边缘码表示的多元码)的编码比率的理论限制可以作为香农容量来获得。香农容量可以用指示代码生成模型的状态转换的转换矩阵的特征值来获得。

图9的转换矩阵是两行和两列的矩阵。因此，(最多)获得两个特征值。在一些情况下，特征值采用复数。然而，在转换矩阵的特征值中，取正值的特征值的最大值是被称为香农容量的编码比率的理论限制。

当j是图9中的转换矩阵的两个特征值EV[0]和EV[1]中的虚数单位时，EV[0]≒4.828427+j0并且EV[1]≒-0.82843+j0。因而，由k＝1和ML＝5的代码生成模型生成的多元边缘码(用多元边缘码表示的多元码)的香农容量是(约)4.828427，其是两个特征值EV[0]和EV[1]当中具有正实数值的特征值中的最大值。

香农容量指示由代码生成模型生成的(用多元边缘码表示的)多元码可以用每单元格表示的符号的数量(符号数)，并且由于最大连续数量k的限制，香农容量是小于ML的值。香农容量为4.828427意味着多元码的每个单元格可以表示4.828427个值(符号)。

在编码成多元码(多元编码)时，例如，将一定比特数量的二元数据转换成多元码(多元码的序列)，该多元码是值等于或大于1的单元格的多行排列。因而，编码比率应当使用比特/单元格为单位来表示。

通过计算香农容量4.828427的二元对数，可以获得理论上能够分配给多元码的理论限制的编码比率(理论限制编码比率)的二元数据的最大比特数，即，可以分配给多元码的一个单元格的二元数据的最大比特数，其是(约)2.271553＝log₂4.828427。

在此，在ML＝5的多元码中的最大连续数量k＝∞的理论限制编码比率是(约)2.32≒log₂5，但是在最大连续数量k＝∞的情况下，图10的编码效率表示编码比率与理论限制编码比率2.32的比值。

从图10中可确定，对于ML＝5的多元码，当最大连续数量k等于或大于2时，编码比率迅速接近理论限制编码比率，因此，编码效率变成99％以上。

这里，作为多元码的编码方案，例如，假设采用将m比特的二元数据转换成由n个单元格的多元码序列(表示块码的多元边缘码的序列)构成的具有固定长度(n个单元格)的块码的方案，以使得该编码方案可以作为电路安装。以下，对由n个单元格的多元码的序列构成的固定长度的块码当中，由ML＝5的多元码(表示为多元边缘码)构成的块码进行说明。

<块码>

在图11中，码长n表示具有固定长度的块码的码长，即配置块码的多元码(多元码的序列)中的单元格的数量。符号数Ns为n个单元格的ML＝5的多元码所能表达的符号数，即n个单元格的ML＝5的多元码所构成的分组码的码字数量，并且由于最大连续数量k＝4的限制，Ns为等于或小于5的n次方的值。二元数据比特数B是一个块码，即可以编码(分配)成n个单元格的ML＝5的多元码且最大整数值等于或小于log₂(Ns)的二元数据的比特数。编码比率R表示通过将二元数据比特数B除以码长n而获得的值。编码效率Ef表示编码比率R与(由代码生成模型生成的)k＝4和ML＝5的多元码的理论限制编码比率(大约2.32)的比值。

在下文中，将描述在图11中示出的由k＝4和ML＝5的多元码(表示多元码的多元边缘码)构成的块码当中，例如具有97％的编码效率并且码长n为四个单元格的高效块码的生成。

在由k＝4和ML＝5的多元码构成且码长n为4个单元格的块码中，将B＝9比特的二元数据编码为由4个单元格的多元码构成的块码。该块码也被称为k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码。

图12是示出k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的示图。

构成k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码(表示多元码)的多元边缘码(多元边缘码的序列)可以通过在k＝4和ML＝5的码生成模型中以某个状态作为初始状态开始并执行四次状态转换来生成。这里，在执行四次状态转换之后到达的状态被假定为最终状态。

图12示出了多个块码：通过将状态s0分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换生成的多元边缘码的序列构成的块码(以下也称为s0→s0码)；通过将状态s0、s1分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换生成的多元边缘码的序列构成的块码(以下也称为s0→s1码)；通过将状态s1和s0分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换生成的多元边缘码的序列构成的块码(以下也称为s1→s0码)；以及通过将状态s1分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换生成的多元边缘码的序列构成的块码(以下也称为s1→s1码)。

s0→s0码的数量是500，并且s0→s1码的数量是100。s1→s0码的数量是500，并且s1→s1码的数量是100。

图13的A示出了500个s0→s0码中的一些和生成s0→s0码时的状态转换，并且图13的B示出了500个s1→s0码中的一些和生成s1→s0码时的状态转换。

本说明书的发明人确认，虽然500个s0→s0码与500个s1→s0码之间的状态转换的方法不一致，但可以获得相同的码。

即，作为通过将状态s0和状态0(第一状态和第二状态)分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换时生成的多元边缘码序列构成的第一组块码的500个s0→s0码，与作为通过将状态s1和s0(第三状态和第四状态)分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换时生成的多元边缘码序列构成的第二组块码的500个s1→s0码是共同的。

图14的A示出了100个s0→s1码中的一些和生成s0→s1码时的状态转换，并且图14的B示出了100个s1→s1码中的一些和生成s1→s1码时的状态转换。

本说明书的发明人确认即使100个s0→s1码和100个s1→s1码之间的状态转换的方法不一致，也能够获得相同的代码。

即，作为通过将状态s0和s1(第一状态及第二状态)分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换时生成的多元边缘码序列所构成的第一组块码的100个s0→s1码，与作为通过将状态s1和s1(第三状态和第四状态)分别用作初始状态和最终状态而执行四次状态转换时生成的多元边缘码序列构成的第二组块码的100个s1→s1码是共同的。

如上所述，将状态s0用作初始状态执行四次状态转换时生成的500个s0→s0码和100个s0→s1码的总共600个块码，与将状态s1用作初始状态执行四次状态转换时生成的500个s1→s0码和100个s1→s1码的总共600个块码匹配(共同)。

因而，当从通过将上述状态s0或s1用作初始状态而执行四次状态转换时生成的600个块码中采用用于信道编码的块码时，在对新的9比特二元数据进行编码时，不需要监测编码紧接在前的9比特二元数据时的最终状态或编码紧接在后的9比特二元数据时的初始状态。即，可以在考虑编码紧接在前的二元数据时的最终状态和编码紧接在后的二元数据时的初始状态是状态s0或s1的情况下，执行二元数据的编码。

在k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码中，将状态s0用作初始状态执行四次状态转换时生成的600个块码(或将状态sl用作初始状态执行四次状态转换时生成的600个块码)被视为编码时采用的采用码的候选的候选码。

在600个候选码中，选择用于编码9比特二元数据而采用的(分配给9比特二元数据的)的512＝2⁹个采用码。

<重复最小转换运行(RMTR)>

图15和图16是示出在ML＝5的多元码的序列中出现的最小转换模式的示图。

图15示出了在ML＝5的多元边缘码(由多元边缘码构成的块码)中重复41时在多元码中发生的最小转换模式。图16示出了在ML＝5的多元边缘码中重复23时在多元码中出现的最小转换模式。

最小转换模式是相同值(电平)的变化以最小周期重复的模式。

在光学记录中，由于高频的再现增益低，所以进行重复最小转换(RMTR)的限制。例如，在作为二元信道码(二元码)的17PP码和110奇偶互补字分配(PCWA)码中，RMTR分别被限制为6和2。17PP码是通过调制(编码)RLL(1,7)PP调制方案而获得的码。在JP 4998472 B2中公开了110个PCWA码。

通过限制RMTR，可以抑制最小转换模式的频繁出现，并且进一步抑制再现信号的高频分量。

将描述对一ML值的多元码执行RMTR的限制的方法。

在一ML值的多元码(多元码的序列)中，当多元边缘码c(t)满足表达式(c(t)+c(t+1))％ML＝0时，出现最小转换模式。

在此，表达式(c(t)+c(t+1))％ML＝0也被称为模边缘条件。

例如，在多元边缘码c(t)为4且多元边缘码c(t+1)为1时，满足模边缘条件。将模边缘条件被重复满足的次数、即最小转换模式连续的连续长度设为模边缘的连续长度。例如，在构成9比特/4单元格码的四单元格的多元边缘码(表示多元码)中，第一个和第二个多元边缘码以及第二个和第三个多元边缘码满足模边缘条件。然而，当第三个和第四个多元边缘码不满足模边缘条件时，模边缘的连续长度为2。

如图6所示，在光盘100上记录根据表达式(l(t)＝(l(t-1)+c(t))％ML获得的多元码l(t)。

因此，当满足模边缘条件的41作为ML＝5的多元码中的多元边缘码而继续时，最小转换模式在多元码中继续。

即，例如，在(紧接在前的)多元码l(t-1)是0并且满足模边缘条件的41作为多元边缘码而继续时，在时刻t的多元码l(t)是(l(t-1)+c(t))％ML＝(0+4)％5＝4。在时刻t+1的多元码l(t+1)是(l(t)+c(t+1))％ML＝(4+1)％5＝0。进一步地，在时刻t+2的多元码l(t+2)是(l(t+1)+c(t+2))％ML＝(0+4)％5＝4。这样，多元码变为重复0和4的最小转换模式。

如上所述，当满足模边缘条件的41作为多元边缘码而继续并且紧接在前的多元码是0时，如图15所示，多元码变成重复0和4的最小转换模式。

如图15所示，当紧接在前的(紧邻的前一个)多元码是1时，多元码变成其中重复1和0的最小转换模式。如图15所示，当紧接在前的多元码是2时，多元码变成其中重复2和1的最小转换模式。如图15所示，当紧接在前的多元码是3时，多元码变成其中重复3和2的最小转换模式。如图15所示，当紧接在前的多元码是4时，多元码变成其中重复4和3的最小转换模式。

如上所述，当满足模边缘条件的32作为多元边缘码而继续并且紧接在前的多元码是0时，如图16所示，多元码变成其中重复0和3的最小转换模式。

如图16所示，当紧接在前的多元码是1时，多元码变成其中重复1和4的最小转换模式。如图16所示，当紧接在前的多元码为2时，多元码变成其中重复2和0的最小转换模式。如图16所示，当紧接在前的多元码是3时，多元码变成其中重复3和1的最小转换模式。如图16所示，当紧接在前的多元码是4时，多元码变成其中重复4和2的最小转换模式。

当满足模边缘条件的14或23随着多元边缘码的继续而继续时，在多元码中也出现最小转换模式。

可以通过限制其中连续满足模边缘条件的模边缘的连续长度来执行限制多元码中的最小转换模式的出现。

图17是示出了作为k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码的500个s0→s0码(也是s1→s0码)和100个s0→s1码(也是100个s1→s1码)的开始连续长度和终止连续长度的示图。

开始连续长度是指块码的头部的模边缘的连续长度，即从头部单元格到终止单元格连续满足模边缘条件的次数。终止连续长度是指块码的终止部分的模边缘的连续长度，即从终止单元格到头部单元格连续满足模边缘条件的次数。

在图17中，每行表示开始连续长度，每列表示终止连续长度。开始连续长度为i，终止连续长度为j的字段的值表示开始连续长度为i、终止连续长度为j的候选码的数量。

图17的A示出了k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码当中的500个s0→s0码中的开始连续长度和终止连续长度。图17的B示出了k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码中的100个s0→s1码中的开始连续长度和终止连续长度。

在图17中，在500个s0→s0码中，存在336个其中开始连续长度i被限制为0并且终止连续长度j被限制为0的块码(在后文中称为(i,j)码)、68个(0,1)码、16个(0,2)码、4个(0,3)码、52个(1,0)码、12个(1,1)码以及12个(2,0)码。在100个s0→s1码中，存在84个(0,0)码、12个(1,0)码和4个(2,0)码。

在k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码中，不存在其中除头部和终止部分之外的中间部分(即，第二单元格和第三单元格)满足模边缘条件的候选码。因此，k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码可以说是其中中间部分的模边缘的连续长度(在下文中也称为中间连续长度)被限制为0的块码。

在一ML值的多元码(多元边缘码)中，RMTR被表示为最小转换模式的连续长度。

最小转换模式不仅可以在最小转换模式出现在一个块码中的情况下表达，而且可以在某个块码的终止多元边缘码与下一个块码的头部多元边缘码之间满足模边缘条件的情况下表达。

例如，如图17所示，在k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码中，存在336个s0→s0码，其中，开始连续长度和终止连续长度均为0。例如，1334和1111是开始连续长度和终止连续长度均为0的候选码(s0→s0码)。在开始连续长度和终止连续长度均为0的候选码1334和1111之间，当候选码1111在候选码1334之后继续时，候选码1334的终止多元边缘码4(＝c(t))和候选码1111的头部多元边缘码1(＝c(t+1))的行41满足模边缘条件。因而，即使对于采用码仅采用开始连续长度和终止连续长度均为0的候选码时，RMTR也是1。

如上所述，RMTR不能被限制为小于开始连续长度+终止连续长度+1的值，该开始连续长度+终止连续长度+1是通过将开始连续长度和终止连续长度的相加值加1而获得的值。在此，开始连续长度+终止连续长度+1也被称为模边缘的最小长度。

为了将RMTR值限制为较小的值，作为第一条件，需要选择开始连续长度和终止连续长度较小的候选码作为采用码。作为第二条件，需要从采用码(候选码)中排除中间连续长度大于模边缘的最小长度的候选码。

如上所述，在k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码中，由于中间连续长度是0，所以满足第二条件。

因而，对于k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码，通过根据第一条件选择采用码，RMTR可被限制为较小的值。

因此，根据本技术，如下所述，从图17中的k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的600个候选码中选择9比特编码所需要的512(＝2⁹)个候选码作为采用码。

首先，在图17中的600个候选码中，仅选择接近数量的码作为采用码，使得开始连续长度i和终止连续长度j均被限制为0的(0,0)码变成512个，512是9比特编码所需的采用码的数量(在后文中也称为必要码的数量)。

即，在图17的A中的500个s0→s0码中，选择开始连续长度i被限制为0并且终止连续长度j被限制为0的336个(0,0)码作为采用码。

在图17的B中的100个s0→s1码中，选择开始连续长度i限制为0并且终止连续长度j限制为0的84个(0,0)码作为采用码。

接下来，在图17中的600个候选码中，选择开始连续长度i和终止连续长度j中的一个被限制为1而另一个被限制为0的(1,0)码和(0,1)码中的仅92个作为采用码，92是对于必要码的数量512的亏数。

即，例如，在图17的A中的500个s0→s0码中，选择开始连续长度i被限制为0并且终止连续长度j被限制为1的68个(0,1)码当中的46个码，以及开始连续长度i被限制为1并且终止连续长度j被限制为2的52个(1,0)码当中的46个码作为采用码。

在多元码的编码中，如上所述，可以使用作为k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的512个采用码而选择的块码的码集。在这种情况下，配置该码集的块码的RMTR为3＝1+1+1，其是模边缘的最小长度。

