CN114337664B

CN114337664B - 一种可校准多档位的电流舵数模转换器

Info

Publication number: CN114337664B
Application number: CN202210221030.XA
Authority: CN
Inventors: 许诺; 陈志坚; 周伶俐; 王日炎; 钟世广
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2022-03-09
Filing date: 2022-03-09
Publication date: 2022-06-03
Anticipated expiration: 2042-03-09
Also published as: CN114337664A

Abstract

本发明公开了一种可校准多档位的电流舵数模转换器，涉及数模混合集成电路。为电流舵数模转换器架构中的每个MSB电流源搭建的且与其一一对应偏置单元，所述偏置单元中设有第一场效应管开关阵列；所述电流舵数模转换器架构根据一参考电流，通过循环比较搜索法对MSB电流源处理后，得到与所述MSB电流源相对应的效应管开关阵列的开关组合序列；所述偏置单元根据所述开关组合序列为MSB电流源的控制端提供偏置电压。本发明使电流舵型DAC可工作在不同的输出摆幅状态，能减小各电流源的电流大小失配，实现既提高了无杂散动态范围SFDR，又优化了静态指标。

Description

一种可校准多档位的电流舵数模转换器

技术领域

本发明涉及数模混合集成电路，更具体地说，它涉及一种可校准多档位的电流舵数模转换器。

背景技术

现代数模转换器普遍采用的类型为电流舵型DAC，因为其具有高速的开关转换速度以及较高的驱动能力。在高位数下线性误差低、信噪比高、无杂散动态范围高等是数模转换器设计面临的挑战。

在例如宽带收发机工程应用中，电流舵型DAC输出电流需要流向负载电阻转换为电压，从而将电压信息传给滤波器和混频器。而电阻在实际使用中受工艺角和温度影响电阻值变化较大，因此电流舵型DAC的电压输出幅度也会受到影响。而电流舵型DAC的摆幅直接决定后级的输入电压水平，从而影响后续信号输出的线性度和波形的是否失真。所以电流舵型DAC的输出电流摆幅可调以适应负载电阻变化是具有应用意义的。其次，由于工艺上存在的随机误差和梯度误差，导致电流源之间会存在失配。失配是电流舵型DAC静态指标差的主要原因。

目前，本领域已经有学者提出过不同的校准架构。比如，公开文献[1]“ Huang Q ,Francese P A , Martelli C , et al. A 200MS/s 14b 97mW DAC in 0.18/spl mu/mCMOS[C]// IEEE International Solid-state Circuits Conference. IEEE, 2004.”中提出了通过电容存储失配信息然后充放电从而校准的模拟校准。还有公开文献[2]“徐震.DAC的校准技术及实现[D]. 北京交通大学, 2014.”中提出的根据比较器结果来调控开关增加或减小电流源的电流补偿的数字校准。

此外，还有公开文献[3]“Sarkar S , Banerjee S . A 10-bit 500 MSPSsegmented DAC with distributed octal biasing scheme[C]// 2015 InternationalConference on Signal Processing, CoMuting and Control (ISPCC). IEEE, 2016.”中提出传统的电流舵型DAC中，偏置节点的电压波动会影响电流舵型DAC输出的线性度，若所有的电流源都由同一个偏置电路偏置，在高采样率下由于关联噪声的增强，电流舵型DAC的动态特性变差。所以公开文献[3]提出了每一个MSB电流源由一个单独的偏置点偏置的架构。这种架构最终测试证明能够提高电流舵型DAC的无杂散动态范围SFDR。但这种独立偏置的架构并没有进一步研究对于电流舵型DAC的输出静态指标的影响。

于是基于这种独立偏置的思想，本发明提出一种电流舵数模转换架构。

发明内容

本发明要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种可校准多档位的电流舵数模转换器，既提高了无杂散动态范围SFDR，又优化了静态指标。

本发明所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，为电流舵数模转换器架构中的每个MSB电流源搭建的且与其一一对应偏置单元，所述偏置单元中设有第一场效应管开关阵列；

所述电流舵数模转换器架构根据一参考电流，通过循环比较搜索法对MSB电流源处理后，得到与所述MSB电流源相对应的第一场效应管开关阵列的开关组合序列；所述偏置单元根据所述开关组合序列为MSB电流源的控制端提供偏置电压。

