CN114760638A - 一种适用于扩频msk基带信号匹配滤波器的实现方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法。利用MSK基带信号的周期对称性，首先分组进行基本码元的匹配滤波、移位存储和抽取，获得各分组的基本码元的分段匹配相关结果；然后按照时间顺序以及与MSK扩频序列对应的变换图样，对各分组的基本码元的分段匹配相关结果进行分组选择和极性变换，获得扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果；最后对扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果进行流水线累加，得到与传统并行匹配滤波一致的结果。本发明提出的分组的基本码元的匹配滤波方法，大幅减少了对乘法器资源的占用，并且克服了MSK基带信号码元偏置的影响，便于构造复数滤波器。

Description

一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法
技术领域
本发明属于数字通信信号处理技术领域，具体涉及一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法。
背景技术
最小频移键控(Minimum Shift Keying，MSK)具有相位连续、包络恒定以及频带利用率高的优点。当与直接序列扩频技术相结合，展现出优于扩频BPSK(Binary Phase ShiftKeying，二进制相移键控)系统的性能。扩频MSK系统通常采用匹配相关的解扩方法，可以获得直接序列扩频的抗干扰能力。但在执行匹配相关解扩前，必须先确定扩频序列的起始位置。在低信噪比条件下，通常采用匹配滤波的方法，搜索固定扩频序列的相关峰来进行确定。
众所周知，匹配滤波器的冲激响应就是输入信号在时间上的镜像。假设扩频序列由K个码元组成，每个码元R倍过采样，则在接收端进行匹配滤波时，每输入1个采样点，匹配滤波器就需要执行KR次乘法运算。在对速率要求不高的应用场景中，尚能利用串行方式来减少匹配滤波器占用的乘法器数量。但在实时性较高的高速通信系统中，只能采取其它的有效方法来降低匹配滤波器的硬件实现复杂度。
比如在扩频BPSK系统中，申请公布号为CN102176666A的中国专利申请利用1个码元长度的方波作为匹配滤波波形，是以牺牲系统的信噪比性能为代价，达到简化硬件实现的目的。又比如在扩频MSK系统中，申请公布号为CN108347259A的中国专利申请则是将码元的过采样倍数降至1，更是将匹配滤波系数也固定在±1，这样不仅无法提供准确的定时相位，也没有在码元周期内尽可能多地收集信号能量，所以不能充分利用直接序列扩频的抗干扰能力。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，不仅要显著降低硬件实现复杂度，而且在功能上应与传统并行匹配滤波器等效。
技术方案：为实现上述目的，本发明公开了一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，包括：
步骤1，利用MSK基带信号的周期对称性，对余弦波形和/或正弦波形的码元进行分组，获得每个分组的基本码元；
步骤2，根据每个分组的基本码元对扩频MSK基带信号的同相支路和/或正交支路进行匹配滤波，获得每组基本码元的匹配滤波结果；
步骤3，对每组基本码元的匹配滤波结果进行抽取，获得基本码元的分段匹配相关结果；
步骤4，按照时间顺序以及与MSK扩频序列对应的变换图样，对各分组的基本码元的分段匹配相关结果进行分组选择和极性变换，获得扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果；
步骤5，对扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果进行流水线累加，获得扩频MSK基带信号的匹配滤波结果，该结果与传统并行匹配滤波一致。
优选地，所述方法适用于余弦分组滤波器和/或正弦分组滤波器，所述余弦分组滤波器和/或正弦分组滤波器用于对扩频MSK基带信号进行复数匹配滤波。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器，由系数不同的2个基本码元匹配滤波器组成。步骤1包括：选取余弦波的第1和第2个四分之一周期，用作余弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值产生2组滤波器系数；同样选取正弦波的第1和第2个四分之一周期，用作正弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值产生2组滤波器系数。