这里，配置码集的块码可以说是开始连续长度、终止连续长度和中间连续长度受限的块码。

进一步，配置码集的块码可以说是中间连续长度被限制在模边缘的最小长度以下的块码。

通过从采用码中排除第二条件(即中间连续长度大于模边缘的最小长度)的候选码，当可被选为采用码的候选码的数量小于必需码的数量时，从中间连续长度大于模边缘的最小长度的候选码中选择采用码。在这种情况下，RMTR大于模边缘的最小长度，并且是采用码的中间连续长度的最大值。

图18、图19、图20、图21、图22以及图23是示出了码查找表(LUT)的实例的示图，在码LUT中，作为k＝4和ML＝5的9比特/4单元格码的512个块码与作为通过对块码进行编码而获得的用户数据的二元数据相关联。

在码LUT中，如图17所述，被选为采用码的块码(构成块码的四个单元格的多元边缘码)与作为用户数据的二元数据相关联地注册。在图18至图23的码LUT中，例如，将图18中的二元数据0(此处，用9比特表示的零)编码为块码(构成块码的四个单元格的多元边缘码)1111。

<光盘100上的多元码的记录和再现>

图24是示出在光盘100上记录/再现多元码的示图。

在二元记录中，表示二元码的0或1的标记沿着光盘100的轨道形成。

在多元记录中，具有与多元码的值(元)相对应的尺寸(在图24中，在径向上的尺寸)的标记沿着光盘100的轨道形成。

在执行多元记录的光盘100中，标记的尺寸的差异被表示为再现时反射光的阶梯密度(光强度的强弱)。

例如，当将四元码记录在光盘100上时，从光电检测器6输出电信号，在该电信号中，与由四元码所取的0至3的四个值相对应的反射光的密度被卷积为记录/再现装置的光学再现特征。

<数据检测处理单元105>

图25是示出数据检测处理单元105的示例性配置的框图。

在光学拾取器101中，从光电检测器6的区域6a、6b、6c、6d1和6d2输出的输出电流分别被称为检测信号S6a、S6b、S6c、S6d1和S6d2。

检测信号S6a、S6b、S6c、S6d1和S6d2从光学拾取器101提供给矩阵电路104。矩阵电路104根据从光学拾取器101提供的检测信号S6a至S6d2生成再现信号，并且将该再现信号提供给数据检测处理单元105。

例如，矩阵电路104生成四个信号信道的再现信号Sa、Sb、Sc和Sd，并且将再现信号Sa、Sb、Sc和Sd提供给数据检测处理单元105。

再现信号Sa是对应于检测信号S6a的信号，并且再现信号Sb是对应于检测信号S6b的信号。再现信号Sc是对应于检测信号S6c的信号，并且再现信号Sd是对应于检测信号S6d1和S6d2的相加值的信号。

数据检测处理单元105包括模数转换器(ADC)11，从矩阵电路104提供的再现信号Sa至Sd被提供给该模数转换器。由PLL 12形成用于ADC11的时钟。从矩阵电路104提供的再现信号Sa至Sd由ADC 11转换为数字数据。

转换成数字数据的再现信号Sa、Sb、Sc以及Sd的增益由自动增益控制(AGC)13调节。

进一步，数据检测处理单元105包括多输入自适应均衡单元14、噪声预测器15、检测单元16、延迟单元17、均衡误差计算单元18以及白化系数更新单元19。

经受增益调节的再现信号Sa、Sb、Sc、以及Sd从AGC 13被提供给多输入自适应均衡单元14。从AGC 13提供给多输入自适应均衡单元14的在增益调整之后的时刻t的四个信号信道的再现信号Sa、Sb、Sc以及Sd分别被表示为再现信号x_1t、x_2t、x_3t、以及x_4t。

多输入自适应均衡单元14对再现信号x_1t、x_2t、x_3t、以及x_4t执行自适应PR均衡(自适应均衡)。通过再现信号x_1t至x_4t的PR均衡，再现信号x_1t至x_4t(其是目标)被均衡化以近似理想的PR波形。多输入自适应均衡单元14通过将再现信号x_1t、x_2t、x_3t、以及x_4t的自适应PR均衡的结果相加来产生均衡信号y’_t，并且输出均衡信号y’_t。在多输入自适应均衡单元14中，更新用于PR均衡的滤波器系数，使得均衡信号y’_t与参考电平之间的均衡误差e’_t小。理想的PR波形是当记录在光盘100上的多元码的序列取得PR的ISI时获得的理想(真实)波形。构成该波形的样本值被称为参考电平。

多输入自适应均衡单元14的输出(均衡信号y’_t)可用作输入至PLL 12的信号。在这种情况下，多输入自适应均衡单元14的滤波器系数的初始值(初始系数)被设置为预定值。

均衡信号y’_t被提供给噪声预测器15和延迟单元17。噪声预测器15执行用于白化来自包括在均衡信号y’_t中的相邻轨道TK-1和TK+1的串扰噪声(包含串扰的噪声)的滤波处理，并且输出白化信号z_t，白化信号z_t是白化后的均衡信号y’_t。

作为噪声预测器15的输出的白化信号z_t被提供给检测单元16。检测单元16通过执行用于从来自噪声预测器15的白化信号z_t中检测可由多元码取的值的多元处理，来获得多元码DT。多元码DT被提供给图1中的编码/解码单元107以被解调(解码)。

延迟单元17延迟来自多输入自适应均衡单元14的均衡信号y’_t并且将延迟的均衡信号y’_t提供给均衡误差计算单元18。在延迟单元17中，均衡信号y’_t被延迟，直到检测单元16获得了其中可以获得均衡信号y’_t的参考电平的多元码的序列(多元码序列)为止。

均衡误差计算单元18获得经由延迟单元17提供的多输入自适应均衡单元14的输出(均衡信号)y’_t相对于参考电平的均衡误差(均衡信号y’_t与参考电平之间的均衡误差)e’_t。均衡误差计算单元18将均衡误差e’_t作为用于自适应均衡的控制信号提供给多输入自适应均衡单元14。均衡误差计算单元18将均衡误差e’_t提供给白化系数更新单元19。

白化系数更新单元19根据从来自均衡误差计算单元18的均衡误差e’_t获得的白化误差w’_t自适应地更新作为白化滤波器的噪声预测器15的滤波器系数，并将更新后的滤波器系数提供给噪声预测器15。

在下文中，在详细描述多输入自适应均衡单元14、噪声预测器15、检测单元16、均衡误差计算单元18以及白化系数更新单元19之前，将描述在数据检测处理单元105中用于解码(检测)多元码的PRML。

图26是示出了PR存储器模型的示例性配置的示图。

在PRML中，考虑表示记录/再现系统的PR存储器模型(记录/再现系统的传输路径)，对从记录/再现系统获得的信号进行解码。

PR存储器模型是表示从输入至记录/再现系统的过去的输入数据中再现受到PR特征的干扰的波形序列的模型。在当前时刻t干扰输入数据的过去输入数据的数量+1被称为ISI长度(约束长度)。

考虑到PR存储器模型的状态和状态转换而执行作为最大似然解码的维特比解码，维特比解码是PRML。

例如，通过采用取0、1、2和3这四个值的四元码作为多元码，作为四元码的0、1、2和3被假定为在NRZ表达式中取-3、-1、+1和+3的信号值。作为多元码的信号的NRZ表达式被假定为NRZ多元值。

在图26中，将作为NRZ多元值的-3、-1、+1和+3中的一个提供给PR存储器模型。

在图26的PR存储器模型中，再现ISI长度是3(T)并且PR特征经受PR(1.0,1.8,0.9)的码间干扰的波形序列。

即，在图26中，PR存储器模型包括延迟单元301和302、乘法器304、305和306以及加法器307。

作为提供(输入)到PR存储器模型的输入数据的NRZ多元值被提供给延迟单元301和乘法器304。

延迟单元301将提供到PR存储器模型的NRZ多元值延迟一个时钟，并将延迟后的NRZ多元值提供到延迟单元302和乘法器305。

延迟单元302将来自延迟单元301的NRZ多元值延迟一个时钟并将延迟后的NRZ多元值提供给乘法器306。

乘法器304将提供给PR存储器模型的NRZ多元值(即，当前时间的NRZ多元值)乘以1.0，并且将作为结果获得的相乘值提供给加法器307。

乘法器305将来自延迟单元301的NRZ多元值(即，在当前时间的一个时钟之前的NRZ多元值)乘以1.8，并将作为结果获得的相乘值提供给加法器307。

乘法器306将来自延迟单元302的NRZ多元值(即，在当前时间的两个时钟之前的NRZ多元值)乘以0.9，并且将作为结果获得的相乘值提供给加法器307。

加法器307将来自乘法器304至306的相乘值相加并且将作为结果获得的相加值作为经受PR干扰的干扰序列的一个值输出。

图27是示出多输入自适应均衡单元14的示例性配置的示图。

在图27中，多输入自适应均衡单元14包括自适应均衡器21、22、23和24以及加法器25。

来自AGC 13的在时刻t的四个信号信道的再现信号x_1t、x_2t、x_3t以及x_4t被提供给自适应均衡器21、22、23以及24。在图27中，为了将来自AGC 13的四个信号信道的再现信号x_1t至x_4t提供给多输入自适应均衡单元14，多输入自适应均衡单元14包括对应于四个信号信道的自适应均衡器21至24。多输入自适应均衡单元14包括与从AGC 13提供给多输入自适应均衡单元14的再现信号的信号信道数量相同的数量的自适应均衡器。

自适应均衡器21至24配置有有限长单位冲激响应(FIR)滤波器并且具有FIR滤波器的抽头数量、计算精度(比特分辨率)以及在更新滤波器系数时的更新系数μ(自适应计算的更新增益)的参数。假设自适应均衡器21、22、23和24中的每一个具有抽头长度L。根据自适应均衡器的设计规范，自适应均衡器21至24的抽头长度可分别被改变为L₁、L₂、L₃和L₄。在FIR滤波器的每个参数中，通过模拟等设置适当的值。

作为用于自适应均衡的控制信号(用于自适应控制的系数控制值)的均衡误差e’_t被从均衡误差计算单元18提供给自适应均衡器21至24。

自适应均衡器20+c(其中，c＝1、2、3和4)对来自AGC 13的四个信号信道的再现信号x_1t至x_4t当中的c信号信道的目标再现信号x_ct执行FIR滤波器(滤波)的滤波处理。自适应均衡器20+c将作为滤波处理的结果获得的时刻t处的滤波信号y_ct输出至加法器25。

加法器25将来自自适应均衡器21、22、23和24的在时刻t处的滤波信号y_1t、y_2t、y_3t和y_4t相加，并且将作为结果获得的相加值作为在时刻t处的均衡信号y’_t进行输出。均衡信号y’_t的目标波形是通过对由检测单元16解码(检测)的多元码(序列)与表示记录/再现装置(记录/再现装置的传输路径)的PR特征进行卷积计算而获得的波形(理想PR波形)。

图28是示出作为自适应均衡器20+c的具有抽头长度L的FIR滤波器的示例性配置的示图。

自适应均衡器20+c包括(L-1)个延迟单元30-1至30-(L-1)、L个乘法器31-0至31-(L-1)、以及加法器34，并且配置L个抽头的FIR滤波器。

此外，自适应均衡器20+c包括L个计算器32-0至32-(L-1)和L个积分器33-0至33-(L-1)。

从AGC 13向第一延迟单元30-1提供在时刻t的再现信号x_ct。延迟单元30-1将通过将AGC 13提供的在时刻t的再现信号x_ct延迟一个时钟而获得的再现信号x_c(t-1)提供给在后级的延迟单元30-2和计算器32-1。

第len个延迟单元30-len(其中，len＝2、3、...、以及L-2)将通过将来自前级的延迟单元30-(len-1)的再现信号x_c(t-(len-1))延迟一个时钟而获得的再现信号x_c(t-len)提供给在后级的延迟单元30-(len+1)和计算器32-len。

最后的延迟单元30-(L-1)将通过将来自前级的延迟单元30-(L-2)的再现信号x_c(t-(L-2))延迟一个时钟而获得的信号x_c(t-(L-1))提供给计算器32-(L-1)。

第一乘法器31-0被提供来自AGC 13的在时刻t的再现信号x_ct。乘法器31-0将来自AGC 13的再现信号x_ct乘以抽头系数C₀(C₀是滤波器系数的数量)，并将作为结果获得的相乘值提供给加法器34。

第len个乘法器31-len(其中，len＝1、2、...、以及L-1)将来自延迟单元30-len的再现信号x_c(t-len)乘以抽头系数C_len，并将作为结果获得的相乘值提供给加法器34。

第一计算器32-0被提供来自AGC 13的再现信号x_ct和来自均衡误差计算单元18的在时刻t的均衡误差e’_t。

计算器32-0使用来自AGC 13的再现信号x_ct和来自均衡误差计算单元18的在时刻t的均衡误差e’_t执行例如-μ×e’_t×x_ct的计算，并将作为结果获得的计算值-μ×e’_t×x_ct提供给积分器33-0。在此，在图28中示出了设置μ＝1的实例。

第len个计算器32-len(其中，len＝1、2、...、以及L-1)被提供来自延迟单元30-len的再现信号x_c(t-len)和来自均衡误差计算单元18的在时刻t的均衡误差e’_t。

计算器32-len使用来自延迟单元30-len的再现信号x_c(t-len)和来自均衡误差计算单元18的在时刻t的均衡误差e’_t执行例如-μ×e’_t×x_c(t-len)的计算，并将作为结果获得的计算值-μ×e’_t×x_c(t-len)提供给积分器33-len。在此，如上所述，在图28中示出了其中设置μ＝1的实例。

积分器33-len(其中，len＝0、1、...、以及L-1)对来自计算器32-len的计算值-μ×e’_t×x_c(t-len)进行积分，并且根据作为结果获得的积分值来更新乘法器31-len的滤波器系数C_len。

因此，在自适应均衡器20+c中，结果，用于均衡的滤波器系数Clen(其中，len＝0、1、...、以及L-1)因此根据在时刻t的均衡误差e’_t、来自AGC 13的对应于len＝0的在时刻t的再现信号x_ct、以及来自延迟单元30-len(len＝1、2、...、以及L-1)的再现信号x_c(t-len)被顺序地更新。

自适应均衡器20+c通过更新滤波器系数C_len来执行自适应均衡。

当积分器33-len对计算值执行积分时，通过设置更新系数μ来调整滤波器系数C_len的更新的响应性。如上所述，在图28中示出了设置μ＝1的实例。

加法器34将来自乘法器31-0至31-(L-1)的每个相乘值相加，并将作为结果获得的相加值作为在时刻t的滤波信号y_ct进行输出。

具有上述配置的自适应均衡器21、22、23和24对通过将来自AGC 13的再现信号x_1t、x_2t、x_3t和x_4t和通过分别安装在自适应均衡器21中的延迟单元30-len(其中，len＝2、3、...、L-1)延迟的信号进行线性组合而获得的信号设置自适应均衡，即，以理想PR波形为目标，并且对通过执行再现信号x_1t、x_2t、x_3t、x_4t与延迟后的信号的线性组合而获得的信号的振幅分量执行均衡，执行频率分量的误差以及相位失真的优化。