作进一步的改进，所述偏置单元包括第七场效应管M7、第一场效应管开关阵列、第十二场效应管M12和改进型电流镜电路；所述第七场效应管M7的栅极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第七场效应管M7的漏极与第十二场效应管M12的源极连接，所述第十二场效应管M12的栅极接地，所述第十二场效应管M12的漏极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第七场效应管M7的源极通过第一电阻R1与电源端AVDD连接；所述第七场效应管M7的栅极还通过改进型电流镜电路与MSB电流源的控制端连接，所述电流镜电路的控制端与第一场效应管开关阵列的共栅端连接。

进一步的，所述改进型电流镜电路包括第0场效应管M0、第二场效应管开关阵列、二级运放；所述二级运放包括第一级运放电路和第二级运放电路；所述第一级运放电路的负输入端与第二场效应管开关阵列的共栅端连接，所述第一级运放电路的正输入端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第二级运放电路的输入端与第一级运放电路的输出端连接，且所述第二级运放电路的输入端还与MSB电流源的控制端连接；所述第二级运放电路的输出端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接。

更进一步的，所述第二场效应管开关阵列包括N个场效应管Mn和N个控制开关SWCn；N个所述场效应管Mn的栅极连接，形成共栅端；N个所述场效应管Mn的漏极连接，形成共漏端；第n场效应管Mn的源极通过第n控制开关SWCn接地；

其中，在N个所述场效应管Mn中，每相邻两个场效应管Mn的W/L的比率呈倍数增加；

W为场效应管沟道的宽度；L为场效应管沟道的长度；N为大于1的自然数；n为1-N中的任一个自然数。

更进一步的，所述MSB电流源的输出电流根据以下公式确定：

；

式中，I₁₀为MSB电流源的输出电流；(W/L)_N为第N场效应管MN的W与L的比率；SWC[N]为第N控制开关SWCN的状态值；其中，当第n控制开关SWCn处于关闭状态时，SWC[n]=1；当第n控制开关SWCn处于开启状态时，SWC[n]=0。

更进一步的，所述第二级运放电路的输出端与第一级运放电路的输入端之间连接有串联连接的第二电阻R2和第二电容C2。

更进一步的，所述第一级运放电路包括第十三场效应管M13、第十四场效应管M14、第十五场效应管M15、第十六场效应管M16；所述第十三场效应管M13的源极与第十四场效应管M14的源极连接，作为第一级运放电路的电源输入端；所述第十三场效应管M13的栅极与第十四场效应管M14的栅极连接，且所述第十三场效应管M13和第十四场效应管M14的栅极连接端与第十五场效应管M15的漏极连接，所述第十三场效应管M13的漏极与第十五场效应管M15的漏极连接；所述第十六场效应管M16的漏极与第十四场效应管M14的漏极连接，作为第一级运放电路的输出端；所述第十五场效应管M15的栅极为第一级运放电路的正输入端，所述第十六场效应管M16的栅极为第一级运放电路的负输入端；所述第十五场效应管M15和第十六场效应管M16的源极均接地；

所述第二级运放电路包括第八场效应管M8和第九场效应管M9；所述第八场效应管M8的源极与电源端AVDD连接，所述第八场效应管M8的栅极分别与第一级运放电路的输出端和MSB电流源的控制端一连接，所述第八场效应管M8的漏极与第九场效应管M9的源极连接，所述第九场效应管M9的栅极分别与第七场效应管M7的栅极和MSB电流源的控制端二连接，所述第九场效应管M9的漏极为第二级运放电路的输出端。

更进一步的，所述第一场效应管开关阵列由N个N型场效应管和N个控制开关SWBi组成；N个所述N型场效应管的漏极依次相连，形成共漏端，N个所述N型场效应管的栅极依次相连，形成共栅端，N个所述N型场效应管的源极通过控制开关SWBi接地；