优选地，根据余弦波和/或正弦波的幅值产生2组滤波器系数包括在余弦波和/或正弦波的每个基本码元上均匀选取R个点，根据所述R个点的幅值产生滤波器系数，R表示过采样倍数，即每组滤波器的阶数均等于过采样倍数。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器中，步骤2包括系数不同的2个基本码元匹配滤波器同时工作，匹配滤波结果分别存放至2组移位存储器。移位存储器的级数等于MSK扩频序列的长度乘以过采样倍数。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器中，步骤3包括在每个采样时刻对2组移位存储器中的全部内容进行抽取，抽取倍数等于过采样倍数，抽取数量等于MSK扩频序列的长度。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器中，步骤4包括在每个采样时刻对抽取出的2组基本码元的分段匹配相关结果，按照时间顺序交替选择，组合成1组基本码元的分段匹配相关结果，并且每完成1次正向交替，极性反转开关也开关1次，对交替选择出的基本码元分段匹配相关结果进行极性变换。
优选地，步骤4中MSK扩频序列是按照MSK调制原理将原始扩频序列转换获得的包含IQ支路的MSK扩频序列。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器中，步骤4还包括在每个采样时刻对由时间顺序交替选择和极性变换后的基本码元分段匹配相关结果，按照MSK扩频序列的I支路码元或Q支路码元再次进行极性变换。
优选地，所述方法的复数匹配滤波的余弦或正弦分组滤波器中，步骤5包括在每个采样时刻对完成2次极性变换后得到的扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果进行流水线累加。
本发明的有益效果是：本发明提出一种分组的基本码元的匹配滤波方法，用于扩频MSK基带信号的并行匹配滤波。其中，基本码元的匹配滤波方法利用了MSK基带信号的周期对称性，可以大幅减少对乘法器资源的占用；而分组的方法可以克服MSK基带信号码元偏置的影响，在不同支路同时输出有效的基本码元分段匹配相关结果，便于构造复数滤波器，本发明的创新之处正在于此。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明做更进一步的具体说明，本发明的上述和/或其他方面的优点将会变得更加清楚。
图1是复数滤波器结构图。
图2是分组滤波器结构图。
图3是单个分组中的滤波示意图。
图4是单个分组中的移位存储和抽取示意图。
图5是分组选择和极性变换的示意图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步说明，但本发明的保护范围不限于此。
假设在扩频MSK系统中，长度K的扩频序列经过MSK基带调制，得到扩频MSK基带信号同相或正交支路上的K个码元。若每个码元R倍过采样，则在接收端进行匹配滤波时，每输入1个采样点，匹配滤波器就需要执行KR次乘法运算。如果同时考虑同相正交支路，对于复数滤波器就需要4KR次乘法运算。本实施例中，K＝128，R＝5。
由MSK信号正交调制原理可知，原始码元(原始扩频序列)ak经过差分编码和串并变换后，变成上下支路的码元(MSK扩频序列)pk和qk，再分别乘上余弦形加权函数coS(πt/2TB)和正弦形加权函数sin(πt/2TB)，就得到MSK信号同相分量和正交分量的包络，即扩频MSK基带信号的同相支路和正交支路。其中，k表示码元序号，TB表示码元宽度。
假设接收机载波理想同步，不考虑载波频偏和相差的情况下，以正交支路为例，此时仅进行正弦滤波即可。匹配滤波时正弦函数与正交支路输入信号r(i)需要并行地执行KR次乘法运算，
Figure BDA0003624051080000041
其中，c(i)表示匹配滤波结果，i表示输入采样序列的当前序号，n表示本地MSK扩频序列序号，
Figure BDA0003624051080000042
表示向下取整。考虑到qk每隔2个码元才能变化，可以按照2个码元的间隔长度将式(1)分段，得到
Figure BDA0003624051080000043
又利用正弦函数的周期对称性，
Figure BDA0003624051080000044
式(2)转化为
Figure BDA0003624051080000045
可以看到，在经过分段和对称处理后，式(1)中原本K个码元的完整相关运算，转化为式(4)中K/2段信号(每段2个码元)的分段相关结果的累加。因为参与相关计算的正弦函数在各段中的波形同为正弦波的半个周期，且各段之间在时间上互不重叠，所以并行乘法器的数量也就从之前的KR个骤减至现在的2R个。
只需要将正弦波的半个周期作为基本码元，在其上均匀选取2R个点，根据它们的幅值产生滤波器系数。用此滤波器对输入信号进行滤波，输出的就是连续滑动的基本码元匹配滤波结果。接着对滤波器输出进行2R倍抽取，因为信号分段的长度为2个码元，所以连续抽取出K/2个基本码元的分段匹配相关结果，在时间上的跨度正好为K个码元。最后，这K/2个基本码元的分段匹配相关结果先根据时间顺序以及支路码元进行极性变换，再全部累加起来即可得到与传统并行匹配滤波一致的结果。
同相支路也进行同样处理。又注意到MSK基带信号的同相正交码元是偏置的，所以在最终合成同相正交支路的结果时，需要将同相支路的结果先延迟1个码元周期。