在自适应均衡中，根据分别安装在自适应均衡器21、22、23和24中的计算器32-0至32-(L-1)中的计算值-μ×e’_t×x_c(t-len)(其中，len＝0、1、...、L-1)更新自适应均衡器21、22、23和24的抽头系数C₀至C_L-1。由此，根据梯度方法在使均衡误差e’_t的平方(平方误差)最小化(接近0)的方向上更新抽头系数C₀至C_L-1。

在自适应均衡器中的抽头系数C₀至C_L-1具有被均衡至目标理想PR波形的频率特征的方向上，使用均衡误差e’_t自适应地控制表示为从自适应均衡器21、22、23和24输出的滤波信号y_1t、y_2t、y_3t、以及y_4t的相加值的时刻t处的均衡信号y’_t。

通过多输入自适应均衡单元14中的信号处理，均衡信号y’_t变成被自适应均衡为再现目标轨道TK的信号的均衡信号y’_t，在再现目标轨道TK的信号中，通过前述自适应均衡处理从作为噪声(其包含与来自再现目标轨道TK和相邻轨道TK-1和TK+1的再现信号叠加的串扰噪声)的信号中减少了来自相邻轨道的不必要信号(诸如串扰噪声)，在自适应均衡处理中使用来自每个信号信道c的再现信号。

在多输入自适应均衡单元14中，在自适应均衡处理中不能被去除的相邻轨道TK-1和TK+1的串扰噪声等残留在通过将从自适应均衡器21、22、23和24输出的滤波信号y_1t、y_2t、y_3t、以及y_4t相加而获得的均衡信号y’_t中。

因此，噪声预测器15可被设置在多输入自适应均衡单元14的后级。因此，数据检测处理单元105可具有NPML的功能。NPML在E.Eleftheriou和W.Hirt“Noise-PredictiveMaximum-Likelihood(NPML)Detection for the Magnetic Recording Channel”中公开(下文中称为文献A)。

噪声预测器15通过对由多输入自适应均衡单元14输出的均衡信号y’_t执行白化滤波器的滤波处理，来白化在均衡信号y’_t残留的串扰噪声。

在多输入自适应均衡单元14中获得的滤波信号y_1t、y_2t、y_3t、以及y_4t可以使用再现信号x_1t、x_2t、x_3t和x_4t用表达式(1)表示。

[数学式1]

向量f_ct是具有长度L并且具有信号信道c(自适应均衡器20+c)的时刻t处的抽头系数C₀至C_L-1作为元素的向量。向量x_ct是具有长度L的向量，并且具有再现信号x_ct的样本值x_ct、x_c(t-1)、......、以及x_c(t-(L-1))作为元素，该再现信号是使用时刻t处的抽头系数C₀至C_L-1的滤波处理目标。

通过将滤波信号y_lt至y_4t相加而获得的均衡信号y’_t可以在表达式(2)中表示。

[数学式2]

f_c1表示信号信道c(自适应均衡器20+c)的第一抽头系数C₁。K表示ISI长度，ISI长度是作为目标的PR(目标PR)的ISI出现的长度(时间)。

c_m表示K个系数c₀、c₁、...、c_K-1当中等于作为(ISI的)目标PR的脉冲响应的ISI长度K的第m系数。在下文中，系数c_m也被称为PR系数c_m。

a_t表示NRZ多元值，NRZ多元值是记录在光盘100上的多元码的时刻t(在信道上)处的信号值的非归零(NRZ)表达式。当在时刻t时ML值取0至ML-1的多元码的值(元)用b_t表示时，例如可通过表达式a_t＝2×b_t-(ML-1)获得NRZ多元值a_t。

作为多元码(多元码的值)b_t的多个单元格的n个单元格的序列表示n位数字的ML进制(ML base)。对应于多元码b_t的n个单元格的序列的NRZ多元值a_t的序列将多元码b_t的多个单元格的序列表示为以直流(DC)为中心的值。

在下文中，当采用ML＝4的四元码作为多元码时，四元码(四元码的值)b_t＝{0,1,2,3}的NRZ多元值a_t为a_t＝{-3,-1,+1,+3}。

v_t表示在时刻t处的目标PR的电平与均衡信号y’_t之间的误差。w_t表示包含残留在时刻t处的均衡信号y’_t中的串扰噪声的噪声。

通过使均衡信号y’_t穿过噪声预测器15，可以使噪声w_t的频率分量白化，并因此抑制检测单元16的维特比解码中的分支度量。

通过噪声预测器15输出的白化信号z_t可以用表达式(3)表示。

[数学式3]

图29是示出噪声预测器15的示例性配置的示图。

噪声预测器15配置有FIR滤波器，该FIR滤波器包括N级延迟单元41-1至41-N、N个乘法器42-1至42-N、以及加法器43。

当多输入自适应均衡单元14的均衡信号y’_t输入时，N级延迟单元41-1至41-N将每个样本的均衡信号y’_t延迟并输出。即，延迟单元41-1至41-N将输入到延迟单元41-1至41-N的均衡信号y’_t延迟一个时钟并输出。

N个乘法器42-1至42-N将延迟单元41-len的输出(即，均衡信号y’_t-l和抽头系数p_len)相乘。

加法器43计算作为第一级中的延迟单元41-1的输入的均衡信号y’_t与作为乘法器42-1至42-N的输出的-1倍的值的总和，并将作为结果获得的计算值作为白化信号z_t输出。

作为乘法器42-1至42-N的抽头系数p₁至p_N，设置由白化系数更新单元19获得的抽头系数p_len(其中，len＝1、2、...、以及N)。

噪声预测器15将加法器43输出的白化信号z_t提供给检测单元16。

检测单元16包括执行例如维特比解码作为最大似然解码的维特比解码器。检测单元16用作解码单元，该解码单元通过执行作为在维特比解码器中来自噪声预测器15的白化信号z_t的多元处理的维特比解码，来从白化信号z_t中解码(检测)多元码DT。

维特比解码器包括与多个状态相对应的块(电路)和连接线，该多个状态与由预定长度的连续单元获得的值的数量相同，这些连接线将对应于这些状态的块彼此连接并且对应于指示状态之间的转换(状态转换)的分支。维特比解码器有效地检测所有可能的多元码序列当中的最可靠的多元码序列。

在实际电路中，维特比解码器包括被称为状态度量存储器、并且针对每个状态存储该状态(直到到达该状态为止)的状态度量的存储器(寄存器)。维特比解码器包括被称为路径存储器、并且存储直到到达该状态为止的多元码序列(直到到达该状态为止测量的多元码序列)的寄存器。此外，维特比解码器具有计算每个分支中的分支度量的功能。

各种多元码序列可以与到达每个状态的路径以一对一的关系相关联。对于路径，计算路径度量。路径度量指示理想PR波形与实际获得的均衡信号y’_t(均衡信号y’_t的波形)之间的误差，在理想PR波形中，与每个路径对应的多元码序列受PR的ISI影响。路径度量可以通过顺序地添加构成路径的状态转换(即，分支的分支度量)来获得。

维特比解码器在每个时间的每个状态下，选择具有在到达该状态的ML以下的前一时间的状态的分支的路径的路径度量的最小值作为该状态的状态度量。在每个状态下，通过将分支到后续时间的状态的分支度量添加到该状态的状态度量，计算具有该分支的路径的路径度量。在下文中，作为状态度量的路径度量的最小值的选择和路径度量的计算类似地重复。

作为状态度量的路径度量的路径的最终(最新)分支被称为所选分支。当选择了作为状态度量的路径度量时，维特比解码器将对应于所选分支的多元码添加到处于到达该状态的前一时间的状态下的路径存储器的存储值，并且将该多元码存储在路径存储器中。由此，在每个状态的路径存储器中，以表示为与构成生存路径的分支相对应的多元码的序列的形式存储作为到达该状态的路径的生存路径。

然后，例如，选择最大似然路径作为维特比解码的解码结果，该最大似然路径是其中状态度量在预定时间(当获得预定长度的路径时路径的最终状态的时间)达到最小状态的路径。表示作为维特比解码的解码结果的最大似然路径的多元码的序列是多元码DT的序列。

在下文中，将描述在普通的维特比解码、引入了判决反馈均衡(DFE)的维特比解码、引入了NPML的维特比解码、引入了DFE和NPML的维特比解码中的每一个中的分支度量计算方法。

此处，普通的维特比解码是未引入DFE和NPML的维特比解码。引入了DFE的维特比解码是引入了DFE但未引入NPML的维特比解码。引入了NPML的维特比解码是引入了NPML但未引入DFE的维特比解码。

当在检测单元16中执行普通的维特比解码时，数据检测处理单元105(参见图25)不包括噪声预测器15。

在普通的维特比解码中，例如，利用表达式(4)计算从在时刻t-1的状态s_i到在时刻t的状态s_j的分支的分支度量λ_t(s_i,s_j)。

[数学式4]

在表达式(4)中，第二行右侧中的r_t(s_i,s_j)表示第一行右侧中的Σ(c_m×a_t-m)，并且第二行右侧中的Δr_t(b_t)表示第一行右侧中的v_t，即，表达式(2)的v_t。c_m表示第m个PR系数，如表达式(2)所述。

向量b_t(上面示出箭头的b_t)是具有通过从时刻t开始回溯的K个最新多元码b_t、b_t-1、...、以及b_t-(K-1)作为元素的向量，并且可以用表达式(5)表示。如表达式(2)所描述，在多元码b_t与NRZ多元值a_t之间的转换可用表达式a_t＝2×b_t-(ML-1)来执行。

[数学式5]

在表达式(4)中，由MR1所指示的r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)表示均衡信号y’_t的参考电平，并且存在ML^K个参考电平，其等于表示为b_t至b_t-(K-1)的K个单元格的多行多元码的ML进制的数量。A^B表示A的B次方。

如上所述，由于MR1所指示的参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)是均衡信号y’_t的参考电平，所以参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)也被称为均衡参考电平。

当v_t＝0时，可预先获得ML^K个均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)。

在引入了DFE的维特比解码中，例如，利用表达式(6)计算分支度量λ_t(s_i,s_j)。

[数学式6]

在表达式(6)中，向量b_t是具有通过从时刻t开始回溯的最新的M个最新多元码b_t、b_t-1、...、以及b_t-(M-1)作为元素的向量，并且可以用表达式(7)表达。

[数学式7]

除了使用M代替K之外，表达式(6)和(7)与表达式(4)和(5)相同。

在式(6)中，如在式(4)中，由MR2指示的r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)表示均衡信号y’_t的参考电平(均衡参考电平)。这里，虽然存在由表达式(4)的MR1指示并且等于表示为b_t至b_t-(K-1)的K个单元格的多行多元码的ML进制的数量的ML^K个参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)，但是存在由表达式(6)的MR2所指示并且等于表示为b_t至b_t-(K-1)的M个单元格的多行多元码的ML进制的数量的ML^M个参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)。

此处，当在光盘100的记录/再现系统中假设某个脉冲响应的PR时，假设的PR(理想PR)也被称为假设的PR。

在实际光盘100的记录/再现系统中，在某些情况下会发生超过假设的PR的ISI长度的微小干扰。除了假设的PR之外，考虑了微小干扰的PR也被称为扩展的PR。

在下文中，K表示假设的PR的ISI长度，并且M表示扩展的PR的ISI长度。ISI长度K和M被假设为具有表达式K≤M的关系。

由于在维特比解码中考虑了实际发生的微小干扰，在维特比解码中组合了考虑到在假设的PR中实际发生的微小干扰的扩展PR，因此抑制了分支度量，可以提高多元码的解码性能(检测精度)。

这里，维特比解码的状态的数量是针对每个单元格取的值的数量ML的ISI长度-1次方。因此，当PR的ISI长度长时，状态的数量增加，并且因此维特比解码器的电路尺寸可增加。

当K<M时，在组合了扩展的PR的维特比解码中的ISI长度M比组合了假设的PR的维特比解码中的ISI长度K长。当仅执行组合了扩展PR的维特比解码时，提高了多元码的解码性能，但电路尺寸可能会增大。

因此，在组合了假设的PR的维特比解码中采取的状态可以用作在组合了扩展的PR的维特比解码中采取的状态。在这种情况下，组合了扩展的PR的维特比解码的状态数量从状态的原始数量ML^(M-1)减少至组合了假设的PR的维特比解码的状态数量ML^(K-1)。因此，可以在抑制电路尺寸增加的同时提高多元码的解码性能。

如上所述，在组合了扩展的PR的维特比解码中，状态数量减少至组合了假设的PR的维特比解码的状态数量的维特比解码也称为减少的维特比解码。当K＝M时，减少的维特比解码是普通的维特比解码。

在包括普通的维特比解码的减少的维特比解码中，存在ML^M个参考电平，其是针对每个单元格取的值的数量ML的ISI长度次方。

在引入了DFE的减少的维特比解码中，最多ML^M个参考电平被存储在存储单元中。在存储单元存储的参考电平当中，读取被寻址(指定)在多元码序列中的最新M(>K)个单元格的参考电平，该多元码序列是用于构成包括分支度量计算目标分支的路径的维特比解码的解码结果(下文中也称为临时解码结果)的候选，并且用于分支度量计算。

然后，使用作为分支度量计算的结果而获得的分支度量来执行包括分支度量计算目标分支的路径的路径度量计算。此外，使用作为路径度量计算的结果而获得的路径度量，获得与路径度量最小的路径相对应的多元码序列作为新的临时解码结果。

在引入了DFE的减少的维特比解码中，存储在存储单元中的参考电平根据均衡误差e’_t而被更新，使得均衡误差e’_t降低。存储在存储单元中的参考电平当中的更新的参考电平利用作为临时解码结果的多元码序列中的M个单元格来寻址。

如上所述，在引入了DFE的减少的维特比解码中，M(>K)个单元格的临时解码结果(决定)被反馈，并且参考电平被更新，并且因此可以配置执行反馈的DFE。根据DFE，通过M(>K)个单元格的临时解码结果的反馈来更新参考电平，并且因此在分支度量计算中抑制了在扩展的PR的干扰中超过假设的PR的ISI长度K的干扰的影响。结果，如上所述，在状态数量减少的减少的维特比解码中，可以抑制解码性能的劣化。

在文件A的图3中公开了DFE的配置。

在引入了NPML的维特比解码中，例如用表达式(8)计算分支度量λ_t(s_i,s_j)。

[数学式8]

在表达式(8)中，向量b_t在上述表达式(5)中表示。

在表达式(8)中，第三行右侧中的r_t(s_i,s_j)和r_t-len(s_i,s_j)分别表示在第二行右侧中的Σ(c_m×a_t-m)和Σ(c_m×a_t-len-m)。第三行右侧中的Δr_t(b_t)和Δr_t(b_t-len)表示第二行右侧中的v_t和v_t-len。

此外，在表达式(8)中，N表示噪声预测器15的抽头数量，并且p_len表示噪声预测器15的N个抽头系数(滤波器系数)中的第len个抽头系数。

在表达式(8)中，第一行右侧中的y’_t-(Σ(c_m×a_t-m)+v_t)表示表达式(2)中的噪声w_t。第一行右侧中的Σ[p_len×{y’_t-len-(Σ(c_m×a_t-len-m)+v_t-len)}]表示由噪声预测器15白化的噪声w_t的估计值。

