CN114629331B - 开关电源控制电路及电源芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源控制电路及电源芯片。其中，所述开关电源控制电路包括信号转换模块；所述信号转换模块用于获取输入电压并输出参考信号，所述参考信号随着所述输入电压的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压的增加而减少。所述参考信号用于驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系。如此配置，使得所述开关电源控制电路对应的固定导通时间在高压段兼具了完全固定导通时间模式和导通时间与输入电压反比模式的优点，解决了现有技术中，固定导通时间模式中的导通时间与输入电压之间的函数关系设置不够合理，从而导致电源电路在部分工况下的存在缺陷的问题。

Description

开关电源控制电路及电源芯片

技术领域

本发明涉及电源芯片技术领域，特别涉及一种开关电源控制电路及电源芯片。

背景技术

常见的开关电源的控制方法有PWM（Pulse Width Modulation 脉宽调制）模式，PFM（Pulse frequency modulation 脉冲频率调制）模式，COT（Constant On Time 固定导通时间）模式。固定导通时间模式控制方法是控制功率管的导通时间恒定，关断时间由其他控制电路进行控制，以实现调节输出电压的目的。

固定导通时间模式控制电路简单，补偿容易，因而有着广泛的应用。

通常所谓的固定导通时间是指在某一条件下，即外围器件配置及输入输出条件确定时，其导通时间是固定的；不一定指在所有条件下都要固定导通时间。

对于导通时间是完全固定的方式（不随其他条件而改变），在BUCK降压电路的情况下，当输入电压变时，开关引脚的输出频率也会随之变化；考虑输出电压固定，则开关频率与输入电压呈反比关系。从实际应用角度，对宽电压应用有较大的影响，原因是相对高压时，频率下降比较严重，导致需要的电感感量要很大。

另外，目前还有一种技术，使导通时间与输入电压成反比，这样，开关频率就为定值，这种方案的缺点则是高压下交越损耗较大，不利于提高系统效率。

总之，现有技术中，固定导通时间模式中的导通时间与输入电压之间的函数关系设置不够合理，从而导致电源电路在部分工况下的存在缺陷。。

发明内容

本发明的目的在于提供一种开关电源控制电路及电源芯片，以解决现有技术中，固定导通时间模式中的导通时间与输入电压之间的函数关系设置不够合理，从而导致电源电路在部分工况下的存在缺陷的问题。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种开关电源控制电路，所述开关电源控制电路包括信号转换模块和导通时长实现模块。

所述信号转换模块用于获取输入电压并输出参考信号，所述输入电压不变时，所述参考信号为恒定的电压信号或者电流信号；所述输入电压属于工作区间时，所述参考信号随着所述输入电压的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压的增加而减少。

所述导通时长实现模块基于所述参考信号输出控制信号以驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系。

可选的，所述输入电压属于工作区间时，所述参考信号与所述输入电压满足如下函数关系：

S=a(Ln(b*VIN+c)+d)。

其中，S表示所述参考信号，VIN表示所述输入电压，Ln表示自然对数运算，a、b、c和d为由所述开关电源控制电路的元件的电气参数所确定的常系数。

可选的，所述信号转换模块包括依次连接的第一转换子模块、第二转换子模块和第三转换子模块。

所述第一转换子模块用于获取所述输入电压并转换为第一中间信号，所述第一中间信号与所述输入电压呈正比关系。

所述第二转换子模块用于获取所述第一中间信号并转换为第二中间信号，所述第二中间信号随着所述第一中间信号的增加而增加，所述第二中间信号的增加速度随着所述第一中间信号的增加而减少。

所述第三转换子模块用于获取所述第二中间信号并对所述第二中间信号进行放大和电位平移处理，得到所述参考信号。

可选的，所述第二转换子模块包括第一电压信号点和第二电压信号点，所述第一电压信号点的电压与所述第二电压信号点的电压随温度变化具有相同的变化值，所述第一电压信号点的电压减去所述第二电压信号点的电压得到所述第二中间信号。

可选的，所述第一转换子模块包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一运算放大器、第一三极管、第二三极管和第三三极管。

所述第一电阻的第一端用于接地。

所述第二电阻的第一端用于连接所述第一电阻的第二端，所述第二电阻的第二端用于获取所述输入电压。

所述第一运算放大器的同相端与所述第一电阻的第二端连接，所述第一运算放大器的电源正极用于连接电源，所述第一运算放大器的电源负极用于接地。

所述第一三极管为NPN型三极管，所述第一三极管的基极与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第一三极管的发射极与所述第一运算放大器的反相端连接，所述第一三极管的发射极还通过所述第三电阻接地。