其中，N为大于1的自然数；i为1-N中的任一个自然数。

更进一步的，所述循环比较搜索法，具体为，

第一步、将所述MSB电流源的输出电流与参考电流进行比较，并得到比较结果；

第二步、通过二分搜索算法根据所述比较结果得到与MSB电流源相对应的第一开关组合序列；

第三步、将所述第一开关组合序列反馈至与所述MSB电流源相对应的偏置单元中，得到偏置后的MSB电流源输出电流；

第四步、将所述偏置后的MSB电流源输出电流以预设的循环次数进行第一步至第三步的循环，以获取开关组合序列，使得偏置后的MSB电流源输出电流最接近于参考电流。

更进一步的，包括输入寄存器、行列译码器、开关信号译码器、同步驱动锁存器、电流源；所述电流源中包括多个MSB电流源，还包括比较器、二分法数字电路；所述比较器的输入端与MSB电流源连接，所述比较器的输出端与二分法数字电路的输入端连接，所述二分法数字电路的输出端与偏置单元的第一场效应管开关阵列连接，所述偏置单元的输出端与MSB电流源连接。

有益效果

本发明的优点在于：为每个MSB电流源设置独立的偏置单元；将每个MSB电流源与参考电流比较，比较结果通过循环比较搜索法进行处理；且处理获取的结构再经过若干个比较、搜索的循环后得到对应偏置单元第一场效应管开关阵列的开关组合序列，从而得到每一个MSB电流源的最合适偏置电压。本发明可以使电流舵型DAC工作在不同的输出摆幅状态，且开关组合序列经过校准后，能减小各电流源的电流大小失配，从而减小DAC的线性误差。最终实现既提高了无杂散动态范围SFDR，又优化了静态指标。

附图说明

图1为本发明的电流舵型DAC架构结构示意图；

图2为本发明的偏置单元与MSB电流源电路连接结构示意图；

图3为本发明的第一级运放电路结构示意图；

图4为传统电流镜电路与MSB电流源连接结构示意图；

图5为本发明的二分搜索算法路径图；

图6为本发明的MSB电流源的校准状态和流向负载状态的电路结构示意图；

图7为本发明的二分搜索算法的校准流程图；

图8为本发明的电流舵型DAC其中一种的测试电路结构示意图；

图9为本发明的不同档位下的电流舵型DAC瞬态输出波形图；

图10为本发明的同一档位下不同的开关组合序列输入的输出波形图；

图11为图10中的局部波形放大图。

具体实施方式

下面结合实施例，对本发明作进一步的描述，但不构成对本发明的任何限制，任何人在本发明权利要求范围所做的有限次的修改，仍在本发明的权利要求范围内。

参阅图1，本发明的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，包括输入寄存器、行列译码器、开关信号译码器、同步驱动锁存器、电流源、比较器、二分法数字电路以及偏置电路。

输入寄存器，用于同步输入的12位数字信号。

行列译码器，用于将高4位的二进制码翻译为温度计码。

开关信号译码，用于将温度计码翻译为15个电流源的开关信号。

同步驱动锁存器，用于将开关信号再次同步，并且将差分开关信号驱动成上升下降沿更陡峭且交叠点低的信号。

电流源又分为温度计码型电流源和加权型电流源。低八位的加权型电流源电流大小为1:2:4:8:16:32:64:128。温度计码电流源为15个电流大小相同的MSB电流源。温度计码电流源与电流最小的加权型电流源的电流比值为256:1。电流源之间的比例关系由组成该位电流源的最小单位电流源数量决定，即1:2:4:8:16:32:64:128:256的multiplier比例。

本实施例的电流舵数模转换器架构中采用的MSB电流源为传统的P型共源共栅场效应管结构。如图2所示，MSB电流源由第十场效应管M10和第十一场效应管M11组成。其中，第十场效应管M10的源极与电源端AVDD连接，其漏极与第十一场效应管M11的源极连接。第十一场效应管M11的漏极作为MSB电流源的输出端；第十场效应管M10的栅极作为MSB电流源的控制端一，第十一场效应管M11的栅极作为MSB电流源的控制端二。也就是说，第十场效应管M10和第十一场效应管M11是共源共栅电流源，即需要偏置的对象。

其中，输入寄存器、行列译码器、开关信号译码器、同步驱动锁存器、电流源均为电流舵数模转换器架构中现有的模块，本实施例并不对其进行改进。

偏置电路，用于给电流源提供电压偏置点。本实例的偏置电路包含了为每个MSB电流源搭建的且与其一一对应偏置单元。而本实施例的电流源包括了15个MSB电流源和一个加权型电流源，因此，偏置电路一共由16个相同且独立的偏置单元组成。