但在接收机载波相位没有理想同步的情况下，需要对扩频MSK基带信号进行复数滤波，即同相正交支路均需进行余弦滤波和正弦滤波，MSK基带信号码元偏置的影响已无法再简单消除。故将分段间隔均设定为1个码元的长度，以便余弦滤波和正弦滤波能在码元结束时刻同时输出有效的分段相关结果。仍以正交支路中的正弦滤波为例，此时式(1)变为
Figure BDA0003624051080000051
可以看到，参与相关计算的正弦函数在每个分段中的波形不再固定，表现为正弦波不同的四分之一周期。同样利用正弦函数的周期对称性，式(5)可以转化为
Figure BDA0003624051080000052
式(6)等号右边的4个相加项中，第1项和第3项中的正弦函数正好互为相反，第3项的负号已被提至累加符号外，同样的情况也存在于第2项和第4项。
为此，选取正弦波的第1和第2个四分之一周期，这2段波形均作为基本码元，在其上分别均匀选取R个点，根据它们的幅值产生2组滤波器系数。2个滤波器同时工作，且对2个滤波器的输出同时进行R倍抽取，但交替选择它们的抽取结果，这样就实现了按照1个码元长度分段相关的计算，即本发明提出的分组的基本码元的匹配滤波方法。而且上面的讨论也同样适用于余弦波，便于余弦滤波和正弦滤波能在码元结束时刻同时输出有效的基本码元分段匹配相关结果。
综上所述，本发明采用图1的结构对扩频MSK基带信号进行复数的匹配滤波，同相支路和正交支路中均包含余弦分组滤波器和正弦分组滤波器。
根据式(6)所示的计算原理，图1中的余弦分组滤波器或正弦分组滤波器，可以通过分组滤波、移位存储和抽取、分组选择和极性变换、以及流水线累加来完成，如图2所示。
余弦分组滤波器和正弦分组滤波器之间的唯一区别，仅在于滤波器系数不同。选取余弦波的第1和第2个四分之一周期，用作余弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值产生2组滤波器系数；同样选取正弦波的第1和第2个四分之一周期，用作正弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值也产生2组滤波器系数。以正弦分组滤波器为例，假设过采样倍数R为5，则第1组系数为{sin 5π/10，sin 4π/10，sin 3π/10，sin 2π/10，sinπ/10}，第2组系数为{0，sin 9π/10，sin 8π/10，sin 7π/10，sin 6π/10}。每个分组中的滤波过程如图3所示，图中x＝1，2，表示分组标号，hx，0……hx，R-1表示每个分组的滤波系数，cx(i)表示每个分组的匹配滤波结果。
在上述余弦或正弦分组滤波器中，系数不同的2个滤波器同时工作，滤波结果分别存放至2组移位存储器，每组移位存储器的级数均等于MSK扩频序列长度K乘以过采样倍数R。在每个采样时刻对2组移位存储器的全部内容进行抽取，抽取倍数等于过采样倍数R，抽取数量等于MSK扩频序列长度K。每个分组中的移位存储和抽取的过程如图4所示。
在上述余弦或正弦分组滤波器中，2个分组在每个采样时刻都抽取出了MSK扩频序列长度K的基本码元分段匹配相关结果，还需要按照时间顺序交替选择，组合成1组基本码元的分段匹配相关结果，并且每完成1次正向交替，极性反转开关也开关1次，对交替选择出的基本码元分段匹配相关结果进行极性变换。如在某采样时刻，假设2个分组抽取出的基本码元的分段匹配相关结果分别为
c1，0，c1，1，c1，2，c1，3，c1，4，c1，5，c1，6，c1，7，c1，8，c1，9，…，c1，K-1
c2，0，c2，1，c2，2，c2，3，c2，4，c2，5，c2，6，c2，7，c2，8，c2，9，…，c2，K-1
经过交替选择和极性变换处理后得到
c1，0，c2，1，-c1，2，-c2，3，c1，4，c2，5，-c1，6，-c2，7，c1，8，c2，9，…，-c1，K-2，-c2，K-1
这里假设K为4的整倍数。
接着按照支路码元再次进行极性变换。根据MSK调制原理，将原始扩频序列ak转换为I支路码元pk或Q支路码元qk的方法为
Figure BDA0003624051080000071
其中，
Figure BDA0003624051080000072
表示第k个码元的相位，初始参考值等于0，递归变化式为
Figure BDA0003624051080000073
假设原始扩频序列为
ak：+1，+1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1，…
转换得到的I支路码元和Q支路码元为
pk：+1，+1，+1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，+1，…
qk：+1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，-1，+1，+1，…
若以余弦分组滤波器为例，则按照I支路码元pk极性变换后的基本码元的分段匹配相关结果为
c1，0，c2，1，-c1，2，c2，3，-c1，4，-c2，5，c1，6，c2，7，-c1，8，c2，9，…
在原始扩频序列对于接收机固定已知的情况下，I支路码元和Q支路码元可以预先计算。对各分组的基本码元的分段匹配相关结果进行分组选择和极性变换的过程如图5所示。