所述第二三极管为PNP型三极管，所述第二三极管的发射极用于连接电源，所述第二三极管的集电极与所述第一三极管的集电极连接，所述第二三极管的基极与自身的集电极连接。

所述第三三极管为PNP型三极管，所述第三三极管的发射极用于连接电源，所述第三三极管的基极与所述第二三极管的基极连接，所述第三三极管的集电极用于输出所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号。

可选的，所述第二转换子模块包括转换模块基准电流源，第四三极管、第五三极管、第六三极管、第七三极管和第八三极管。

所述第四三极管为PNP型三极管，所述第四三极管的发射极用于连接电源，所述第四三极管的基极与自身的集电极连接，所述第四三极管的集电极与所述转换模块基准电流源的正极连接，所述转换模块基准电流源的负极用于接地。

所述第五三极管为PNP型三极管，所述第五三极管的发射极用于连接电源，所述第五三极管的基极与所述第四三极管的基极连接，所述第五三极管的集电极用于获取所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号。

所述第六三极管为PNP型三极管，所述第六三极管的发射极用于连接电源，所述第六三极管的基极与所述第四三极管的基极连接。

所述第七三极管为NPN型三极管，所述第七三极管的集电极与所述第五三极管的集电极连接，所述第七三极管的集电极与自身的基极连接，所述第七三极管的发射极用于获取第一参考电压，所述第七三极管的集电极还用于输出第一电压。

所述第八三极管为NPN型三极管，所述第八三极管的集电极与所述第六三极管的集电极连接，所述第八三极管的集电极与自身的基极连接，所述第八三极管的发射极用于获取所述第一参考电压，所述第八三极管的集电极还用于输出第二电压。

所述第二中间信号为所述第一电压和所述第二电压的差值。

可选的，所述第三转换子模块包括差分放大器、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第二运算放大器。

所述差分放大器的同相端和反相端用于配合获取所述第二中间信号，所述差分放大器的电源正极用于连接电源，所述差分放大器的电源负极用于接地。

所述第四电阻的第一端与所述差分放大器的输出端连接，所述第四电阻的第二端与所述第二运算放大器的同相端连接。

所述第五电阻的第一端与所述第四电阻的第二端连接，所述第五电阻的第二端用于获取第二参考电压。

所述第六电阻的第一端与所述第四电阻的第二端连接，所述第六电阻的第二端用于接地。

所述第七电阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第七电阻的第二端用于接地。

所述第八电阻的第一端与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第八电阻的第二端与所述第七电阻的第一端连接。

所述第二运算放大器的电源正极用于连接电源，所述第二运算放大器的电源负极用于接地，所述第二运算放大器的输出端用于输出所述参考信号。

可选的，所述第四电阻、所述第五电阻、所述第六电阻的阻值相等，所述第七电阻和所述第八电阻的并联阻值等于所述第四电阻的阻值。

可选的，所述参考信号为电压信号，所述导通时长实现模块包括电压电流转换子模块、电容、放电子模块、比较电压输出子模块和功率管驱动子模块。

所述电压电流转换子模块用于获取所述参考信号并转换为恒定的充电电流，所述充电电流与所述参考信号成正比关系。

所述充电电流用于为所述电容充电。

所述放电子模块用于获取放电信号并对所述电容进行放电，使得所述电容的电压在所述放电信号的单次持续时长内下降至0V并保持为0V，所述放电信号在所述功率管关闭时产生；所述放电信号的单次持续时长由外部输入的配置信号决定或者所述放电信号由外部电路输入。

所述比较电压输出子模块用于输出比较电压。

所述功率管驱动子模块用于在所述放电信号的单次消失时长内比较所述电容的电压和所述比较电压，当所述电容的电压小于所述比较电压时，打开所述功率管；当所述电容的电压大于所述比较电压时，关闭所述功率管。

所述功率驱动子模块还用于在所述放电信号的单次持续时长内关闭所述功率管。

为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种电源芯片，包括上述的开关电源控制电路。

与现有技术相比，本发明提供的开关电源控制电路及电源芯片中，所述开关电源控制电路包括信号转换模块和导通时长实现模块；所述信号转换模块用于获取输入电压并输出参考信号，所述参考信号随着所述输入电压的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压的增加而减少。所述导通时长实现模块基于所述参考信号输出控制信号以驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系。如此配置，使得所述开关电源控制电路对应的固定导通时间在高压段兼具了完全固定导通时间模式和导通时间与输入电压反比模式的优点，解决了现有技术中，固定导通时间模式中的导通时间与输入电压之间的函数关系设置不够合理，从而导致电源电路在部分工况下的存在缺陷的问题。