因此，在引入了NPML的维特比解码中，获得噪声w_t与白化噪声w_t的估计值之间的误差的平方作为分支度量λ_t(s_i,s_j)。

在表达式(8)中，z_t表示白化信号，该白化信号是被噪声预测器15白化的均衡信号y’_t。

此外，在表达式(8)中，由MR3指示的r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]表示白化信号z_t的参考电平，白化信号z_t是被噪声预测器15白化的均衡信号y’_t。存在由MR3指示并且等于表示为b_t至b_t-(K+N-1)的K+N个单元格的多行多元码的ML进制的数量的ML^(K+N)个参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]。

如上所述，由于由MR3指示的参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]是白化信号z_t(通过使均衡信号y’_t白化而获得)的参考电平，因此参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]也被称为白化参考电平。

由MR3指示的白化参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]可以使用由MR1指示的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)(和r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len))来获得。

在引入了NPML的维特比解码中，最多ML^(N+K)个参考电平存储在存储单元中。在存储单元中存储的参考电平当中，利用多元码序列中的最新的N+K个单元格寻址的参考电平被读取并用于分支度量计算，该多元码序列是构成包括分支度量计算目标分支的路径的临时解码结果。

使用作为分支度量计算的结果而获得的分支度量来执行包括分支度量计算目标分支的路径的路径度量计算。此外，使用作为路径度量计算的结果而获得的路径度量，获得与其中路径度量最小的路径相对应的多元码序列作为新的临时解码结果。

在引入了NPML的维特比解码中，存储在存储单元中的参考电平根据均衡误差e’_t更新，使得均衡误差e’_t减小。存储在存储单元中的参考电平当中的更新的参考电平用作为临时解码结果的多元码序列中的N+K个单元格来寻址。

如上所述，在引入了NPML的维特比解码中，N+K个单元格的临时解码结果(决定)被反馈并且参考电平被更新，因此，DFE可如引入了DFE的减少的维特比解码一样被配置。

在引入了DFE和NPML的维特比解码中，例如，利用表达式(9)计算分支度量λ_t(s_i,s_j)。

[数学式9]

除了使用M代替K之外，表达式(9)与表达式(8)相同。因此，在表达式(9)中获得分支度量λ_t(s_i,s_j)的维特比解码是减少的维特比解码。

在表达式(9)中，由MR4指示的r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]表示白化信号z_t的参考电平(白化参考电平)，白化信号z_t是被噪声预测器15白化的均衡信号y’_t，如表达式(8)一样。

这里，虽然存在由表达式(8)的MR3指示并且等于表示为b_t至b_t-(K+N-1)的K+N个单元格的多行多元码的ML进制的数量的ML^(K+N)个白化参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]，但是存在由表达式(9)中的MR4指示并且等于表示为b_t至b_t-(M+N-1)的M+N个单元格的多行多元码的ML进制的数量的ML^(M+N)个白化参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]。

由MR4指示的白化参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]可以使用由MR2指示的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)(以及r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len))来获得。

在表达式(9)中，引入了DFE和NPML的维特比解码的分支度量λ_t(s_i,s_j)用均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)和通过白化均衡信号y’_t而获得的白化信号z_t、以及噪声预测器15的抽头系数p_len与均衡参考电平r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)的卷积来表示。

在引入了DFE和NPML的维特比解码中，最多ML^(M+N)个参考电平存储在存储单元中。在存储单元中存储的参考电平当中，利用多元码序列中的最新的M+N个单元格寻址的参考电平被读取并用于分支度量计算，该多元码序列是构成包括分支度量计算目标分支的路径的临时解码结果。

在引入了DFE和NPML的减少的维特比解码中，存储在存储单元中的参考电平根据均衡误差e’_t更新，使得均衡误差e’_t减小。存储在存储单元中的参考电平当中的更新的参考电平利用作为临时解码结果的多元码序列中的M+N个单元来寻址。

在表达式(9)中，通过设置N＝0和M＝K，可以表示普通的维特比解码的分支度量计算。在表达式(9)中，通过设置N>0和M＝K，可以表示引入了NPML的维特比解码的分支度量计算。此外，在表达式(9)中，通过设置N＝0和M>K，可以表达引入了DFE的维特比解码的分支度量计算。

因此，对利用表达式(9)执行分支度量计算的维特比解码(即，引入了DFE和NPML的维特比解码)的描述是对根据N和M的值的普通的维特比解码、引入了DFE的维特比解码、以及引入了NPML的维特比解码中的一项的描述。

因此，在下文中，将描述引入了DFE和NPML并且多元码被解码的减少的维特比解码，而不是描述普通的维特比解码、引入了DFE的维特比解码、引入了NPML的维特比解码、以及引入了DFE和NPML的维特比解码中的每一项。

此处，例如，假设设置了ML＝4，并且采用取b_t＝0、1、2以及3的四元码作为多元码。

此外，例如，假设假设的PR是具有ISI长度K＝3的PR(1,2,1)，并且扩展的PR是具有ISI长度M＝5的PR(1,2,1,0.2,0.1)。在这种情况下，假设假设的PR的PR系数c_m是c₀＝1、c₁＝2、以及c₂＝1。扩展的PR的PR系数c_m为c₀＝1、c₁＝2、c₂＝1、c₃＝0.2和c₄＝0.1。

多元码b_t的最小行进长度(连续零的数量的最小值)d是d＝0，并且噪声预测器15的抽头数量N是N＝1。

此外，假设在图15和图16中描述的RMTR限于1或更小。

RMTR等同于对于四元码序列b_t、b_t-1、b_t-2、....满足表达式b_t！＝b_t-1和b_t＝b_t-2的连续数量。A！＝B表示A不等于B。

当RMTR被限制为1或更小时，例如{1,3,1,0}、{1,3,1,1}或{1,3,1,2}作为四元码序列被允许，因为RMTR是1。

另一方面，例如，{1,3,1,3}不被允许作为四元码序列，因为RMTR是2。

减小的维特比解码的网格的状态数量是ML^(K-1)＝4^(3-1)＝16，其等于由单元格的数量表示的ML进制的数量(情况)，该单元格的数量是假设的PR的ISI长度K-1，如图30所示。16个状态中的每一个使用2个单元格的ML进制的行qr表示为状态qr。q和r表示一位数字的ML进制。

从时刻t-1的状态到达(可以到达)时刻t的一个状态的分支的数量是ML。因此，在网格中，到达时刻t的ML^(K-1)个状态的分支的总数是ML×ML^(K-1)＝ML^K＝4^3＝64。

在时刻t-1的状态qr中，表示其中获得四元码b_t＝p作为在时刻t的新的新临时解码结果的状态转换的分支被表示为使用3个单元格的ML进制的行pqr的分支pqr。

在这种情况下，以分支pqr的最后2个单元格的ML进制qr表示的状态qr表示状态转换之前的状态，并且以分支pqr的开头2个单元格的ML进制pq表示的状态pq表示状态转换之后的状态。例如，分支100表示从状态00到状态10的状态转换。

虽然分支的总数是ML^K＝64，但是用于表达式(9)的分支度量计算所使用的(可以使用的)白化参考电平MR4的数量是ML^(M+N)＝4^(5+1)＝4^6，如在表达式(9)中所描述的。用于一个分支的分支度量计算的白化参考电平MR4的数量可以是ML^(M+N)/ML^K＝ML^(M+N-K)。

根据编码多元码时的编码规则(多元码的编码规则)，例如最小行进长度d、RMTR等来限制网格的状态和分支(状态转换)，并且可以执行维特比解码。

在图30的网格中，当RMTR被限制为1或更小时，存在未采取状态(禁止状态)、未采取分支(禁止分支)、或不可用白化参考电平MR4(禁止参考电平)。

可以省略(从执行目标中排除)指示到未采取状态的状态转换的分支、未采取分支的分支度量计算、以及使用不可用白化参考电平MR4执行的分支度量计算。

<维特比解码器>

维特比解码器320是恢复在图30中所描述的四元码的维特比解码器，并且包括与网格的16个状态pq中的每个状态相对应的相加比较选择(ACS)单元330-pq。如图30所述，pq是表示状态pq的2个单元格的ML进制的行。

ACS单元330-pq包括路径存储器PM_pq、选择器SEL_pq、状态度量存储器SM_pq以及加法器ADD_pq。

路径存储器PM_pq存储作为临时解码结果的一四元码序列，该临时解码结果对应于通过从作为最新时刻的临时解码结果的四元码回溯而到达状态pq的生存路径。

其中将状态qr的状态度量sm_qr和从状态qr到状态pq的分支(表示状态转换)的分支度量bm_pqr相加、并且具有经由状态qr到达状态pq的路径的路径度量sm_qr+bm_pqr，从与状态qr(在状态qr中，到状态pq的状态转换是可行的)相对应的ACS单元330-qr提供给选择器SEL_pq。

例如，可以从状态10、状态11、状态12以及状态13中的每一个状态转换到状态31。因此，对应于状态31的ACS单元330-31设置有与指示状态转换的分支相对应、并且来自对应于状态10的ACS单元330-10、对应于状态11的ACS单元330-11、对应于状态12的ACS单元330-12以及对应于状态13的ACS单元330-13中的每一个的连接线(未示出)。

以下路径度量从对应于状态10的ACS单元330-10、对应于状态11的ACS单元330-11、对应于状态12的ACS单元330-12以及对应于状态13的ACS单元330-13中的每一个经由对应于分支的连接线提供给与状态31对应的ACS单元330-31的选择器SEL₃₁。

其中将状态10的状态度量sm₁₀和从状态10到状态31的分支的分支度量bm₃₁₀相加并且具有经由状态10到达状态31的路径的路径度量sm₁₀+bm₃₁₀，从与状态10相对应的ACS单元330-10提供给与状态31相对应的ACS单元330-31的选择器SEL31。

其中将状态11的状态度量sm₁₁和从状态11到状态31的分支的分支度量bm₃₁₁相加并且具有经由状态11到达状态31的路径的路径度量sm₁₁+bm₃₁₁，从与状态11相对应的ACS单元330-11提供给与状态31相对应的ACS单元330-31的选择器SEL₃₁。

其中将状态12的状态度量sm₁₂和从状态12到状态31的分支的分支度量bm₃₁₂相加并且具有经由状态12到达状态31的路径的路径度量sm₁₂+bm₃₁₂，从与状态12相对应的ACS单元330-12提供给与状态31相对应的ACS单元330-31的选择器SEL₃₁。

其中将状态13的状态度量sm₁₃和从状态13到状态31的分支的分支度量bm₃₁₃相加并且具有经由状态13到达状态31的路径的路径度量sm₁₃+bm₃₁₃，从与状态13相对应的ACS单元330-13提供给与状态31相对应的ACS单元330-31的选择器SEL₃₁。

选择器SEL_pq从提供给选择器SEL_pq的路径度量当中选择最小路径度量作为状态pq的新状态度量sm_pq，并且将所选的最小路径度量提供给状态度量存储器SM_pq。

状态度量存储器SM_pq存储来自选择器SEL_pq的状态度量sm_pq。

加法器ADD_pq通过将存储在状态度量存储器SM_pq中的状态度量sm_pq与到状态p’p的分支的分支度量bm_p’pq相加来获得到达状态p’p的路径的路径度量sm_pq+bm_p’pq，在状态p’p中来自状态pq的状态转换是可行的。p’与p、q和r一样，表示ML进制中的一位数字。

在对应于状态pq的ACS单元330-pq的加法器ADD_pq与对应于状态p’p的ACS单元330-p’p的选择器SEL_p’p之间，设置有与表示状态转换的分支相对应的连接线(未示出)，其中在状态p’p中来自状态pq的状态转换是可行的。

加法器ADD_pq经由该连接线将路径度量sm_pq+bm_p’pq提供给对应于状态p’p的ACS单元330-p’p的选择器SEL_p’p。

例如，从状态31到状态03、状态13、状态23和状态33的状态转换是可行的。

因此，对应于状态31的ACS单元330-31的加法器ADD₃₁通过将状态度量sm₃₁和从状态31到状态03的分支的分支度量bm₀₃₁相加来获得经由状态31到达状态03的路径的路径度量sm₃₁+bm₀₃₁，并且将路径度量sm₃₁+bm₀₃₁提供给对应于状态03的ACS单元330-03(未示出)。

类似地，加法器ADD₃₁通过将状态度量sm₃₁和从状态31到状态13的分支的分支度量bm₁₃₁相加来获得经由状态31到达状态13的路径的路径度量sm₃₁+bm₁₃₁，并且将该路径度量sm₃₁+bm₁₃₁提供给对应于状态13的ACS单元330-13。

此外，加法器ADD₃₁通过将状态度量sm₃₁和从状态31到状态23的分支的分支度量bm₂₃₁相加来获得经由状态31到达状态23的路径的路径度量sm₃₁+bm₂₃₁，并且将该路径度量sm₃₁+bm₂₃₁提供给对应于状态23的ACS单元330-23(未示出)。

加法器ADD₃₁通过将状态度量sm₃₁和从状态31到状态33的分支的分支度量bm₃₃₁相加来获得经由状态31到达状态33的路径的路径度量sm₃₁+bm₃₃₁，并且将该路径度量sm₃₁+bm₃₃₁提供给对应于状态33的ACS单元330-33(未示出)。

维特比解码器320具有执行分支度量计算的功能，并且通过该功能获得的分支度量bm_p’pq被提供给加法器ADD_pq。

图32是示出维特比解码器320的操作示例的示图。

当假设作为最新时刻t的临时解码结果的多元码b_t＝3时，将通过给出状态转换至状态31的实例，参考图32描述图31中的维特比解码器320的操作。

当作为在时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3时，在可以状态转换至状态31的时刻的紧接在前时刻t-1的状态是状态10、11、12和13。

图32示出了关于在时刻t-1的状态10、11、12以及13的信息。

在图32中，“临时解码结果”表示作为在最新时刻t的临时解码结果的多元码b_t＝3的行和在时刻t-1的状态pq(对应于状态pq的ACS单元330-pq)的路径存储器PM_pq的存储内容，即，作为临时解码结果的四元码序列PM_pq。

路径存储器PM_pq存储作为在时刻t-1之前的临时解码结果的四元码序列的时间序列。

图32在“临时解码结果”的右侧示出了作为临时解码结果的多元码b_t＝3和四元码序列PM_pq的行的具体实例。

在图32中，例如，状态10的临时解码结果的具体实例{310231...}指示作为在时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3，作为在时刻t-1的临时解码结果的四元码b_t-1＝1，作为在时刻t-2的临时解码结果的四元码b_t-2＝0，作为在时刻t-3的临时解码结果的四元码b_t-3＝2，作为在时刻t-4的临时解码结果的四元码b_t-4＝3，作为在时刻t-5的临时解码结果的四元码b_t-5＝1，...。

