CN114650035A - 一种高精度电压型张弛振荡器 - Google Patents

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马莹晨
万美琳
章珍珍
张寅�
贺章擎
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Abstract

本发明公开一种高精度电压型张弛振荡器，包括：基准电流源；带隙基准电压源；三端输入双端输出比较器，其中三端输入包括一个接基准电压VREF的正端输入和两个分别接电容C1和C2正端的负端输入，两个负端输入与正端输入的比较结果分别为比较器的两个输出信号。两个电容C1和C2，它们的负端均接地，正端分别接比较器的两个负端输入；数字控制电路，由两个或非门构成的锁存器(latch)以及两个反相器构成。电压型张弛振荡器采用的比较器为双端输出结构，不需要额外采用D触发器进行采样和分频，控制逻辑只采用了两个或非门组成的latch以及两个反相器，提高了电压型张弛振荡器的输出频率，减小了电路的功耗以及版图面积。

Description

一种高精度电压型张弛振荡器
技术领域
本发明涉及高精度电压型张弛振荡器，具体为具有正负温度系数互补的电阻，三端输入双端输出比较器结构，数字控制电路仅包括一个latch和两个反向器，属于模拟集成电路设计技术领域。
背景技术
片上晶振的类型主要包括晶体振荡器、环形振荡器、LC振荡器和张弛振荡器。晶体振荡器输出频率相对于其他三种振荡器精度最高，但晶体振荡器的成本高、功耗大，且频率偏低，通常用于对振荡器频率精度要求高的领域。环形振荡器电路较为简单，容易振荡并且容易集成，但是它频率精度不高，因此常作为时钟源，在低频或者中频通信系统中广泛使用。LC振荡器由电容和电感构成，由于电感在集成电路中不易集成，因此，LC振荡器主要用于射频领域。而张弛振荡器电路采用恒定的电流对电容进行充放电，通过改变充电电流或者电容的大小即可实现振荡频率的调整。同时，在张弛振荡器中采用了比较器的结构，可以很好地降低开关的非线性，具有较好的温度稳定性，因此张弛振荡器常为时钟源的首选，本发明也将针对张弛振荡器进行优化和设计。
张弛振荡器又分为电流型张弛振荡器和电压型张弛振荡器，虽然电流型张弛振荡器需要的功耗更小，但是由于电流型张弛振荡器并未采用比较器结构，因此其稳定性低于电压型张弛振荡器。而电压型张弛振荡器便于片上集成，输出频率稳定性高，结构简单，易实现，本发明主要对电压型张弛振荡器进行研究。
传统的电压型张弛振荡器结构如图1。电路主要由恒流源I1和I2，开关管MP1和MN1，高门限比较器COMP1，低门限比较器COMP2以及逻辑控制电路构成。
其工作原理为：刚开始上电时，电路处于充电状态，电容C所存储的电荷为0，因此有VC<VL，此时开关管MP1导通，MN1截止，电流源I2不工作，电流源I1开始对电容C进行充电，当充电至VC>VH时，a＝0，b＝1，控制逻辑将使Q＝1，此时振荡器电路开始进入放电状态，开关管MP1截止，MN1导通，电流源I1停止工作，电流源I2开始抽取电容C上的电荷，VC逐步降低。当VC<VL时，再次进入充电状态。如此，通过不断对电容进行充放电，输出Q也将对应产生方波信号，该信号也即电压型张弛振荡器电路的输出信号。
传统的电压型张弛振荡器需要低门限电压和高门限电压产生电路，因此电路不仅需要带隙基准电路来产生基准电压，还需要增加电路来产生高门限电压和低门限电压，从而导致芯片功耗、面积和成本的增加。为了解决上述问题，穆新华等人提出了只采用一个基准电压与两个容值相同的充电电容两端电压分别进行比较，获得输出振荡信号，如图2。
图2中VREF是由带隙基准电压源产生的，为振荡电路提供翻转阈值，Ibias为基准电路产生的与温度无关的电流，M17和M18采用电流镜的结构给比较器提供尾电流，M7和M8作为三端口比较器的差分对管的反向端，M11、M12和M13、M14作为正向端。
当电路刚开始工作时，CLK2为低电平，CLK1为高电平，电容C2开始储存电荷，电容C1开始释放电荷，当电容C2上端电压大于VREF时，M4栅极电压被快速拉低，比较器输出电压为高(A点变为高电平)。由于比较器输出信号经整形后作为D触发器的时钟信号，当A为高电平时，D触发器发生翻转，RS触发器将CLK1置为低电平，CLK2置为高电平，电容C2开始释放电荷，电容C1开始储存电荷，当电容C1上端电压大于VREF时，M4栅极电压被快速拉低，比较器输出电压再次为高，实现下半周期的振荡。通过对电容不断的充放电，最终形成产生振荡器的输出信号为CLK1。