附图说明

本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：

图1是本发明一实施例的开关电源控制电路的结构示意图。

图2是本发明一实施例的开关电源控制电路的电路图。

图3是本发明一实施例的开关电源控制电路的开关频率的变化趋势图。

附图中：

1-第一转换子模块；2-第二转换子模块；3-第三转换子模块；4-导通时长实现模块；5-信号转换模块。

21-第一电压信号点；22-第二电压信号点；41-电压电流转换子模块；42-放电子模块；43-比较电压输出子模块；44-功率管驱动子模块。

具体实施方式

为使本发明的目的、优点和特征更加清楚，以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且未按比例绘制，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。此外，附图所展示的结构往往是实际结构的一部分。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，有时会采用不同的比例。

如在本发明中所使用的，单数形式“一”、“一个”以及“该”包括复数对象，术语“或”通常是以包括“和/或”的含义而进行使用的，术语“若干”通常是以包括“至少一个”的含义而进行使用的，术语“至少两个”通常是以包括“两个或两个以上”的含义而进行使用的，此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者至少两个该特征，“一端”与“另一端”以及“近端”与“远端”通常是指相对应的两部分，其不仅包括端点，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。此外，如在本发明中所使用的，一元件设置于另一元件，通常仅表示两元件之间存在连接、耦合、配合或传动关系，且两元件之间可以是直接的或通过中间元件间接的连接、耦合、配合或传动，而不能理解为指示或暗示两元件之间的空间位置关系，即一元件可以在另一元件的内部、外部、上方、下方或一侧等任意方位，除非内容另外明确指出外。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明的核心思想在于提供一种开关电源控制电路，所述开关电源控制电路包括信号转换模块和导通时长实现模块。

以下参考附图进行描述。

请参考图1至图3，其中，图1是本发明一实施例的开关电源控制电路的结构示意图；图2是本发明一实施例的开关电源控制电路的电路图；图3是本发明一实施例的开关电源控制电路的开关频率的变化趋势图。

工作于电感电流连续模式下的BUCK降压电路中功率管的导通时间和输入输出电压存在如下数学关系：

。

其中，VO是BUCK电路的输出电压，VIN为BUCK电路的输入电压，FSW为BUCK电路的开关频率，T_ON为导通时间。

转化后得到：

。

从上式可以看出，T_ON的具体设置方式影响到了开关频率的变化，例如导通时间不变时，FSW与VIN成反比关系，VIN较高时，影响宽电压时的应用（主要与电感的配置相关）；T_ON与VIN成反比时，FSW固定不变，于是在高压情况下损耗较大。

基于上述分析，发明人认为，T_ON与VIN的函数关系影响到FSW的变化趋势，进而影响到整个BUCK电路的工作表现，因此，设计了如下实施例。需要强调的是，在本文中，“相等”、“成反比”、“成正比”及其他相似描述，均指在工程范畴内成立。例如，提及两个电流相等时，显然因为各元件的制造误差以及电路连接时各元件、导线之间互相之间产生的影响，两个电流不可能“绝对地”相等，但是两者在工程范畴内相等，两者视为相等并不影响电路的实际工作效果。

如图1所示，本实施例提供了一种开关电源控制电路，应用于一基于电感电流连续模式工作的BUCK电路。所述开关电源控制电路包括信号转换模块5和导通时长实现模块4。

所述信号转换模块5用于获取输入电压VIN并输出参考信号，所述输入电压VIN不变时，所述参考信号为恒定的电压信号或者电流信号；所述输入电压VIN属于工作区间时，所述参考信号随着所述输入电压VIN的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压VIN的增加而减少。

所述导通时长实现模块4基于所述参考信号输出控制信号以驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系。

所述功率管的开闭影响BUCK电路的输出电压，其具体原理与本申请的核心内容关联不大，在此不进行展开描述。

如此配置，一方面能够使得频率随着输入电压的升高而下降，减小交越损耗，提高系统效率，但是又不至于下降太多，从而使得对BUCK电路中电感的要求过高；解决了现有技术中所提出的问题。

考虑到电路的实现成本，以及为了让电路具有其他额外功能，所述输入电压VIN属于工作区间时，所述参考信号与所述输入电压满足如下函数关系：

S=a(Ln(b*VIN+c)+d)。

其中，S表示所述参考信号，VIN表示所述输入电压，Ln表示自然对数运算，a、b、c和d为由所述开关电源控制电路的元件的电气参数所确定的常系数。可以理解的，a和b应当为一个大于0的常数，c和d则可以任意取值，可能因为电路元件参数的不同取到正数、0或者负数；c和d取正值时，所述参考信号所对应的导通时间的变化趋势更优。