在时刻t时的状态pq的路径存储器PM_pq可以存储这样的四元码，该四元码是从时刻t回溯到时刻t-(dly-1)为止的dly个时刻的临时解码结果。dly表示路径存储器长度，即，可由路径存储器PM_pq存储的四元码的数量(最大数量)，并且例如为M+N或更大。

在图32中，“均衡参考地址”是存储均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的存储区域的地址，该均衡参考电平从存储用于分支度量计算的表达式(9)的白化参考电平MR4(r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}])处的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)(以及r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len))的存储单元中读取。

如以下将详细描述的，均衡参考存储单元(其是存储均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的存储单元)具有存储均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的存储区域，均衡参考电平的值根据通过与扩展的PR特征的卷积计算(与扩展的PR的脉冲响应的卷积计算)获得的初始值来更新。

均衡参考存储单元的存储区域用作路径存储器PM_pq的存储值处的地址，路径存储器PM_pq存储与到达一状态的路径相对应的四元码序列。

PM_pq(t1:t2)表示四元码bt1和bt2的四元码序列，该四元码bt1和bt2是存储在状态pq的路径存储器PM_pq中的在时刻t1和t2的临时解码结果。

例如，在均衡参考存储单元中，通过使用四元码序列{31023}作为均衡参考地址，从在该均衡参考地址{31023}处寻址的存储区域中读取用于从状态10到状态31的分支的分支度量计算的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)，其中在该四元码序列{31023}中，作为最新时刻t的临时解码结果的多元码b_t＝3被添加到作为存储在时刻t-1的状态10的路径存储器PM10中的临时解码结果的四元码序列PM_pq(t-1:t-(M-1))＝PM_pq(t-1:t-(5-1))＝{1023}的头部(最高有效单元)。

在图32中，在“均衡参考地址”右侧的“初始值”表示存储在用均衡参考地址寻址的均衡参考存储单元的存储区域中的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的初始值。该均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的初始值可以通过扩展PR特征与NRZ多元值序列的卷积计算来获得，该NRZ多元值是用作均衡参考地址的四元码序列的NRZ表达式。

在图32中，“白化参考地址”是从存储用于分支度量计算的表达式(9)的白化参考电平MR4(r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}])的存储单元中读取的白化参考电平MR4所存储的存储区域的地址。

如下面将详细描述的，用作存储白化参考电平MR4的存储单元的白化参考存储单元具有存储白化参考电平MR4的存储区域，该白化参考电平MR4的值从通过与扩展的PR特征的卷积计算而获得的初始值来更新。

如同均衡参考存储单元一样，白化参考存储单元的存储区域用路径存储器PM_pq的存储值来寻址，该路径存储器PM_pq存储与到达一状态的路径相对应的四元码序列。

例如，在白化参考存储单元中，通过使用四元码序列{310231}作为白化参考地址，从在该白化参考地址{310231}处寻址的存储区域读取用于从状态10到状态31的分支的分支度量计算的白化参考电平MR4，在四元码序列{310231}中，作为在最新时刻t的临时解码结果的多元码b_t＝3被添加到作为存储在时刻t-1的状态10的路径存储器PM10中的临时解码结果的四元码序列PM_pq(t-1:t-(M+N-1))＝PM_pq(t-1:t-(5+1-1))＝{10231}的头部。

在图32中，在“白化参考地址”右侧的“初始值”指示存储在用白化参考地址寻址的白化参考存储单元的存储区域中的白化参考电平MR4的初始值。白化参考电平MR4的初始值可以使用通过与扩展的PR特征的卷积计算而获得的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的初始值来获得。

在图32中，“分支度量”指示从状态10、11、12和13到状态31的分支的分支度量bm₃₁₀、bm₃₁₁、bm₃₁₂以及bm₃₁₃。

例如，假设在时刻t的白化信号z_t是1.5并且白化参考电平MR4是初始值。

如表达式(9)所示，由于分支度量计算是白化信号z_t与白化参考电平MR4之间的差值的平方的计算，所以可以如下获得分支的分支度量bm₃₁₀、bm₃₁₁、bm₃₁₂和bm₃₁₃。

bm₃₁₀＝λ_t(s₁₀,s₃₁)＝(1.5-(-1.445))²＝8.673025

bm₃₁₁＝λ_t(s₁₁,s₃₁)＝(1.5-0.505)²＝0.990025

bm₃₁₂＝λ_t(s₁₂,s₃₁)＝(1.5-1.507)²＝4.9E-05

bm₃₁₃＝λ_t(s₁₃,s₃₁)＝(1.5-3.861)²＝5.574321

在图32中，“状态度量”指示存储在状态pq的状态度量存储器SM_pq中的状态pq的状态度量sm_pq。在图32中，状态度量sm₁₀、sm₁₁、sm₁₂和sm₁₃分别是2.1341、4.6109、0.0221和3.2319。

在图32中，“路径度量”指示分别经由状态10、11、12和13到达状态31的路径的路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂以及sm₁₃+bm₃₁₃。

通过将状态pq的状态度量sm_pq和从状态pq到状态p’p的分支的分支度量bm_p’pq相加，可以如下获得经由状态pq到达状态p’p的路径的路径度量。

经由状态10到达状态31的路径的路径度量

sm₁₀+bm₃₁₀＝2.13141+8.673025＝10.807125

经由状态11到达状态31的路径的路径度量

sm₁₁+bm₃₁₁＝4.6109+0.990025＝5.600925

经由状态12到达状态31的路径的路径度量

sm₁₂+bm₃₁₂＝0.0221+4.9E-05＝0.022149

经由状态13到达状态31的路径的路径度量

sm₁₃+bm₃₁₃＝3.2319+5.574321＝8.806221

如所描述的，维特比解码器320获得在状态10、11、12和13的加法器ADD10、ADD11、ADD12和ADD13中的路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂和sm₁₃+bm₃₁₃中的每一个。

路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂、以及sm₁₃+bm₃₁₃从状态10、11、12以及13的加法器ADD10、ADD11、ADD12以及ADD13提供给状态31的选择器SEL₃₁。

选择路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149，即，提供给状态31的选择器SEL₃₁的路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂、以及sm₁₃+bm₃₁₃当中的最小路径度量，并将其提供给状态度量存储器SM31。

状态31的状态度量存储器SM31将来自选择器SEL₃₁的最小路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149存储为状态31的状态度量sm₃₁。

此外，状态31的路径存储器PM31被更新为通过将作为最新时刻t的临时解码结果的多元码添加至dly-1个四元码的序列而获得的四元码序列，该dly-1个四元码的序列是存储在状态12的路径存储器PM12中、并且在获得由选择器SEL₃₁选择的最小路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149的路径中紧接在到达状态31之前经过的临时解码结果。

即，状态31的路径存储器PM31被更新为通过将作为最新时刻t的临时解码结果的多元码b_t＝3添加到作为存储在状态12的路径存储器PM12中的临时解码结果的四元码序列PM12(t-1:t-(dly-1))的头部而获得的dly个四元码的序列。

图33是进一步示出维特比解码器320的操作示例的示图。

图33示出了在作为时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3的情况下到达状态31的路径(分支)的任何方面。

在作为在时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3的情况下，到达状态31的路径经过状态10、11、12和13中的任一个。

在图33中，对于状态10、11、12、以及13，示出了在图32中描述的状态度量sm₁₀、sm₁₁、sm₁₂、以及sm₁₃以及到达状态31的路径的路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂、以及sm₁₃+bm₃₁₃。

此外，如图33所示，如图中的实线所示，选择路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂、以及sm₁₃+bm₃₁₃中的作为最小路径度量的路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149，并且路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149成为状态31的状态度量sm₃₁。

在图32中，作为在时刻t-1存储在状态13的路径存储器PM13中的临时解码结果的四元码序列是{13120...}。

在作为在时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3的情况下，当选择经由在时刻t-1的状态13到达在时刻t的状态31的路径时(选择到达状态31的路径的路径度量sm₁₃+bm₃₁₃作为状态31的状态度量sm₃₁)，与该路径对应的临时解码结果是四元码序列{313120...}，在该四元码序列中，作为在时刻t的临时解码结果的四元码b_t＝3被添加到作为存储在状态13的路径存储器PM13中的临时解码结果的四元码序列{13120...}的头部。

对于四元码序列{313120...}的头部3131，设置了RMTR＝2。

在这种情况下，如图30中所述，由于RMTR限于1或更小，所以RMTR＝2的四元码序列3131不能采取为维特比解码的解码结果。

因此，从状态13到状态31的分支可被限制，如图33中的×所示。

当从状态13到状态31的分支受限时，除了路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、sm₁₂+bm₃₁₂、以及sm₁₃+bm₃₁₃当中的包括受限分支的路径的路径度量sm₁₃+bm₃₁₃之外，状态31的选择器SEL₃₁选择路径度量sm₁₂+bm₃₁₂＝0.022149，其路径度量sm₁₀+bm₃₁₀、sm₁₁+bm₃₁₁、以及sm₁₂+bm₃₁₂当中的最小路径度量。

如图30中所述，网格状态和分支(状态转换)可由编码成多元码的编码规则(多元码的编码规则)(例如，最小行进长度d或RMTR)限制，以执行维特比解码。

这里，对网格的特定状态pq的限制包括不提供与状态pq对应的ACS单元330-pq和尽管在维特比解码器320中提供了ACS单元330-pq也不使用ACS单元330-pq。类似地，分支的限制包括在维特比解码器320中的ACS单元330-pq之间的连接线中不提供与该分支对应的连接线，以及尽管提供了连接线也不选择从该连接线提供的路径度量。

网格和分支的状态pq的限制包括：尽管提供了ACS单元330-pq，但是不使用与状态pq对应的ACS单元330-pq；以及尽管提供了与分支对应的ACS单元330-pq之间的连接线，但是不选择从与受限的分支相对应的连接线提供的路径度量。由此，当编码规则被改变时，可通过改变后的编码规则对状态和分支的限制来容易地采取对策，而无需再制造维特比解码器320。

图34为示出ACS单元330-pq的路径存储器PM_pq的示例性配置的示图。

路径存储器PM_pq配置有能够存储dly个四元码的存储器。

在图34中，路径存储器PM_pq在左端存储作为最新时刻t的临时解码结果的四元码b_t，并且朝向右侧依次存储作为过去时刻t-1、t-2、...、以及t-(dly-1)的临时解码结果的四元码b_t-1、b_t-2、...、以及b_t-(dly-1)。

如图32所述，作为存储在路径存储器PM_pg中的临时解码结果的四元码序列用作当从均衡参考存储单元和白化参考存储单元读取用于分支度量计算的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)和表达式(9)的白化参考电平MR4时的地址。

即，存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的从开头到第M个的四元码序列PM_pq(t:t-(M-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}用作均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的地址。

存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的从开头到第M+N个的四元码序列PM_pq(t:t-(M+N-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}用作白化参考电平MR4的地址。

图35是示出了存储均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)的均衡参考存储单元的示例性配置的示图。

均衡参考存储单元350设置在例如检测单元16(见图25)中。

这里，在多输入自适应均衡单元14中，基于最小均方(LMS)算法更新信号信道c(自适应均衡器20+c)的第len抽头系数f_clen(C_len)，使得由均衡误差计算单元18获得的均衡误差e’_t的平方误差最小化。

均衡误差计算单元18计算均衡误差e’_t，其是均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)与由多输入自适应均衡单元14输出并且在由延迟单元17调整的定时提供的均衡信号y’_t之间的差。然后，均衡误差计算单元18将均衡误差e’_t提供给多输入自适应均衡单元14的自适应均衡器21至24，以控制抽头系数f_clen。

均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)利用四元码序列PM_pq(t:t-(M-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}寻址并且从均衡参考存储单元350读取，该四元码序列是存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果。

均衡误差e’_t可以从多输入自适应均衡单元14输出，并且可以通过表达式(10)作为均衡参考电平r_t-d(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-d)与均衡信号y’_t-d之间的差值来获得，均衡信号y’_t-d的定时通过在延迟单元17中延迟时间d来调整。

[数学式10]

[r+Δr](b_t-d)表示用在时刻t-d之前的M个临时解码结果的多行的时间序列寻址的均衡参考电平r_t-d(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-d)，在该时间序列中作为均衡参考存储单元350中的临时解码结果的四元码b_t-d是头部。

在本实施方式中，均衡参考存储单元350中存储的均衡参考电平[r+Δr](b_t)根据表达式(11)的梯度方法周期性地更新。

[数学式11]

[r+Δr]_t(b_t)表示在特定时刻t的均衡参考电平[r+Δr](b_t)。[r+Δr]_t+1(b_t)表示在后一时刻t+1的均衡参考电平[r+Δr](b_t)，即更新后的均衡参考电平[r+Δr](b_t)。

γ表示在更新时用于调整均衡参考电平[r+Δr](b_t)的更新量的更新系数。

均衡参考存储单元350根据均衡误差e’_t更新均衡参考电平[r+Δr](b_t)，使得均衡误差e’_t的平方误差通过式(11)最小化。

均衡参考存储单元350包括ML^M＝4^5个存储区域51-(v)、延迟单元52-(v)、加法器53-(v)、开关54-(v)、以及一个开关55。(v)表示M＝5位数字的ML＝4进制，即，5个单元格的四元码序列。因此，此处，作为ML＝4进制，(v)取00000至33333范围内的值(整数值)。

存储区域51-(v)是使用5个单元格的四元码序列(v)作为地址指定的存储区域。存储区域51-(v)存储通过表达式(11)更新的均衡参考电平[r+Δr](b_t)。

延迟单元52-(v)将存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)延迟一个时刻，并且将延迟的均衡参考电平[r+Δr](b_t)提供至加法器53(v)。

加法器53-(v)将从延迟单元52-(v)提供的均衡参考电平[r+Δr](b_t)与从均衡误差计算单元18提供的均衡误差e’_t获得的-γ×2×e’_t相加。加法器53-(v)将通过相加获得的相加值[r+Δr](b_t)-γ×2×e’_t作为更新后的均衡参考电平[r+Δr](b_t)提供至开关54-(v)。

当作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M＝5个单元格的四元码序列PM_pq(t-d:t-(M-1)-d)＝{b_t-d,b_t-1-d,...,b_t-(M-1)-d}＝{b_t-d,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-(5-1)-d}是(v)时，开关54-(v)导通。当开关54-(v)导通时，从加法器53-(v)提供的更新后的均衡参考电平[r+Δr](b_t)被提供给存储区域51-(v)并且以重写的形式存储。由此，对存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)进行更新。

当作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M＝5个单元格的四元码序列PM_pq(t:t-(M-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}＝{b_t,b_t-1,b_t-2,b_t-3,b_t-(5-1)}是(v)时，开关55选择存储区域51-(v)并且读取存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)。

因此，存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果被用作读取存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)的地址。

在开关55中，例如，使用从存储区域51-(v)读取的均衡参考电平[r+Δr](b_t)来计算均衡误差e’_t或白化参考电平MR4。

在具有上述配置的均衡参考存储单元350中，在存储区域51-(v)中设定并存储均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值。