参阅图2，偏置单元包括第一场效应管开关阵列、第七场效应管M7、第一场效应管开关阵列、第十二场效应管M12、改进型电流镜电路。第七场效应管M7的栅极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接，第七场效应管M7的漏极与第十二场效应管M12的源极连接，第十二场效应管M12的栅极接地，第十二场效应管M12的漏极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接。第七场效应管M7的源极通过第一电阻R1与电源端AVDD连接。第七场效应管M7的栅极还通过改进型电流镜电路与MSB电流源的控制端连接，改进型电流镜电路的控制端与第一场效应管开关阵列的共栅端连接。

由于第七场效应管M7的栅极与MSB电流源的控制端连接，且其栅极还与第一场效应管开关阵列的共漏端连接。当第一场效应管开关阵列的总导通电流出现改变时，第七场效应管M7的栅极电压也出现变化，从而改变了MSB电流源的控制电压，使得MSB电流源的输出改变。

如图4所示，为《模拟CMOS集成电路设计》中的低压共源共栅电流镜电路结构。若偏置单元直接使用该电流镜电路结构，当图4中的场效应管开关阵列的开关状态变化时，第八场效应管M8的漏极电流将发生变化，第八场效应管M8的栅极电压也跟随着变化，该电流镜电路结构中的场效应管阵列的漏极变化。由于沟道调制效应，场效应管阵列中的每个N型场效应管所产生的电流大小也将变化。这会影响输出幅度63档可调的步长统一性。因此，本实施例对传统的电流镜电路进行了改进。

本实施例改进型电流镜电路包括第0场效应管M0、第二场效应管开关阵列、二级运放。二级运放包括第一级运放电路和第二级运放电路。第一级运放电路的负输入端与第二场效应管开关阵列的共栅端连接，第一级运放电路的正输入端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接。第二级运放电路的输入端与第一级运放电路的输出端连接，且第二级运放电路的输入端还与MSB电流源的控制端连接。第二级运放电路的输出端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接。

本实施例中，N=6。即第二场效应管开关阵列由第一场效应管M1至第六场效应管M6的六个场效应管和六个控制开关SWC组成。第0场效应管M0以及六个场效应管的栅极连接，作为改进型电流镜电路的控制端。第0场效应管M0以及六个场效应管的漏极相互连接，作为改进型电流镜电路的输入端。六个控制开关SWC一一对应的连接在第一场效应管M1至第六场效应管M6的源极上，且控制开关SWC的一端接地。

在本实施例的改进型电流镜电路中，其每相邻两个场效应管的W/L的比率呈2倍增加。即第一场效应管M1至第六场效应管M6的W/L比率表达式为：

。

其中，W为场效应管沟道的宽度；L为场效应管沟道的长度。

参阅图3，第一级运放电路包括第十三场效应管M13、第十四场效应管M14、第十五场效应管M15、第十六场效应管M16。第十三场效应管M13的源极与第十四场效应管M14的源极连接，作为第一级运放电路的电源输入端。第十三场效应管M13的栅极与第十四场效应管M14的栅极连接，且第十三场效应管M13和第十四场效应管M14的栅极连接端与第十五场效应管M15的漏极连接，第十三场效应管M13的漏极与第十五场效应管M15的漏极连接。第十六场效应管M16的漏极与第十四场效应管M14的漏极连接，作为第一级运放电路的输出端。第十五场效应管M15的栅极为第一级运放电路的正输入端，第十六场效应管M16的栅极为第一级运放电路的负输入端。第十五场效应管M15和第十六场效应管M16的源极均接地。

第二级运放电路包括第八场效应管M8和第九场效应管M9。第八场效应管M8的源极与电源端AVDD连接，第八场效应管M8的栅极分别与第一级运放电路的输出端和MSB电流源的控制端一连接。即第八场效应管M8的栅极与第十场效应管M10的栅极连接。第八场效应管M8的漏极与第九场效应管M9的源极连接，第九场效应管M9的栅极分别与第七场效应管M7的栅极和MSB电流源的控制端二连接。即第九场效应管M9的栅极与第十一场效应管M11的栅极连接。第九场效应管M9的漏极为第二级运放电路的输出端。即第八场效应管M8和第九场效应管M9实际为一共源共栅的放大电路。