当所述开关电源控制电路确定时，可以根据本领域公知常识求解a、b、c和d的关于电路元件的电气参数的函数关系式，在后文中，会提供一种可能的电路实现方式，以及a、b、c和d的一种可能取值。

请继续参考图1，所述信号转换模块5包括依次连接的第一转换子模块1、第二转换子模块2和第三转换子模块3。

所述第一转换子模块1用于获取所述输入电压VIN并转换为第一中间信号，所述第一中间信号与所述输入电压VIN呈正比关系。

所述第二转换子模块2用于获取所述第一中间信号并转换为第二中间信号，所述第二中间信号随着所述第一中间信号的增加而增加，所述第二中间信号的增加速度随着所述第一中间信号的增加而减少。

所述第三转换子模块3用于获取所述第二中间信号并对所述第二中间信号进行放大和电位平移处理，得到所述参考信号。

如此配置，通过三个子模块对功能进行划分，减轻了设计成本，并且屏蔽了各子模块之间对于信号的影响，使得最终输出的所述参考信号稳定，为整个电路的稳定工作提供了先决条件。

请参考图2，所述第二转换子模块2包括第一电压信号点21和第二电压信号点22，所述第一电压信号点21的电压（即V1）与所述第二电压信号点22的电压（即V2）随温度变化具有相同的变化值，所述第一电压信号点21的电压减去所述第二电压信号点22的电压得到所述第二中间信号。

如此配置，可消除或减轻温度变化对于最终的功率管导通时间的影响。

请参考图2，在一实施例中，所述第一转换子模块包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第一运算放大器OP1、第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3。

所述第一电阻R1的第一端用于接地。

所述第二电阻R2的第一端用于连接所述第一电阻R1的第二端，所述第二电阻R2的第二端用于获取所述输入电压VIN。

所述第一运算放大器OP1的同相端与所述第一电阻R1的第二端连接，所述第一运算放大器OP1的电源正极用于连接电源VDD，所述第一运算放大器OP1的电源负极用于接地。

所述第一三极管Q1为NPN型三极管，所述第一三极管Q1的基极与所述第一运算放大器OP1的输出端连接，所述第一三极管Q1的发射极与所述第一运算放大器OP1的反相端连接，所述第一三极管Q1的发射极还通过所述第三电阻R3接地。

所述第二三极管Q2为PNP型三极管，所述第二三极管Q2的发射极用于连接电源VDD，所述第二三极管Q2的集电极与所述第一三极管Q1的集电极连接，所述第二三极管Q2的基极与自身的集电极连接。

所述第三三极管Q3为PNP型三极管，所述第三三极管Q3的发射极用于连接电源VDD，所述第三三极管Q3的基极与所述第二三极管Q2的基极连接，所述第三三极管Q3的集电极用于输出所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号。所述第一中间信号即所述第三三极管Q3的集电极电流。

对于OP1，由于负反馈的存在，流过R3的电流IR3为：

。

如果三极管的电流放大倍数足够大，则可忽略其基极电流，从图2中分析可得：

IQ2=IQ1=IR3。

其中IQ1为Q1的电流（其中基极电流已经忽略），同理IQ2为Q2的电流，IQ3为Q3的电流。

Q3与Q2组成1:1电流镜，即两个三极管的IS电流为1:1，也或者说是发射极的面积为1:1，可以理解为这两个管子完全相同。其中，IS电流是指反向饱和电流，常温下可以按10^-17A估计。另外，IS与三极管的选型和温度都存在联系。

因此有：IQ3=IQ2。

最终IQ3的电流可以写成：

。

IQ3和VIN成正比，符合前文描述。

所述第二转换子模块2包括转换模块基准电流源，第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六三极管Q6、第七三极管Q7和第八三极管Q8。

所述第四三极管Q4为PNP型三极管，所述第四三极管Q4的发射极用于连接电源VDD，所述第四三极管Q4的基极与自身的集电极连接，所述第四三极管Q4的集电极与所述转换模块基准电流源的正极连接，所述转换模块基准电流源的负极用于接地。

所述第五三极管Q5为PNP型三极管，所述第五三极管Q5的发射极用于连接电源VDD，所述第五三极管Q5的基极与所述第四三极管Q4的基极连接，所述第五三极管Q5的集电极用于获取所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号。

所述第六三极管Q6为PNP型三极管，所述第六三极管Q6的发射极用于连接电源VDD，所述第六三极管Q6的基极与所述第四三极管Q4的基极连接。

所述第七三极管Q7为NPN型三极管，所述第七三极管Q7的集电极与所述第五三极管Q5的集电极连接，所述第七三极管Q7的集电极与自身的基极连接，所述第七三极管Q7的发射极用于获取第一参考电压VREF1，所述第七三极管Q7的集电极还用于输出第一电压V1。