存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值可以通过作为由(v)指示的四元码序列{b_t、b_t-1、...、b_t-(M-1)}的NRZ表达式的NRZ多元值的序列{a_t、a_t-1、...、a_t-(M-1)}与扩展PR的PR系数{c₀、c₁、...、c_M-1}的卷积计算a_t×c₀+a_t-1×c₁+...+a_t-(M-1)×c_M-1来获得。

在这种情况下，此处，扩展PR的PR系数c_m是{c₀,c₁,c₂,c₃,c₄}＝{1,2,1,0.2,0.1}，如图30中所述。

当由(v)指示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}＝{b_t,b_t-1,b_t-2,b_t-3,b_t-(5-1)}是例如{3,1,0,2,3}时，与{3,1,0,2,3}相对应的NRZ多元值的序列{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}是{3,-1,-3,1,3}。

在这种情况下，通过对应于(v)所指示的四元码序列{3,1,0,2,3}的NRZ多元值序列{3,-1,-3,1,3}与扩展的PR特征{1,2,1,0.2,0.1}的卷积计算而获得的卷积值为3×1+(-1)×2+(-3)×1+1×0.2+3×0.1＝-1.5。该卷积值-1.5作为均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值存储在存储区域51-31023中。

存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)从以这种方式存储的初始值循环地更新。

即，存储在存储区域51-(v)中并且在延迟单元52-(v)中延迟一个时刻的均衡参考电平[r+Δr](b_t)被提供给加法器53-(v)。

加法器53-(v)将从延迟单元52-(v)提供的均衡参考电平[r+Δr](b_t)与从均衡误差计算单元18提供的均衡误差e’_t获得的-γ×2×e’_t相加。加法器53-(v)将通过相加获得的表达式(11)的相加值[r+Δr]_t+1(b_t)＝[r+Δr]_t(b_t)-γ×2×e’_t作为更新后的均衡参考电平[r+Δr](b_t)提供至开关54-(v)。

另一方面，在作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M＝5个单元格的四元码序列PM_pq(t-d:t-(M-1)-d)＝{b_t-d,b_t-1-d,...,b_t-(M-1)-d}＝{b_t-d,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,bt-(5-1)-d}是(v)的定时，开关54-(v)导通。

当开关54-(v)导通时，从加法器53-(v)提供的更新的均衡参考电平[r+Δr]_t+1(b_t)被提供给存储区域51-(v)并且以重写的形式存储。由此，将存储区域51-(v)的均衡参考电平[r+Δr](b_t)更新为均衡参考电平[r+Δr]_t+1(b_t)。

在作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M＝5个单元格的四元码序列PM_pq(t:t-(M-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}＝{b_t,b_t-1,bt-2,bt-3,bt-(5-1)}是(v)的定时，开关55选择存储区域51-(v)并且读取存储在存储区域51-(v)中的均衡参考电平[r+Δr]_t(b_t)。

因此，存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}被设置为地址，并且从用地址{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}指定的存储区域51-(v)读取均衡参考电平[r+Δr]_t(b_t)。

然后，例如，使用从存储区域51-(v)读取的均衡参考电平[r+Δr]_t(b_t)来计算均衡误差e’_t或白化参考电平MR4。

此处，当从状态si至状态sj的分支受到编码规则的限制时，在利用包括作为对应于该分支的临时解码结果的四元码序列的M＝5个单元格的四元码序列寻址的存储区域51-(v)中生成访问，即，均衡参考电平[r+Δr]_t(b_t)的读取等受到限制(不执行)的存储区域。

使用从存储区域51-(v)读取的均衡参考电平[r+Δr]_t(b_t)计算的白化参考电平MR4用于表达式(9)的分支度量计算。均衡误差e’_t用于更新多输入自适应均衡单元14中的信号信道c(自适应均衡器20+c)的L个抽头系数f_clen(C_len)并且更新噪声预测器15的N个抽头系数p_len。

考虑到均衡信号y’_t在表达式(2)中表示，相对于抽头系数f_clen通过对在表达式(10)中表示的均衡误差e’_t的平方(方差)进行偏微分而获得的偏微分值在表达式(12)中表示。

[数学式12]

在多输入自适应均衡单元14中，使用表达式(12)的偏微分值通过表达式(13)更新信号信道c(自适应均衡器20+c)的抽头系数f_clen(C_len)。

[数学式13]

f_clen(t+l)＝f_clen(t)-α·2·e'_t·X_C(t-len)

...(13)

F_clen(t)表示在时刻t的抽头系数f_clen，即，更新之前的抽头系数f_clen，并且f_clen(t+1)表示在时刻t+1的抽头系数f_clen，即，更新之后的抽头系数f_clen。

α表示用于示出在更新时抽头系数f_clen的更新量的更新系数。

在表达式(13)中，抽头系数f_clen被更新，使得均衡误差e’_t的平方误差根据均衡误差e’_t被最小化。

图36是示出白化系数更新单元19的示例性配置的示图。

如在图29中所示的噪声预测器15一样，图25中的白化系数更新单元19配置有FIR滤波器，该FIR滤波器包括N级延迟单元371-1至371-N、N个乘法器372-1至372-N以及加法器373。

由于延迟单元371-l、乘法器372-l、以及加法器373与图29中的延迟单元41-l、乘法器42-l、以及加法器43相似，所以将省去其描述。

在图29中的噪声预测器15中，延迟单元41-1的输入是从多输入自适应均衡单元14提供的均衡信号y’_t。然而，在白化系数更新单元19中，延迟单元371-1的输入是从均衡误差计算单元18提供的均衡误差e’_t。

在图29中的噪声预测器15中，加法器43的输出是白化信号z_t。在白化系数更新单元19中，加法器373的输出是相当于表达式(2)的噪声w_t的信号w’_t。

在图36中的白化系数更新单元19中，通过表达式(14)使用均衡误差e’_t获得信号w’_t。

[数学式14]

信号w’_t是均衡误差e’_t与通过白化均衡误差e’_t而获得的白化均衡误差e’_t之间的误差，并且也被称为白化误差w’_t。

针对抽头系数p_len，通过执行在表达式(14)中表示的白化误差w’_t的平方(平方误差)的偏微分而获得的偏微分值用表达式(15)表示。

[数学式15]

在白化系数更新单元19中，使用表达式(15)的偏微分值通过表达式(16)来更新抽头系数p_len。

[数学式16]

p_len(t+1)＝p_len(t)+β·2·w’_t·e_t-len

...(16)

p_len(t)表示t时刻的抽头系数p_len，即更新前的抽头系数p_len，p_len(t+1)表示t+1时刻的抽头系数p_len，即更新后的抽头系数p_len。

β表示用于示出在更新时抽头系数p_len的更新量的更新系数。

在表达式(16)中，抽头系数p_len被更新，使得白化误差w’_t的平方误差根据白化误差w’_t被最小化。

如上所述，由白化系数更新单元19更新的抽头系数p_len被提供给图29中的噪声预测器15并被设置。因此，在噪声预测器15中，包含在表达式(2)的均衡信号y’_t中的噪声w_t被白化。

由白化系数更新单元19更新的抽头系数p_len不仅被提供给噪声预测器15，而且被提供给检测单元16。在检测单元16中，抽头系数p_len被用于表达式(9)的分支度量计算，更具体地，用于更新用于分支度量计算的白化参考电平MR4。

因此，在检测单元16中，实现了适合于噪声预测器15设置在检测单元16的前级中的状态下的维特比解码，即，引入了NPML的维特比解码。

白化参考存储单元390被设置在例如检测单元16(见图25)中。

在表达式(9)的分支度量计算中，当获得白化参考电平MR4时，利用抽头系数p_len与均衡参考电平r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)的卷积计算Σ[p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}]来执行大量的积和运算。

当检测单元16配置有数字电路并且执行维特比解码时，必须以高速操作数字电路。在这样的高速操作中，难以在一个时钟内完成白化参考电平MR4的计算。

因而，存储白化参考电平MR4的白化参考存储单元390被设置在检测单元16中，并且白化参考电平MR4能够被适当地计算并存储在白化参考存储单元390中。

在这种情况下，利用四元码序列PM_pq(t:t-(M+N-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}(其是存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果)寻址白化参考电平MR4并且从白化参考存储单元390读取该白化参考电平MR4。因而，可以快速地获取分支度量计算所需的白化参考电平MR4。

白化参考存储单元390包括ML^(M+N)＝4^(5+1)个存储区域56-(u)和开关57-(u)以及一个开关58。(u)表示M+N＝5+1＝6位数字的ML＝4进制，即6个单元格的四元码序列。因此，这里，作为ML＝4进制，(u)取000000至333333范围内的值。

存储区域56-(u)是使用6个单元格的四元码序列(u)作为地址指定的存储区域。存储区域56-(u)通过表达式(9)的右侧的表达式r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)-Σ{p_len×{r_t-len(s_i,s_j)+Δr_t(b_t-len)}}存储根据噪声预测器15的抽头系数p_len更新的白化参考电平MR4。

在下文中，如在图35的情况下，均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)被表示为变量[r+Δr](b_t)，该变量具有向量bt(作为临时解码结果的四元码bt是头部的在时刻t之前的M个临时解码结果的时间序列的行)作为自变量。

在这种情况下，白化参考电平MR4被表示为表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len)}。

在实施方式中，如图30中所述，由于噪声预测器15的抽头数量N＝1，所以白化参考电平MR4被表示为表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len)}＝[r+Δr](b_t)-p₁×[r+Δr](b_t-1)。

这里，检测单元16使用存储在均衡参考存储单元350中的均衡参考电平[r+Δr](b_t-d)获得白化参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len-d)}＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)(参见图35)。

开关57-(u)被提供有通过检测单元16如上所述获得的白化参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len-d)}＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)。

当作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列PM_pq(t-d:t-(M+N-1)-d)＝{b_t-d,b_t-1-d,...,b_t-(M+N-1)-d}＝{b_t-d,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-4-d,b_t-(5+1-1)-d}是(u)时，开关57-(u)导通。当开关57-(u)导通时，从检测单元16提供的白色参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len-d)}＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)被提供给存储区域56-(u)并且以重写的形式存储。由此，存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4被更新。

当作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列PM_pq(t:t-(M+N-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}＝{b_t,b_t-1,b_t-2,b_t-3,b_t-4,b_t-(5+1-1)}是(u)时，开关58选择存储区域56-(u)并且读取存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4。

因此，存储在路径存储器PMpq中的临时解码结果被用作读取存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4的地址。

在开关58中，从存储区域56-(u)读取的白化参考电平MR4被用于例如表达式(9)的分支度量计算。

在具有上述配置的白化参考存储单元390中，白化参考电平MR4的初始值被设置并存储在存储区域56-(u)中。

白化参考存储单元390的白化参考电平MR4的初始值，是紧接在均衡参考存储单元350中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值设定之后，使用存储在均衡参考存储单元350中的均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值来设定。

根据表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-Σ{p_len×[r+Δr](b_t-len)}，存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4的初始值可以使用以下初始值来获得：

均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值，所述均衡参考电平具有由(u)表示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}的头部起的M位数字的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M-1)}作为自变量；

均衡参考电平[r+Δr](b_t-1)的初始值，所述均衡参考电平具有由(u)表示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}的头部的第1+1＝2位起的M位数字的四元码序列{b_t-1,b_t-1-1,...,b_t-1-(M-1)}作为自变量；

均衡参考电平[r+Δr](b_t-2)的初始值，所述均衡参考电平具有由(u)表示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}的头部的第2+1＝3位起的M位数字的四元码序列{b_t-2,b_t-2-1,...,b_t-2-(M-1)}作为自变量；

...均衡参考电平[r+Δr](b_t-N)的初始值，所述均衡参考电平具有由(u)表示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}的头部的第N+1位起的M位数字的四元码序列{b_t-N,b_t-N-1,...,b_t-N-(M-1)}作为自变量。

因此，由于可使用均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值获得白化参考电平MR4的初始值，所以可通过扩展的PR特征与NRZ多元值的序列(即，用作均衡参考电平[r+Δr](b_t)的地址的四元码序列的NRZ表达式)的卷积计算来获得该初始值，与在图35中描述的均衡参考电平[r+Δr](b_t)的初始值一样。

在本实施方式中，由于N＝1，所以可以根据表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-p₁×[r+Δr](b_t-1)获得存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4的初始值。

此外，在实施方式中，扩展PR的PR系数c_m是{c₀,c₁,c₂,c₃,c₄}＝{1,2,1,0.2,0.1}，如图30中所述。

当由(u)表示的四元码序列{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}＝{b_t,b_t-1,b_t-2,b_t-3,b_t-4,b_t-(5+1-1)}是例如{3,1,2,1,0,1}时，表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-p₁×[r+Δr](b_t-1)的向量b_t是从{3,1,2,1,0,1}的头部开始的M＝5位数字的四元码序列{31210}。表达式MR4＝[r+Δr](b_t)-p₁×[r+Δr](b_t-1)的向量b_t-1是从{3,1,2,1,0,1}的头部的第1+1＝2位起的M＝5位数字的四元码序列{12101}。

因而，根据表达式MR4＝[r+Δr](31210)-p₁×[r+Δr](12101)获得存储在存储区域56-(312101)中的白化参考电平MR4的初始值。

当对应于由(u)指示的四元码序列{3,1,2,1,0,1}的NRZ多元值{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}的序列是{3,-1,1,-1,-3,-1}时。

在这种情况下，均衡参考电平[r+Δr](31210)的初始值是通过将从NRZ多元值的序列{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}＝{3,-1,1,-1,-3,-1}的头部起的M＝5的NRZ多元值的序列{3,-1,1,-1,-3}与扩展的PR特征{1，2，1，0.2，0.1}进行卷积计算获得的卷积值3×1+(-1)×2+1×1+(-1)×0.2+(-3)×0.1＝1.5，该NRZ多元值的序列{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}对应于由(u)指示的四元码序列{3，1，2，1，0，1}。

均衡参考电平[r+Δr](12101)的初始值是通过将从NRZ多元值的序列{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}＝{3,-1,1,-1,-3,-1}的头部的第2＝1+1位起的M＝5的NRZ多元值的序列{-1,1,-1,-3,-1}与扩展的PR特征{1,2,1,0.2,0.1}进行卷积计算而获得的卷积值(-1)×1+1×2+(-1)×1+(-3)×0.2+(-1)×0.1＝-0.7，该NRZ多元值的序列{a_t,a_t-1,a_t-2,a_t-3,a_t-(5-1)}对应于由(u)指示的四元码序列{3,1,2,1,0,1}。

紧接在设置了初始值之后，检测单元16从均衡参考存储单元350读取存储在用(v)＝(31210)寻址的存储区域51-(31210)中的均衡参考电平[r+Δr](31210)的初始值1.5。

此外，紧接在设置了初始值之后，检测单元16从均衡参考存储单元350读取存储在用(v)＝(12101)寻址的存储区域51-(12101)中的均衡参考电平[r+Δr](12101)的初始值-0.7。

检测单元16根据表达式MR4＝[r+Δr](31210)-p₁×[r+Δr](12101)＝1.5-p₁×(-0.7)获得存储在存储区域56-(312101)中的白化参考电平MR4的初始值。