在上述余弦或正弦分组滤波器中，最后环节是通过流水线方式，将已完成极性变换后的扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果全部累加起来，即可得到与传统并行匹配滤波一致的结果。在本实施例中，扩频序列的长度为128，则在每个采样时刻输出128个基本码元的分段匹配相关结果，累加过程需要7级流水线，即第1级流水线128个加数得到64个和，第2级流水线64个加数得到32个和，依此类推，共7级流水线可以得到最后的总和。
本发明提供了一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，具体实现该技术方案的方法和途径很多，以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (10)

1.一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，包括：
步骤1，利用MSK基带信号的周期对称性，对余弦波形和/或正弦波形的码元进行分组，获得每个分组的基本码元；
步骤2，根据每个分组的基本码元对扩频MSK基带信号的同相支路和/或正交支路进行匹配滤波，获得每组基本码元的匹配滤波结果；
步骤3，对每组基本码元的匹配滤波结果进行抽取，获得基本码元的分段匹配相关结果；
步骤4，按照时间顺序以及与MSK扩频序列对应的变换图样，对各分组的基本码元的分段匹配相关结果进行分组选择和极性变换，获得扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果；
步骤5，对扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果进行流水线累加，获得扩频MSK基带信号的匹配滤波结果。
2.根据权利要求1所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，适用于余弦分组滤波器和/或正弦分组滤波器，所述余弦分组滤波器和/或正弦分组滤波器用于扩频MSK基带信号的复数匹配滤波。
3.根据权利要求2所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，所述余弦分组滤波器和/或正弦分组滤波器均包括系数不同的2个基本码元匹配滤波器，步骤1包括：选取余弦波的第1和第2个四分之一周期，用作余弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值产生2组滤波器系数；同样选取正弦波的第1和第2个四分之一周期，用作正弦分组滤波器的基本码元，根据它们的幅值产生2组滤波器系数。
4.根据权利要求3所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，根据余弦波和/或正弦波的幅值产生2组滤波器系数包括在余弦波和/或正弦波的每个基本码元上均匀选取R个点，根据所述R个点的幅值产生滤波器系数，R表示过采样倍数，即每组滤波器的阶数均等于过采样倍数。
5.根据权利要求4所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤2包括系数不同的2个基本码元匹配滤波器同时工作，匹配滤波结果分别存放至2组移位存储器；移位存储器的级数等于MSK扩频序列的长度乘以过采样倍数。
6.根据权利要求5所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤3包括在每个采样时刻对2组移位存储器中的全部内容进行抽取，抽取倍数等于过采样倍数，抽取数量等于MSK扩频序列的长度。
7.根据权利要求6所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤4包括在每个采样时刻对抽取出的2组基本码元的分段匹配相关结果，按照时间顺序交替选择，组合成1组基本码元的分段匹配相关结果，并且每完成1次正向交替，极性反转开关也开关1次，对交替选择出的基本码元分段匹配相关结果进行极性变换。
8.根据权利要求7所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤4中MSK扩频序列是按照MSK调制原理将原始扩频序列转换获得的包含IQ支路的MSK扩频序列。
9.根据权利要求8所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤4还包括在每个采样时刻对由时间顺序交替选择和极性变换后的基本码元分段匹配相关结果，按照MSK扩频序列的I支路码元或Q支路码元再次进行极性变换。
10.根据权利要求9所述的一种适用于扩频MSK基带信号匹配滤波器的实现方法，其特征在于，步骤5包括在每个采样时刻对完成2次极性变换后得到的扩频MSK基带信号的分段匹配相关结果进行流水线累加，获得扩频MSK基带信号的匹配滤波结果。
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