所述第八三极管Q8为NPN型三极管，所述第八三极管Q8的集电极与所述第六三极管Q6的集电极连接，所述第八三极管Q8的集电极与自身的基极连接，所述第八三极管Q8的发射极用于获取所述第一参考电压VREF1，所述第八三极管Q8的集电极还用于输出第二电压V2。所述第一参考电压VREF1以及所述转换模块基准电流源的配置原理可根据本领域公知常识进行理解，在此不进行展开描述。

所述第二中间信号为所述第一电压V1和所述第二电压V2的差值。

Q4、Q5、Q6为IS比值为1:1:1的三极管，形成电流镜，IREF1为所述转换模块基准电流源的电流，所述转换模块基准电流源的典型电流为1uA~10uA，Q7、Q8为相同的三极管，VREF1为所述第一参考电压。

基于上述参数和连接关系，可以得到：IREF1=IQ4=IQ5=IQ6，其中IQ4为Q4的电流，IQ5为Q5的电流，IQ6为Q6的电流。

对于Q7的电流IQ7：IQ7=IQ3+IQ5=IQ3+IREF1。

对于Q8的电流IQ8：IQ8=IQ6=IREF1。

因此，V1与V2之差：V1-V2=VQ7-VQ8。

其中VQ7为Q7的集电极与发射极之间的压差，VQ8为Q8的集电极与发射极之间的压差。

对于VQ7：

。

对于VQ8：

。

整理可得：

。

其中V_T为热电压，常温下约为26mV。

从上面的式子可以看出，尽管IS随温度变化较大，但IS在最终的结果中被约掉，相当于起到了温度补偿的作用。

另外，式子中无VREF1，此处VREF1用于给下一级一个合理的偏置，同时保证VQ7和VQ8的发射极处于同一电位。

所述第三转换子模块包括差分放大器DA1、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第二运算放大器OP2。

所述差分放大器DA1的同相端和反相端用于配合获取所述第二中间信号，所述差分放大器DA1的电源正极用于连接电源VDD，所述差分放大器的电源负极用于接地。

所述第四电阻R4的第一端与所述差分放大器DA1的输出端连接，所述第四电阻R4的第二端与所述第二运算放大器DA1的同相端连接。

所述第五电阻R5的第一端与所述第四电阻R4的第二端连接，所述第五电阻R5的第二端用于获取第二参考电压VREF2。所述第二参考电压VREF2的配置原理可根据本领域公知常识进行理解，在此不进行展开描述。

所述第六电阻R6的第一端与所述第四电阻R4的第二端连接，所述第六电阻R6的第二端用于接地。

所述第七电阻R7的第一端与所述第二运算放大器OP2的反相端连接，所述第七电阻R7的第二端用于接地。

所述第八电阻R8的第一端与所述第二运算放大器OP2的输出端连接，所述第八电阻R8的第二端与所述第七电阻R7的第一端连接。

所述第二运算放大器OP2的电源正极用于连接电源VDD，所述第二运算放大器OP2的电源负极用于接地，所述第二运算放大器OP2的输出端用于输出所述参考信号。在本实施例中，所述参考信号即所述第二运算放大器OP2的输出电压V4。

在一实施例中，所述第四电阻R4、所述第五电阻R5、所述第六电阻R6的阻值相等，所述第七电阻R7和所述第八电阻R8的并联阻值等于所述第四电阻R4的阻值。可以理解的，在其他实施例中，即使上述阻值不如此设置，也能实现设计目的，因此也应当属于本发明所描述的技术方案的范畴。

DA1的输出电压为V3，则：V3=(V1-V2)*A1，其中，A1为DA1的放大倍数。

因为，R4=R5=R6=R7||R8，其中“||”表示并联，则OP2的输出电压V4可以表示为：

。

从上面的式子可以看出，V4电压把之前V1-V2的压差与VREF2进行了叠加。

V4即所述参考信号，V4与VIN的函数关系如下：

，也可以写 成：

。

也即，S=a(Ln(b*VIN+c)+d)中，a=R8/R4*V_T*A1，b=R1/(R1+R2)/R3/IREF1，c=1，d=R8*VREF2/R4。

在一实施例中，所述参考信号为电压信号（即V4），所述导通时长实现模块4包括电压电流转换子模块41、电容C1、放电子模块42、比较电压输出子模块43和功率管驱动子模块44。