例如，在p1＝0.01的情况下，存储在存储区域56-(312101)中的白化参考电平MR4的初始值是[r+Δr](31210)-p₁×[r+Δr](12101)＝1.5-0.01×(-0.7)＝1.507。

值1.507被作为白化参考电平MR4的初始值存储在存储区域56-(312101)中。

存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4从如上所述存储的初始值适当地更新。

即，例如，假设b_t-d＝3为多元码b_t-d(其是在时刻t-d的临时解码结果)，并且选择包括从状态12到状态31的分支的路径作为路径度量最小的路径。

在这种情况下，在作为存储在状态31的路径存储器PM31中的临时解码结果的M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列PM_pq(t-d:t-(M+N-1)-d)＝{b_t-d＝3,b_t-1-d,...,b_t-(M+N-1)-d}＝{b_t-d＝3,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-4-d,b_t-(5+1-1)-d}是(u)的定时，开关57-(u)导通。

例如，此处，当{b_t-d＝3,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-4-d,b_t-(5+1-1)-d}＝{3,1,2,1,0,1}时，开关57-(312101)导通。

另一方面，检测单元16通过使用M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列{b_t-d＝3,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-4-d,b_t-(5+1-1)-d}＝{3,1,2,1,0,1}的头部起的M＝5位数字的四元码序列{31210}作为地址，来读取存储在均衡参考存储单元350的存储区域51-(31210)中的白化参考电平[r+Δr](31210)。

此外，检测单元16通过使用M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列{b_t-d＝3,b_t-1-d,b_t-2-d,b_t-3-d,b_t-4-d,b_t-(5+1-1)-d}＝{3,1,2,1,0,1}的头部的第二位起的M＝5位数字的四元码序列{12101}作为地址，来读取存储在均衡参考存储单元350的存储区域51-(12101)中的白化参考电平[r+Δr](12101)。

检测单元16根据表达式MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)＝[r+Δr](31210)-0.01×[r+Δr](12101)来获得更新后的白化参考电平MR4并且将更新后的白化参考电平MR4提供至开关57-(u)。

当开关57-(u)导通时，从检测单元16提供的更新后的白色参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)被提供给存储区域56-(u)并且以重写的形式存储。由此，存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4被更新为更新后的白化参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)。

在这种情况下，这里，在检测单元16中，根据表达式MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)＝[r+Δr](31210)-0.01×[r+Δr](12101)获得更新后的白化参考电平MR4并将其提供给开关57-(u)。

在开关57-(000000)至(333333)当中，开关57-(312101)导通。因此，更新后的白化参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)＝[r+Δr](31210)-0.01×[r+Δr](12101)经由已经导通的开关57-(312101)从检测单元16提供给存储区域56-(312101)。

在存储区域56-(312101)中，存储更新后的白化参考电平MR4＝[r+Δr](b_t-d)-p₁×[r+Δr](b_t-1-d)＝[r+Δr](31210)-0.01×[r+Δr](12101)。

在作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列PM_pq(t:t-(M+N-1))＝{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}＝{b_t,b_t-1,b_t-2,b_t-3,b_t-4,b_t-(5+1-1)}是(u)的定时，开关58选择存储区域56-(u)，并且存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4被读取。

因此，存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}被设置为地址，并且从用地址{b_t,b_t-1,...,b_t-(M+N-1)}指定的存储区域56-(u)读取白化参考电平MR4。

从存储区域56-(u)读取的白化参考电平MR4用于表达式(9)的分支度量计算。

如上所述，使用作为存储在路径存储器PM_pq中的临时解码结果的四元码序列作为地址来指定白化参考存储单元390的存储区域56-(u)，更新存储在该存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4并读取存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4，并且使用白化参考电平MR4来执行分支度量计算。

由此，可以在一个时钟内执行分支度量计算。

实际的白化参考电平MR4使用例如检测单元16中的管线存储器来计算。难以在一个时钟内完成白化参考电平MR4的计算本身。然而，直到计算出新的(更新后的)白化参考电平MR4为止，可以使用存储在存储区域56-(u)中的白化参考电平MR4来执行分支度量计算。随着重复存储在白化参考存储单元390中的白化参考电平MR4的更新，白化参考电平MR4逐渐接近适当的值。

也就是说，在检测单元16中，通过从白化参考存储单元390读取白化参考电平MR4而在一个时钟内完成分支度量计算，并且执行这样的操作：顺序地更新存储在白化参考存储单元390中的白化参考电平MR4，以使得白化参考电平MR4收敛到适当的值。

这里，当从状态si到状态sj的分支受到编码规则的限制时，在用包括作为与该分支对应的临时解码结果的四元码序列的M+N＝5+1＝6个单元格的四元码序列寻址的存储区域56-(u)中生成不执行访问的存储区域(即，不执行白化参考电平MR4的读取等的存储区域)。

在N＝0的情况下，白化参考存储单元390是不必要的。在N＝0的情况下，表达式(9)的分支度量计算是表达式(4)或(6)的分支度量计算，并且其使用存储在均衡参考存储单元350中的均衡参考电平r_t(s_i,s_j)+Δr_t(b_t)＝[r+Δr]_t(b_t)来执行。

在上述情况下，如在表达式(16)中所述，更新噪声预测器15的抽头系数p_len，使得白化误差w’_t的平方误差最小化。此外，例如，可以更新噪声预测器15的抽头系数p_len，使得白化误差w’_t更小，并且最小距离d_min更大。

例如，如表达式(17)所示，假设形成四元码序列{311310}和{312210}之间的最小距离的模式的组合是第i个组合，则形成四元码序列的四元码的行被选择为向量的元素，并且{311310}和{312210}被表示为向量A_i和B_i。

[数学式17]

在数据检测处理单元105中，最小距离d_min的平方d_min ²在表达式(18)中表示。

[数学式18]

向量A_{_(len+m)}指示具有在从向量A_i的头部起的第len+m码之后的一行四元码作为元素的向量。这同样适用于向量B_{_(len+m)}。

具有向量b_t作为自变量的r’(b_t)在表达式(19)中表示。

[数学式19]

当与白化误差w’_t成正比并且与最小距离d_min成反比的信号被定义为指示噪声预测器15的误差的误差信号E时，例如，在表达式(20)中表示误差信号E的平方。

[数学式20]

当执行表达式(20)的误差信号E的平方相对于抽头系数p_len的偏微分时，可以获得表达式(21)的偏微分值。

[数学式21]

白化系数更新单元19能够通过表达式(22)使用表达式(21)的偏微分值来更新抽头系数p_len。

[数学式22]

p_len(t)表示在时刻t的抽头系数p_len，即更新前的抽头系数p_len，并且p_len(t+1)表示在时刻t+1的抽头系数p_len，即更新后的抽头系数p_len。

β表示用于示出在更新时抽头系数p_len的更新量的更新系数。

在表达式(22)中，抽头系数p_len根据误差信号E被更新，使得误差信号E的平方(平方误差)被最小化。即，根据白化误差w’_t和最小距离d_min来更新抽头系数p_len，以使得白化误差w’_t小并且最小距离d_min大。

通过用在表达式(22)中获得的抽头系数p_len更新噪声预测器15的抽头系数p_len，可以获得用于使误差信号E的平方误差最小的白化信号z_t，并且因此可以提高维特比解码的解码性能。

随后，如图30中所述，通过多元码的编码规则(例如，最小行进长度d、RMTR等)限制网格状态和分支，并且可执行维特比解码。

在下文中，将描述其中网格状态和分支受到编码规则的限制的维特比解码的具体实例。

例如，假设设置了ML＝4、d＝0、K＝M＝5、N＝0、PR(1,2,3,2,1)和RMTR＝1。

在这种情况下，如果没有RMTR＝1的限制，则网格状态的数量是ML^(K-1)＝4^(5-1)＝256并且分支的数量是ML^K＝4^5＝1024。

这里，a、b、c、d和e中的每一个表示一位数字的ML＝4进制。不存在RMTR＝1的限制的情况的状态由s(bcde)表示。此外，当作为在时刻t的临时解码结果的ML＝4码是a时，由b(abcde)表示从时刻t-1的状态s(bcde)到时刻t的状态s(abcd)的分支。

在没有RMTR＝1的限制的情况下，在256个状态s(0000)至s(3333)中，例如状态s(0101)、s(2121)、s(3131)等由于RMTR＝1的限制而不能采取，并且因此这些状态是不必要的。

在没有RMTR＝1的限制的情况下，在256个状态s(0000)至s(3333)中，存在满足RMTR＝1的244个状态。

在没有RMTR＝1的限制的情况下，在1024个分支b(00000)到b(33333)中，例如，b(01010)、b(01011)、b(01012)、b(01013)、b(21210)、b(21211)、b(21212)、b(21213)等由于RMTR＝1的限制而不能采取，并且因此这些分支是不必要的。

在没有RMTR＝1的限制的情况下，在1024个分支b(00000)至b(33333)中有940个分支满足RMTR＝1。

因此，在这种情况下，通过用与244个状态和940个分支相对应的电路配置维特比解码器320(见图31)，可以减小电路的尺寸。

当维特比解码器320由与在不存在RMTR＝1的限制的情况下采取的256个状态和1024个分支相对应的电路配置时，禁止由状态转换的转换目的地的状态pq的选择器SEL_pq选择添加了不能被采用的分支的分支度量和与该分支对应的状态转换的转换源的状态的状态度量的路径度量。因此，可以防止错误路径幸存并且抑制解码性能的劣化。

随后，例如，假设不存在ML＝4、d＝1、K＝M＝3、N＝0、PR(1,2,1)以及RMTR的限制。

在这种情况下，当不存在d＝1的限制时，网格状态的数量是ML^(K-1)＝4^(3-1)＝16并且分支的数量是ML^K＝4^3＝64。

在没有d＝1的限制的情况下，对于16个状态s(00)至s(33)，即使存在d＝1的限制，也可以采取任何状态。

在没有d＝1的限制的情况下，在64个分支b(000)到b(333)中，例如b(101)、b(121)、b(131)等由于d＝1的限制而不能被采用，并且因此，它们是不必要的。

在没有d＝1的限制的情况下，在64个分支b(000)到b(333)中，存在满足d＝1的28个分支。

因此，在这种情况下，通过用与16个状态和28个分支相对应的电路配置维特比解码器320(见图31)，可以减小电路的尺寸。

当维特比解码器32用与不存在d＝1的限制的情况下采用的16个状态和64个分支相对应的电路配置时，禁止由状态转换的转换目的地的状态pq的选择器SEL_pq选择添加了不能被采用的分支的分支度量和与该分支对应的状态转换的转换源的状态的状态度量的路径度量。因此，可以防止错误路径幸存并且抑制解码性能的劣化。

<结论>

如上所述，在记录/再现装置中，光照射到光盘100的包括数据检测目标(再现目标)轨道TK和相邻轨道TK-1和TK+1的范围，光盘100是在其上形成多个轨道的光学记录介质。

此外，根据通过接收在用作光学检测单元的光电检测器6的光接收表面被划分成的多个区域6a、6b、6c、6d1和6d2中的光的反射光而输出的多个检测信号S6a、S6b、S6c、S6d1和S6d2生成的再现信号x_1t、x_2t、x_3t和x_4t，分别被提供给多输入自适应均衡单元14的自适应均衡器21、22、23和24。

计算由自适应均衡器21、22、23、24得到的滤波信号y_1t、y_2t、y_3t、y_4t，并且得到均衡信号y’_t。

对于均衡信号y’_t，来自相邻轨道TK-1和TK+1的串扰噪声(残留在均衡信号y’_t中的串扰噪声)在作为白化滤波器的噪声预测器15中被白化。检测单元16对穿过噪声预测器15的均衡信号y’_t(即，白化信号z_t)执行作为多元处理的维特比解码，以获得多元码DT。

均衡误差计算单元18获得从多输入自适应均衡单元14输出的均衡信号y’_t相对于作为理想(真实)波形的均衡参考电平的均衡误差e’_t。

在自适应均衡器21、22、23和24中，根据均衡误差e’_t自适应地更新用于自适应均衡的抽头系数f_clen，使得均衡误差e’_t变小。

在白化系数更新单元19中，根据均衡误差e’_t和通过白化均衡误差e’_t而获得的白化均衡误差之间的白化误差w’_t来自适应地更新噪声预测器15的抽头系数p_len，以使白化误差w’_t变小。

在包含在均衡信号y’_t中的串扰噪声在噪声预测器15中被白化之后，在检测单元16中处理均衡信号y’_t。

因此，可以在检测单元16中以高精度执行维特比解码的分支度量计算，并且提高解码性能。

图38为示出记录/再现装置的解码性能的示图。

图38的A示出了未设置噪声预测器15时的再现信号的调制传递函数(MTF)的均衡目标(均衡目标值)TPR。

在图38的A中，水平轴表示频率并且垂直轴表示强度。这同样适用于图38的C。

在图38的A中，箭头表示通过PR均衡的增强。

在图38的A中，虚线和单点划线表示串扰噪声CNZ。这同样适用于图38的C。

串扰噪声CNZ通过PR均衡得到大幅增强。

图38的B是示出了当包含大幅增强的串扰噪声CNZ的均衡信号y’_t照原样被提供给检测单元16时，维特比解码中的最大似然路径的选择方面的示图。

对于不包含大幅增强的串扰噪声CNZ的均衡信号y’_t，在通过作为解码结果的正确的状态序列的路径与通过另一状态序列的路径之间的路径度量中不会发生大的差异，并且最大似然路径的选择(检测)的精度可能劣化。

图38的C示出了当提供噪声预测器15时再现信号的MTF的均衡目标TPR。

当提供噪声预测器15时，串扰噪声CNZ被白化并且通过PR均衡的增强程度被抑制。

图38的D是示出当将不包含白化串扰噪声CNZ的均衡信号y’_t即由噪声预测器15输出的白化信号z提供给检测单元16时，维特比解码中的最大似然路径的选择方面的示图。

对于白化信号z，在通过作为解码结果的正确的状态序列的路径与通过另一状态序列的路径之间的路径度量中出现有意义的差，并且通过作为解码结果的正确的状态序列的路径的路径度量变小。因此，可以抑制最大似然路径的选择准确度的劣化。

通常，通过将PR设计为接近在高密度记录时的MTF，可以减少串扰噪声的增强。然而，虽然设计PR，但是难以提前预测实际发生的ISI。

因此，通过提供其中抽头系数p_len在记录/再现装置中被自适应更新的噪声预测器15，可以抑制在高密度记录时串扰的增强并且提高解码性能。

图39是示出通过本说明书的发明人执行的模拟而获得的均衡误差e’_t的抽头系数f_clen和频率特征的示图。

在图39中，水平轴表示频率，垂直轴表示强度(幅度)。

在模拟中，如图3所示，与自适应均衡器21至24相似的自适应均衡器处理从光接收表面被划分为五个区域的光电检测器6的输出生成的五个信号信道的再现信号，并且从自适应均衡器的输出生成均衡信号y’_t。