穆新华等人提出的电压型张弛振荡器虽然对比较器进行了优化，比较器采用三端输入单端输出的结构，但是其为单端输出，相比于双端差分输出比较器输出极点频率低，输出摆幅小，同时，实际输出信号为振荡信号的二分频信号，减小了可用的频率范围。并且电路的逻辑控制电路采用了施密特反相器和D触发器，增加了电路的功耗和版图的面积。因此，一种更优化的高精度电压型张弛振荡器被提出。
发明内容
本发明针对背景技术所述问题，为了提高输出信号摆幅，提升输出信号频率，避免D触发器和施密特反相器的使用，提出了一种高精度电压型张弛振荡器，其基于三端输入双端输出的比较结构，只采用一个输入参考电压VREF，在数字控制逻辑中不需要加入额外的D触发器产生二分频信号。在功耗和充放电电容与穆新华等人提出的电压型张弛振荡器相同的情况下，本发明所提出的电压型张弛振荡器输出频率可以达到穆新华等人提出的电压型张弛振荡器的两倍，并且控制逻辑只采用了两个或非门组成的latch以及两个反相器，相对于穆新华等人提出的电压型张弛振荡器逻辑控制结构大大简化。
为了达到上述目的，本发明采用以下方案：一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，包括：基准电流源、带隙基准电压源、三端输入双端输出比较器，其中三端输入包括一个接基准电压VREF的正端输入和两个分别接电容C1和C2正端的负端输入，两个负端输入与正端输入的比较结果分别为比较器的两个输出信号；两个电容C1和C2，它们的负端均接地，正端分别接比较器的两个负端输入；数字控制电路，由两个或非门构成的锁存器latch以及两个反相器构成，其中两个或非门分别为I1和I2，或非门I1的输出端接或非门I2的其中一个输入端，或非门I1的其中一个输入端接或非门I2的输出端，或非门I1的输出端为最终锁存器的输出端从而构成锁存器，或非门I1的另外一端接电容C2正端和VREF比较之后的输出信号，或非门I2的另外一端接电容C1正端和VREF比较之后的输出信号；
电路刚开始工作时，C1和C2电容两端的电荷都为0，比较器的两个输出都为0，锁存器保持原有的工作状态不变，电流源开始对电容C1进行充电，电容C2进行快速放电；当电容C1两端电压差到达VREF时，比较器连接VREF的正端支路与接电容C1的负端支路进行比较，输出信号发生翻转，锁存器的输入信号分别为0和1，输出信号为1，控制开关管对电容C1进行快速放电，并采用基准电流对C2进行充电；当电容C2两端电压差到达VREF时，比较器连接VREF的正端支路与接电容C2的负端支路进行比较，比较器的输出信号发生翻转，锁存器的输入信号分别为1和0，输出信号为0，控制开关管对电容C2进行快速放电，并采用基准电流对C1进行充电，所得的锁存器输出信号经过两级反相器整形控制电容的充放电并产生振荡器的输出信号。
进一步的，所述基准电流源采用正负温度互补的电阻，来减小因为温度的影响带来电流的偏差。
进一步的，所述带隙基准电压源采用一阶带隙基准电压源，基于采用负反馈环路获得具有不同电流密度的两个BJT晶体管射极-基极之间的电压差值，所述电压差值具有一阶线性正温度系数，电压差值用于对BJT晶体管的射极-基极电压的一阶负温度项进行补偿。
进一步的，所述比较器采用三端输入双端输出的比较结构，只采用一个输入参考电压VREF，并且，三端输入双端输出的比较结构相对于三端输入单端输出的比较结构能够增加输出极点频率和输出摆幅。
进一步的，所述数字控制电路采用一个latch和两个反向器，数字控制逻辑中不需要加入额外的D触发器产生二分频信号，能够增大输出的频率，并且简化数字控制逻辑。
本发明的有益效果为：
首先，本发明提出了带有正负温度互补的电阻的基准电流源，减小因为温度的影响带来电流的偏差；其次，本发明提出了只有一个基准电压VREF的三端输入双端输出的比较结构比较器，可以增加输出极点频率和输出摆幅；最后，本发明提出了简单的数字控制电路，数字电路仅采用一个latch和两个反向器，避免了D触发器的使用，可以增加输出频率，并且减少版图面积和电路功耗。
附图说明
图1是传统的电压型张弛振荡器结构示意图；
图2是仅采用一个基准电压的电压型张弛振荡器电路示意图；