所述电压电流转换子模块41用于获取所述参考信号并转换为恒定的充电电流，所述充电电流与所述参考信号成正比关系。

所述充电电流用于为所述电容C1充电。

所述放电子模块42用于获取放电信号并对所述电容C1进行放电，使得所述电容C1的电压在所述放电信号的单次持续时长内下降至0V并保持为0V，此处的0V也应当按照工程范畴下的0V进行理解。所述预设时长的配置信号由外部电路输入。所述放电子模块42的具体细节可根据实际需要进行设置，在此不进行展开描述。所述放电信号在所述功率管关闭时产生。所述放电信号的单次持续时长由外部输入的配置信号决定或者所述放电信号由外部电路输入，所述放电信号的单次持续时长即所述功率管的单次期望关断时长，所述单次期望关断时长可以根据T_total-T_on进行计算，T_total为一个周期的时长，可通过VIN*T_on/VO计算。外部电路通过预先设定的逻辑生成所述放电信号或者生成所述放电信号的配置信号。

所述比较电压输出子模块43用于输出比较电压VOUT2。单独设置所述比较电压输出子模块43，便于从外部改变参数调节所述开关电源控制电路的固定导通时间，更确切地，调节所述开关电源控制电路的基础固定导通时间，当所述输入电压VIN变化时，所述开关电源控制电路的固定导通时间在基础固定导通时间的基础上按照预设的逻辑进行变化。

所述功率管驱动子模块44用于在所述放电信号的单次消失时长内比较所述电容C1的电压VOUT1和所述比较电压VOUT2，当所述电容C1的电压VOUT1小于所述比较电压VOUT2时，打开所述功率管；当所述电容C1的电压VOUT1大于所述比较电压VOUT2时，关闭所述功率管。所述功率管驱动子模块44的具体细节可根据实际需要进行设置，在此不进行展开描述。

所述功率驱动子模块44还用于在所述放电信号的单次持续时长内关闭所述功率管。具体实现方式既可以是所述功率驱动子模块44内部输出控制信号保持所述功率管的关闭状态，也可以是通过外部设置的电路在所述放电信号的单次持续时长内屏蔽所述功率驱动子模块44输出的控制信号并用所述功率管的关闭控制信号代替。

基于上述描述，在一个周期内，所述导通时长实现模块4的工作流程如下：所述放电信号消失，此时，所述电容C1的电压VOUT1为0V，所述功率驱动子模块44打开所述功率管，同时，所述电容C1的电压VOUT1在所述充电电流的作用下逐渐上升；当所述电容C1的电压VOUT1超过所述比较电压VOUT2之后，所述功率驱动子模块44关闭所述功率管；所述功率管关闭的同时，触发所述放电信号，在所述放电信号持续时长内，无论VOUT1和VOUT2的大小关系如何，所述功率管始终保持关闭，并且，所述电容C1的电压VOUT1下降至0V并保持在0V。所述放电信号的持续时长由外部电路计算并实现，所述放电信号的持续时长结束后，所述放电信号消失，进入下一个周期。

在本实施例的介绍中，将V4视为所述参考信号，可以理解的，由于各模块和各信号的划分是人为的，因此也可以将所述充电电流视为所述参考信号。基于不同的人为划分，所述参考信号可以理解为恒定的电压信号或者电流信号。

请参考图2，所述电压电流转换子模块41包括第三运算放大器OP3、第九三极管Q9、第十三极管Q10、第十一三极管Q11和第九电阻R9；所述比较电压输出子模块43包括比较电压模块基准电流源和第十电阻R10。所述比较电压模块基准电流源的配置原理可根据本领域公知常识进行理解，在此不进行展开描述。

所述第三运算放大器OP3的同相端用于获取所述参考信号，所述第三运算放大器OP3的电源正极用于连接电源VDD，所述第三运算放大器OP3的电源负极用于接地。

所述第九三极管Q9为NPN型三极管，所述第九三极管Q9的基极与所述第三运算放大器OP3的输出端连接，所述第九三极管Q9的发射极与所述第三运算放大器OP3的反相端连接，所述第九三极管Q9的发射极还用于通过所述第九电阻R9接地。

所述第十三极管Q10为PNP型三极管，所述第十三极管Q10的发射极用于连接电源VDD，所述第十三极管Q10的基极与自身的集电极连接，所述第十三极管Q10的集电极还与所述第九三极管Q9的集电极连接。

所述第十一三极管Q11为PNP型三极管，所述第十一三极管Q11的发射极用于连接电源VDD，所述第十一三极管Q11的基极与所述第十三极管Q10的基极连接，所述第十一三极管Q11的集电极连接所述电容C1的第一端，所述电容C1的第二端用于接地。所述第十一三极管Q11的集电极用于输出所述充电电流。

所述比较电压模块基准电流源的正极用于连接电源VDD，所述比较电压模块基准电流源的负极通过所述第十电阻R10接地，所述比较电压模块基准电流源的负极还用于输出所述比较电压VOUT2。