采用ML＝4的码作为多元码，并且允许RMTR＝1(RMTR限于2或更大)。

以AD2的110％的线密度在光盘100上进行多元码(模拟中的四元码)的记录，并采用93.36nm作为对应于信道时钟(1T)的凹坑的长度。

此外，在模拟中，采用K＝M＝5和N＝0、1、2、3和4。

图39示出了处理五个信号信道的再现信号的信号信道c＝CH1、CH2、CH3、CH4和CH5的自适应均衡器的抽头系数f_clen(XTC系数)的频率特征。

此外，图39示出了N＝0(PRML)的情况、N＝1(NPML(1))的情况、N＝2(NPML(2))的情况、N＝3(NPML(3))的情况以及N＝4(NPML(4))的情况的均衡误差e’_t(EQERROR)的频率特征。

在N＝0(PRML)的情况下的均衡误差e’_t的频率特征中，存在低通和高通方面增强的部分，然而，通过提供噪声预测器15，即，在本文中通过设置N＝1至4，确认均衡误差e’_t被白化并且增强程度被抑制。

图40是示出了通过由本说明书的发明人执行的模拟而获得的单元格错误率的示图。

在图40中，水平轴表示噪声预测器15的抽头数量N，并且垂直轴表示单元格错误率(cER)。

如图39的情况一样，进行获得单元格错误率的模拟。

图40示出了作为四个记录Ubit块(RUB)的RUB1、RUB2、RUB3和RUB4的单元格错误率以及四个RUB1至RUB4的错误率的平均值(cER)。

这里，RUB是将数据记录在AD2等中的光盘上的记录单元。

在图40中，在N＝1(NPML(1))的情况下，在N＝2(NPML(2))的情况下，在N＝3(NPML(3))的情况下，以及在N＝4(NPML(4))的情况下，确认与在N＝0(PRML(0))的情况相比，均衡误差e’_t的增强程度被进一步抑制，并且改善了单元格错误率。

在记录/再现装置中，自适应地更新噪声预测器15的抽头系数plen，因此，噪声预测器15自适应地运行以白化包含在由多输入自适应均衡单元14输出的均衡信号y’_t中的串扰噪声。

例如，白化系数更新单元19可以使用由均衡误差计算单元18获得的均衡误差e’_t来更新噪声预测器15的抽头系数P_len，使得串扰噪声的能量(白化误差w’_t)被最小化(表达式(14)至(16))。由此，串扰噪声的白化被优化。

例如，白化系数更新单元19可以更新噪声预测器15的抽头系数P_len，使得误差信号E的平方误差被最小化(表达式(20)至(22))，其中误差信号E是相对于维特比解码中的最小距离d_min的串扰噪声(白化误差w’_t)。因此，噪声预测器15的处理可被优化为对应于维特比解码的执行。

在检测单元16中，使用由白化系数更新单元19更新的噪声预测器15的抽头系数P_len来执行分支度量计算(表达式(9))。因此，在检测单元16中，实现与经由噪声预测器15获得的白化信号z_t对应的NPML。

通过使用噪声预测器15的抽头系数p_len作为用于维特比解码的分支度量计算的参考电平来执行计算，并且使用作为使用的临时解码结果的四元码序列b_t至b_t-(M+N-1)从白化参考存储单元390读取存储在白化参考存储单元390中的白化参考电平MR4，可以减少分支度量计算的负荷。

<应用本技术的光盘记录/再现装置的另一实施方式>

图41为示出应用本技术的记录/再现装置(光盘记录/再现装置)的另一个实施方式的示例性配置的框图。

在附图中，相同的参考标号被给予与图1的情况对应的部分。在下文中，将适当地省略其描述。

在图41中，未示出除图1中的光学拾取器101、矩阵电路104和数据检测处理单元105以外的配置。

在图1中，如图41中所示，光学拾取器101、矩阵电路104、以及构成数据检测处理单元105的ADC 11、PLL 12和AGC 13配置再现(生成)再现信号x_ct的信号再现单元411。

图41中的记录/再现装置不仅包括信号再现单元411，而且包括具有与信号再现单元411的配置相似的配置的信号再现单元412和413。

因此，在图41的记录/再现装置中，激光从三个信号再现单元411到413中的每一个中发射到光盘100。在三个信号再现单元411至413中，接收来自光盘100的激光的反射光，并且生成并输出与反射光的光接收量相对应的再现信号。由三个信号再现单元411至413输出的再现信号被提供给多输入自适应均衡单元14。

在图41的记录/再现装置中，在数据检测处理单元105中的多输入自适应均衡单元14之后，对由三个信号再现单元411至413输出的再现信号执行与图1中的记录/再现装置的处理相似的处理。

在图41中，设置了三个信号再现单元411至413。然而，可以提供两个或四个或更多个信号再现单元。

图42是示出由三个信号再现单元411至413用激光照射光盘100的实例的示图。

当光盘100的轨道TK是再现目标轨道时，激光照射到包括轨道TK的多个相邻轨道。

例如，由信号再现单元411照射的激光照射至轨道TK以及在轨道TK的内周侧相邻的两个相邻轨道TK-1和TK-2，从而形成光斑SP1。

由信号再现单元412照射的激光照射到轨道TK、在轨道TK的内周侧上相邻的轨道TK-1及在轨道TK的外周侧上相邻的轨道TK+1，从而形成光斑SP2。

此外，由信号再现单元413照射的激光照射至轨道TK以及在轨道TK的外周侧相邻的两个相邻轨道TK+1和TK+2，使得形成光斑SP3。

如上所述，在数据检测处理单元105的多输入自适应均衡单元14之后，可对根据多个信号再现单元411至413中的每一个照射的激光的反射光的光接收量而生成的再现信号执行处理。

如上所述，具体描述了本技术的实施方式。然而，本技术的实施方式不限于上述实施方式，并且可以基于本技术的技术构思进行各种修改。例如，上述激光光源的波长、轨道间距、记录线密度的数值是示例性的并且可以使用其他数值。此外，除了上述指标之外的指标可用作用于评估再现性能的指标。此外，本技术能够应用于在光盘上仅执行记录和再现之一的装置。

<应用了本技术的计算机的描述>

接下来，上述多输入自适应均衡单元14到检测单元16、均衡误差计算单元18和白化系数更新单元19的一系列处理步骤可以通过硬件或者软件执行。当通过软件执行一系列处理步骤时，将软件的程序安装在通用计算机等上。

图43是示出安装有执行上述一系列处理步骤的程序的计算机的实施方式的示例性配置的框图。

程序可以预先记录在硬盘905或用作嵌入在计算机中的记录介质的ROM 903上。

可替换地，程序可以存储(记录)在由驱动器909驱动的可移除记录介质911上。可以提供可移除记录介质911作为所谓的封装软件。这里，可移除记录介质911的实例包括软盘、致密盘只读存储器(CD-ROM)、磁光(MO)盘、数字通用盘(DVD)、磁盘和半导体存储器。

程序可以从上述可移除记录介质911安装并且还可以经由通信网络或广播网络下载到计算机并且可以安装在嵌入式硬盘905中。即，例如，程序可以经由数字卫星广播人造卫星从下载站点无线传输至计算机，或者可以经由诸如局域网(LAN)或互联网的网络以有线方式传输至计算机。

计算机包含中央处理单元(CPU)902。输入/输出接口910经由总线901连接至CPU902。

当用户通过输入/输出接口910操纵输入单元907来输入指令时，CPU902根据指令执行存储在只读存储器(ROM)903中的程序。可选地，CPU902加载并执行存储在随机存取存储器(RAM)904上的硬盘905中的程序。

因此，CPU 902根据上述流程图执行处理或者通过上述框图配置执行处理。CPU902促使输出单元906输出处理结果，促使通信单元908传输处理结果，并且根据需要促使硬盘905例如经由输入/输出接口910记录处理结果。

输入单元907配置有键盘、鼠标、麦克风等。输出单元906配置有液晶显示器(LCD)、扬声器等。

这里，在本说明书中，由计算机根据程序执行的处理可以不必按照流程图中描述的顺序按时间顺序执行。即，由计算机根据程序执行的处理还包括单独或并行执行的处理(例如，并行处理或由对象进行的处理)。

所述程序可以是由一个计算机(处理器)处理的程序，或者可以分布并由多个计算机处理。此外，程序可以是被传输至远程计算机以执行的程序。

本技术的实施方式不限于上述实施方式，并且在不背离本技术的主旨的情况下，可以在本技术的范围内进行各种修改。

例如，本技术可以被配置为云计算，其中，经由网络通过多个装置共享和处理一个功能。

本说明书中描述的有益效果仅是示例性的并且不受限制，并且可以实现其他有利效果。

本技术可以如下配置。

<1>

一种信号处理装置，包括：

均衡单元，被配置为对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；以及

解码单元，被配置为对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。

<2>

根据<1>所述的信号处理装置，其中，所述解码单元通过所述多元码的编码规则来限制网格状态和分支，并且执行最大似然解码。

<3>

根据<1>或<2>所述的信号处理装置，还包括：

存储单元，具有存储区域，在所述存储区域中，针对用于分支度量计算的参考电平，存储值根据通过与PR的卷积计算获得的初始值来更新的所述参考电平，并且所述存储区域通过路径存储器的存储值来寻址，所述路径存储器存储与到达所述网格状态的路径相对应的所述多元码的序列，

其中，所述解码单元使用从所述存储单元读取的所述参考电平执行所述分支度量计算。

<4>

根据<3>所述的信号处理装置，其中，所述存储单元是存储均衡参考电平的均衡参考电平的均衡参考存储单元，所述均衡参考电平是所述均衡信号的参考电平，并且

其中，所述均衡参考电平根据所述均衡信号与所述均衡参考电平之间的均衡误差来更新。

<5>

根据<4>所述的信号处理装置，其中，根据所述均衡误差更新用于所述PR均衡的滤波器系数。

<6>

根据<3>的信号处理装置，还包括：

噪声预测器，被配置为白化包含在均衡信号中的噪声；

其中，所述解码单元对作为白化后的均衡信号的白化信号执行最大似然解码；并且

其中，所述噪声预测器的滤波器系数根据均衡误差与通过白化所述均衡误差获得的白化后的均衡误差之间的白化误差来更新，所述均衡误差是所述均衡信号与作为所述均衡信号的参考电平的均衡参考电平之间的误差。

<7>

根据<6>所述的信号处理装置，其中，所述存储单元是白化参考存储单元，所述白化参考存储单元存储白化参考电平，所述白化参考电平是所述白化信号的参考电平，并且

其中，根据所述噪声预测器的所述滤波器系数更新所述白化参考电平。

<8>

根据<6>或<7>所述的信号处理装置，其中，根据所述均衡误差更新用于所述PR均衡的滤波器系数。

<9>

根据<3>所述的信号处理装置，其中，从所述存储单元中读取所述参考电平受到所述多元码的编码规则的限制。

<10>

根据<1>至<9>中任一项所述的信号处理装置，其中，所述再现信号是通过接收照射到记录有所述多元码的光学记录介质的多个相邻轨道的光的反射光而获得的信号。

<11>

根据<10>所述的信号处理装置，其中，所述再现信号包括从通过接收所述反射光而获得的信号获得的多个再现信号。

<12>

一种信号处理方法，包括：

对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；并且

对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。

<13>

一种程序，使计算机用作：

参考标号列表

1 半导体激光器

2 准直器透镜

3 偏振分束器

4 物镜

5 透镜

6 光电检测器

6a、6b、6c、6d1、6d2 区域

11 ADC

12 PLL

13 AGC

14 多输入自适应均衡单元

15 噪声预测器

16 检测单元

17 延迟单元

18 均衡误差计算单元

19 白化系数更新单元

21至24 自适应均衡器

30-1至30-(L-1) 延迟单元

31-0至31-(L-1) 乘法器

34 加法器

32-0至32-(L-1) 计算器

33-0至33-(L-1) 积分器

41-1至41-N 延迟单元

42-1至42-N 乘法器

43 加法器

51-(v) 存储区域

52-(v) 延迟单元

53-(v) 加法器

54-(v)、55 开关

56-(u) 存储区域

57-(u)、58 开关

100 光盘

101 光学拾取器

102 主轴电机

103 螺纹机构

104 矩阵电路

105 数据检测处理单元

106 摆动信号处理电路

107 编码/解码单元

108 主机I/F

109 地址解码器

110 系统控制器

111 光学块伺服电路

112 主轴伺服电路

113 激光驱动器

114 写策略单元

115 螺纹驱动器

116 ADIP解调处理单元

117 主轴驱动器

118 驱动器

200 主机装置

301、302 延迟单元

304至306 乘法器

307 加法器

320 维特比解码器

330-pq ACS单元

350 均衡参考存储单元

371-1至371-N 延迟单元

372-1至372-N 乘法器

373 加法器

390 白化参考存储单元

411至413 信号再现单元

901 总线

902 CPU

903 ROM

904 RAM

905 硬盘

906 输出单元

907 输入单元

908 通信单元

909 驱动器

910 输入/输出接口

911 可移除记录介质。

Claims

1.一种信号处理装置，包括：

均衡单元，被配置为对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；和

解码单元，被配置为对通过PR均衡而获得的均衡信号执行最大似然解码。

2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其中，所述解码单元通过所述多元码的编码规则来限制网格状态和分支，并执行所述最大似然解码。

3.根据权利要求1所述的信号处理装置，还包括：

存储单元，被配置为具有存储区域，在所述存储区域中，对于用于分支度量计算的参考电平，存储值根据通过与PR的卷积计算获得的初始值来更新的所述参考电平，并且所述存储区域通过路径存储器的存储值来寻址，所述路径存储器存储与到达所述网格状态的路径相对应的所述多元码的序列；

4.根据权利要求3所述的信号处理装置，其中，所述存储单元是存储均衡参考电平的均衡参考存储单元，所述均衡参考电平是所述均衡信号的参考电平，并且

5.根据权利要求4所述的信号处理装置，其中，根据所述均衡误差更新用于所述PR均衡的滤波器系数。

6.根据权利要求3所述的信号处理装置，还包括：

噪声预测器，被配置为白化包含在所述均衡信号中的噪声；

其中，所述解码单元对作为白化后的均衡信号的白化信号执行所述最大似然解码；并且

7.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，所述存储单元是白化参考存储单元，所述白化参考存储单元存储作为所述白化信号的参考电平的白化参考电平，并且

其中，所述白化参考电平根据所述噪声预测器的所述滤波器系数来更新。

8.根据权利要求6所述的信号处理装置，其中，根据所述均衡误差更新用于所述PR均衡的滤波器系数。

9.根据权利要求3所述的信号处理装置，其中，从所述存储单元读取所述参考电平受到所述多元码的编码规则的限制。

10.根据权利要求1所述的信号处理装置，其中，所述再现信号是通过接收照射到记录有所述多元码的光学记录介质的多个相邻轨道的光的反射光而获得的信号。

11.根据权利要求10所述的信号处理装置，其中，所述再现信号包括从通过接收所述反射光而获得的所述信号获得的多个再现信号。

12.一种信号处理方法，包括：

对ML值≥3的多元码的再现信号执行部分响应(PR)均衡；以及

对通过PR均衡获得的均衡信号执行最大似然解码。

13.一种程序，使计算机用作：