图3是本发明所提出的电压型张弛振荡器结构图示意图；
图4是本发明所提出的电压型张弛振荡器工作状态示意图；
图5是本发明所提出的电压型张弛振荡器状态1电路示意图；
图6是本发明所提出的电压型张弛振荡器状态2电路示意图；
图7是基准电压、基准电流产生模块示意图；
图8是TT工艺角下本发明所提出的电压型张弛振荡器输出信号波形示意图；
图9是SS工艺角下本发明所提出的电压型张弛振荡器输出信号波形示意图；
图10是FF工艺角下本发明所提出的电压型张弛振荡器输出信号波形示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施实例对本发明进行进一步说明，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换或改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内，本技术方案中未详细述及的，均为公知技术。
以下结合附图和具体实施实例对本发明进行进一步说明：
本发明设计的电压型张弛振荡器结构如图3，由带隙基准电压源产生的VREF为震荡电路的翻转阈值，I1和I2为基准电路产生的与温度无关的电流，MN1到MN4构成电流镜。MN8栅极为三端输入比较器的负端，MN7和MN9栅极分别为三端输入比较器的正端。MP1，MN2和MP5，MN4构成了比较器的第二级运算放大器，整个比较器的增益为：gMN7(rON7//rOP2)gMP1(rOP1//rON2)，比单级运算放大器增大了gMP1(rOP1//rON2)倍，较大的增益可以增加比较器输出信号A1和B1的输出摆幅。
电压型张弛振荡器的工作状态图如图4。其中A为C1电容上极板的电压，B为C2电容上极板的电压，OSCOUT为本发明所设计的电压型张弛振荡器输出信号。
状态1：电路刚开始工作时如图5，电容C1和C2两端存储电荷为0。
Figure BDA0003530075000000071
为低电平，
Figure BDA0003530075000000072
为高电平，此时电流源I2开始对电容C1进行充电，当C1两端电压到达VREF时，电路跳转到状态2，不再对C1进行充电，因此，状态1的持续时间，也即C1的充电时间T1为；
Figure BDA0003530075000000073
状态2：当电容C1上极板充电到大于VREF时，电路将进入状态2，如图6。此时A点电压大于VREF，A1输出电压为高电平，B1输出电压保持低电平，
Figure BDA0003530075000000074
输出电压为高电平，
Figure BDA0003530075000000075
输出电压为低电平。此时MN5迅速对C1进行放电，同时电流源I2开始对电容C2进行充电。类似地，当电容C2两端的电压差大于VREF时，电路将跳出状态2，状态2的持续时间也即C2的充电时间T2为：
Figure BDA0003530075000000081
最终电路在状态1和状态2中切换，由公式(1)和(2)可以得到振荡器的频率为：
Figure BDA0003530075000000082
在实际设计中，电容充放电电流会随着温度发生变化，因此，本发明为了获得不随温度变化的电流源I2，在进行带隙基准电压源设计的过程中，采用了正负温度系数互补的电阻来同时获得与温度无关的电容充放电电流I2，如图7。其中电阻R1为正温度系数电阻，R2为负温度系数电阻，带隙基准产生的电压VREF为1.2V，可以得到IREF为：
Figure BDA0003530075000000083
所设计的张弛振荡器基于SMIC 180nm标准CMOS工艺进行设计，并采用CadenceSpectre进行仿真，后仿真结果如下。
TT工艺角情况下的仿真波形如图8，可以看出当温度为-40℃时，振荡器的输出信号周期为253.0978ns；当温度为25℃时，振荡器的输出信号周期为249.0877ns；当温度为85℃时，振荡器的输出信号周期为249.3479ns；当温度为125℃时，振荡器的输出信号周期为248.3096ns；可以得到在TT工艺角下振荡器输出频率的误差约为1.9％。