所述放电子模块42和所述功率管驱动子模块44的连接关系可以参考图2进行理解，在其他的实施例中，在技术允许的前提下，上述子模块可能还存在着其他的连接方式。

基于上述连接关系，OP3与Q9、R9组成电压-电流转换器；Q10与Q11为1:1的三极管，组成电流镜，用于给C1充电，如果C1电压初始为0V，则VOUT1的电压与时间t的关系可以表示为：

VOUT1=(V4*t)/(R9*C1)。

IREF2为所述比较电压模块基准电流源的电流，典型值为1uA~10uA，故VOUT2电压可以表示为：

VOUT2=IREF2*R10。

当VOUT1小于VOUT2时，通过所述功率管驱动子模块44，则打开功率管的时间为：

T_ON=(IREF2*R10*R9*C1)/V4。

最后FSW的计算公式可以表示为：

。

通过合理的设置参数，可以得到合适的开关频率FSW。图3是使用本电路产生的输入电压与FSW的关系与现有技术中的方法的比较结果。

图3中的lineA为使用本实施例得到的输入电压与开关频率的关系。从图中可以看出，在40V以内，FSW基本在300KHz附近（与lineC的效果相比，更佳），随着输入电压上升，FSW逐渐下降，以降低交越损耗（与lineB的效果相比，更佳）。

图中的lineB为一种定频的方式，频率不随输入电压变化（即导通时间T_ON与输入电压VIN成反比关系），但此方法高压下的交越损耗会略高。

图中的lineC为完全固定T_ON的方式（即导通时间T_ON不随着输入电压VIN变化），此种方式FSW变化过大，增大了使设计人员设计难度，同时难以实现宽压应用。

由图3可知，在工作区间内，本实施例的效果既优于定频的方式也优于完全固定T_ON的方式。

本实施例还提供了一种电源芯片，包括上述的开关电源控制电路。所述电源芯片的具体细节可以参考本说明书前述的内容进行理解，所述电源芯片的导通时间与输入电压之间的函数关系也相较于现有技术更优。

综上所述，本实施例提供了一种开关电源控制电路及电源芯片。其中，所述开关电源控制电路包括信号转换模块5和导通时长实现模块4；所述信号转换模块5用于获取输入电压VIN并输出参考信号，所述参考信号随着所述输入电压VIN的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压VIN的增加而减少。所述导通时长实现模块4基于所述参考信号输出控制信号以驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系。如此配置，使得所述开关电源控制电路对应的固定导通时间在高压段兼具了完全固定导通时间模式和导通时间与输入电压反比模式的优点，解决了现有技术中，固定导通时间模式中的导通时间与输入电压之间的函数关系设置不够合理，从而导致电源电路在部分工况下的存在缺陷的问题。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (9)

1.一种开关电源控制电路，其特征在于，所述开关电源控制电路包括信号转换模块和导通时长实现模块；

所述信号转换模块用于获取输入电压并输出参考信号，所述输入电压不变时，所述参考信号为恒定的电压信号或者电流信号；所述输入电压属于工作区间时，所述参考信号随着所述输入电压的增加而增加，所述参考信号的增加速度随着所述输入电压的增加而减少；

所述导通时长实现模块基于所述参考信号输出控制信号以驱使功率管导通，所述功率管单次导通的时长与所述参考信号成反比关系；

所述参考信号为电压信号，所述导通时长实现模块包括电压电流转换子模块、电容、放电子模块、比较电压输出子模块和功率管驱动子模块；

所述电压电流转换子模块用于获取所述参考信号并转换为恒定的充电电流，所述充电电流与所述参考信号成正比关系；

所述充电电流用于为所述电容充电；

所述放电子模块用于获取放电信号并对所述电容进行放电，使得所述电容的电压在所述放电信号的单次持续时长内下降至0V并保持为0V，所述放电信号在所述功率管关闭时产生，所述放电信号的单次持续时长由外部输入的配置信号决定或者所述放电信号由外部电路输入；

所述比较电压输出子模块用于输出比较电压；

所述功率管驱动子模块用于在所述放电信号的单次消失时长内比较所述电容的电压和所述比较电压，当所述电容的电压小于所述比较电压时，打开所述功率管；当所述电容的电压大于所述比较电压时，关闭所述功率管；

所述功率驱动子模块还用于在所述放电信号的单次持续时长内关闭所述功率管。

2.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述输入电压属于工作区间时，所述参考信号与所述输入电压满足如下函数关系：