SS工艺角仿真波形如图9，可以看出当温度为-40℃时，振荡器的输出信号周期251.7255ns；当温度为25℃时，振荡器的输出信号周期为251.0746ns；当温度为85℃时，振荡器的输出信号周期为247.5652ns；当温度为125℃时，振荡器的输出信号周期为248.3610ns；可以得到在SS工艺角下振荡器输出频率与TT工艺角，温度为25℃时的误差最大为1.05％。
FF工艺角仿真波形如图10，可以看出当温度为-40℃时，振荡器的输出信号周期为251.6011ns；当温度为25℃时，振荡器的输出信号周期为251.1238ns；当温度为85℃时，振荡器的输出信号周期为248.8081ns；当温度为125℃时，振荡器的输出信号周期为247.0087ns；可以得到在FF工艺角下振荡器输出信号周期的误差大约为1.00％。
由此，实现了本发明所提出的一种输出频率为4MHz，在温度变化范围为-40℃～125℃时，输出信号的频率误差为1.9％的电压型张弛振荡器，其基于三端输入双端输出的比较结构，只采用一个输入参考电压VREF，在数字控制逻辑中不需要加入额外的D触发器产生二分频信号。可以看出在图3中，当采用MN7到MN9、MP2到MP4构成的三端输入双端输出的比较结构后，电路只需要使用一个输入参考电压VREF，且避免了在数字控制逻辑中引入额外的二分频电路，提升了输出频率，降低了电路功耗。实现了高精度、低成本的电压型张弛振荡器的设计。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，包括：基准电流源、带隙基准电压源、三端输入双端输出比较器，其中三端输入包括一个接基准电压VREF的正端输入和两个分别接电容C1和C2正端的负端输入，两个负端输入与正端输入的比较结果分别为比较器的两个输出信号；两个电容C1和C2，它们的负端均接地，正端分别接比较器的两个负端输入；数字控制电路，由两个或非门构成的锁存器latch以及两个反相器构成，其中两个或非门分别为I1和I2，或非门I1的输出端接或非门I2的其中一个输入端，或非门Il的其中一个输入端接或非门I2的输出端，或非门I1的输出端为最终锁存器的输出端从而构成锁存器，或非门I1的另外一端接电容C2正端和VREF比较之后的输出信号，或非门I2的另外一端接电容C1正端和VREF比较之后的输出信号；
电路刚开始工作时，C1和C2电容两端的电荷都为0，比较器的两个输出都为0，锁存器保持原有的工作状态不变，电流源开始对电容C1进行充电，电容C2进行快速放电；当电容C1两端电压差到达VREF时，比较器连接VREF的正端支路与接电容C1的负端支路进行比较，输出信号发生翻转，锁存器的输入信号分别为0和1，输出信号为1，控制开关管对电容C1进行快速放电，并采用基准电流对C2进行充电；当电容C2两端电压差到达VREF时，比较器连接VREF的正端支路与接电容C2的负端支路进行比较，比较器的输出信号发生翻转，锁存器的输入信号分别为1和0，输出信号为0，控制开关管对电容C2进行快速放电，并采用基准电流对C1进行充电，所得的锁存器输出信号经过两级反相器整形控制电容的充放电并产生振荡器的输出信号。
2.根据权利要求1所述的一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，所述基准电流源采用正负温度互补的电阻，来减小因为温度的影响带来电流的偏差。
3.根据权利要求1所述的一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，所述带隙基准电压源采用一阶带隙基准电压源，基于采用负反馈环路获得具有不同电流密度的两个BJT晶体管射极-基极之间的电压差值，所述电压差值具有一阶线性正温度系数，电压差值用于对BJT晶体管的射极-基极电压的一阶负温度项进行补偿。
4.根据权利要求1所述的一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，所述比较器采用三端输入双端输出的比较结构，只采用一个输入参考电压VREF，并且，三端输入双端输出的比较结构相对于三端输入单端输出的比较结构能够增加输出极点频率和输出摆幅。
5.根据权利要求1所述的一种高精度电压型张弛振荡器，其特征在于，所述数字控制电路采用一个latch和两个反向器，数字控制逻辑中不需要加入额外的D触发器产生二分频信号，能够增大输出的频率，并且简化数字控制逻辑。
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