S=a(Ln(b*VIN+c)+d)；

其中，S表示所述参考信号，VIN表示所述输入电压，Ln表示自然对数运算，a、b、c和d为由所述开关电源控制电路的元件的电气参数所确定的常系数。

3.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述信号转换模块包括依次连接的第一转换子模块、第二转换子模块和第三转换子模块；

所述第一转换子模块用于获取所述输入电压并转换为第一中间信号，所述第一中间信号与所述输入电压呈正比关系；

所述第二转换子模块用于获取所述第一中间信号并转换为第二中间信号，所述第二中间信号随着所述第一中间信号的增加而增加，所述第二中间信号的增加速度随着所述第一中间信号的增加而减少；

所述第三转换子模块用于获取所述第二中间信号并对所述第二中间信号进行放大和电位平移处理，得到所述参考信号。

4.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第二转换子模块包括第一电压信号点和第二电压信号点，所述第一电压信号点的电压与所述第二电压信号点的电压随温度变化具有相同的变化值，所述第一电压信号点的电压减去所述第二电压信号点的电压得到所述第二中间信号。

5.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第一转换子模块包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一运算放大器、第一三极管、第二三极管和第三三极管；

所述第一电阻的第一端用于接地；

所述第二电阻的第一端用于连接所述第一电阻的第二端，所述第二电阻的第二端用于获取所述输入电压；

所述第一运算放大器的同相端与所述第一电阻的第二端连接，所述第一运算放大器的电源正极用于连接电源，所述第一运算放大器的电源负极用于接地；

所述第一三极管为NPN型三极管，所述第一三极管的基极与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第一三极管的发射极与所述第一运算放大器的反相端连接，所述第一三极管的发射极还通过所述第三电阻接地；

所述第二三极管为PNP型三极管，所述第二三极管的发射极用于连接电源，所述第二三极管的集电极与所述第一三极管的集电极连接，所述第二三极管的基极与自身的集电极连接；

所述第三三极管为PNP型三极管，所述第三三极管的发射极用于连接电源，所述第三三极管的基极与所述第二三极管的基极连接，所述第三三极管的集电极用于输出所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号。

6.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第二转换子模块包括转换模块基准电流源，第四三极管、第五三极管、第六三极管、第七三极管和第八三极管；

所述第四三极管为PNP型三极管，所述第四三极管的发射极用于连接电源，所述第四三极管的基极与自身的集电极连接，所述第四三极管的集电极与所述转换模块基准电流源的正极连接，所述转换模块基准电流源的负极用于接地；

所述第五三极管为PNP型三极管，所述第五三极管的发射极用于连接电源，所述第五三极管的基极与所述第四三极管的基极连接，所述第五三极管的集电极用于获取所述第一中间信号，所述第一中间信号为电流信号；

所述第六三极管为PNP型三极管，所述第六三极管的发射极用于连接电源，所述第六三极管的基极与所述第四三极管的基极连接；

所述第七三极管为NPN型三极管，所述第七三极管的集电极与所述第五三极管的集电极连接，所述第七三极管的集电极与自身的基极连接，所述第七三极管的发射极用于获取第一参考电压，所述第七三极管的集电极还用于输出第一电压；

所述第八三极管为NPN型三极管，所述第八三极管的集电极与所述第六三极管的集电极连接，所述第八三极管的集电极与自身的基极连接，所述第八三极管的发射极用于获取所述第一参考电压，所述第八三极管的集电极还用于输出第二电压；

所述第二中间信号为所述第一电压和所述第二电压的差值。

7.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第三转换子模块包括差分放大器、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第二运算放大器；

所述差分放大器的同相端和反相端用于配合获取所述第二中间信号，所述差分放大器的电源正极用于连接电源，所述差分放大器的电源负极用于接地；

所述第四电阻的第一端与所述差分放大器的输出端连接，所述第四电阻的第二端与所述第二运算放大器的同相端连接；

所述第五电阻的第一端与所述第四电阻的第二端连接，所述第五电阻的第二端用于获取第二参考电压；

所述第六电阻的第一端与所述第四电阻的第二端连接，所述第六电阻的第二端用于接地；

所述第七电阻的第一端与所述第二运算放大器的反相端连接，所述第七电阻的第二端用于接地；

所述第八电阻的第一端与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第八电阻的第二端与所述第七电阻的第一端连接；

所述第二运算放大器的电源正极用于连接电源，所述第二运算放大器的电源负极用于接地，所述第二运算放大器的输出端用于输出所述参考信号。

8.根据权利要求7所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第四电阻、所述第五电阻、所述第六电阻的阻值相等，所述第七电阻和所述第八电阻的并联阻值等于所述第四电阻的阻值。

9.一种电源芯片，其特征在于，包括如权利要求1~8中任一项所述的开关电源控制电路。

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