由于第一级运放电路的输出端与第二级运放电路的输入端连接，而第二级运放电路的输出端与第一级运放电路的输入端连接，因此，从极性上看，第九场效应管M9的漏极相当于引入一个负反馈。引入该负反馈机制的目的是稳定第九场效应管M9、第0场效应管M0至第六场效应管M6的漏极电压。

根据场效应管的饱和电流公式可得到流经场效应管的电流。场效应管的饱和电流公式为：

。

其中，μ为电子的迁移速率；C_OX为单位面积栅氧化层电容；V_GS-V_TH为过驱动电压。

基于上述公式，将得出在偏置电路中，流经第八场效应管M8与第十场效应管M10的电流关系为：

。

其中，I₁₀为第十场效应管M10的输出电流，而在本实施例中，第十场效应管M10的输出电流即为MSB电流源的输出电流。I₈为第八场效应管M8的输出电流。如果在电流舵数模转换器架构中第八场效应管M8和第十场效应管M10的尺寸已定，则各MSB电流源的输出电流大小完全由I₈决定。

又因为第一场效应管M1至第六场效应管M6的栅极电压均相同，所以流经第一场效应管M1至第六场效应管M6的电流也成相同的比例。当控制开关SWC闭合时为高电平，记SWC的值为1；控制开关SWC断开时为低电平，即SWC的值为0。则六个控制开关SWC的状态则构成了6位二进制数SWC[6:1]。通过二进制数SWC[6:1]即可实现第八场效应管M8输出电流的63档可调。即第八场效应管M8的电流I8可记为：

。

根据上述第八场效应管M8与第十场效应管M10的电流关系公式以及第八场效应管M8的电流公式，即可得到在本偏置单元中，第十场效应管M10的输出电流可记为：

。

由于本实施例中N取值为6，因此，上式可记为：

。

通过上述公式可知，本实施例的MSB电流源的电流大小也可通过控制开关SWC实现63挡可调，从而实现电流舵型DAC输出满摆幅幅度的63档可调。

优选的，第二级运放电路的输出端与第一级运放电路的输出端之间连接有串联连接的第二电阻R2和第二电容C2。第二电阻R2和第二电容C2为级间米勒补偿，用于防止电路振荡。

在偏置单元中，第一场效应管开关阵列由六个N型场效应管和六个控制开关SWB组成。六个N型场效应管的漏极依次相连，形成共漏端，六个N型场效应管的栅极依次相连，形成共栅端。N型场效应管的源极通过控制开关SWB接地。控制开关SWB用于实现N型场效应管的通断，从而使第一场效应管开关阵列能输出开关组合序列。本实施例中，开关组合序列记为二进制数SWB[6:1]。

而本实施例的电流舵数模转换器架构包含有16个如上所述的偏置单元形成本发明中的电流舵型DAC偏置架构。这16个偏置单元4×4矩阵方式排布。根据上述所提到的偏置单元原理，首先每个偏置单元的二进制数SWC[6:1]相同，以确定当前所需要的满摆幅档位,其次每个偏置单元的二进制数SWB[6:1]独立且由校准结果决定。

其校准方法为，电流舵数模转换器架构根据一参考电流，通过循环比较搜索法对MSB电流源处理后，得到与MSB电流源相对应的效应管开关阵列。偏置单元根据开关组合序列为MSB电流源的控制端提供偏置电压。

需要实现上述校准方法，还需在电流舵数模转换器架构增加比较器、二分法数字电路和4线-16线译码器。比较器的输入端与MSB电流源连接，比较器的输出端与二分法数字电路的输入端连接，二分法数字电路的输出端与偏置单元的第一场效应管开关阵列连接，偏置单元的输出端通过4线-16线译码器与MSB电流源连接。

本实施例的循环比较搜索法，具体为，

第一步、通过比较器将MSB电流源的输出电流与参考电流进行比较，并得到比较结果。

第二步、根据比较结果得到与MSB电流源相对应的第一开关组合序列。

第三步、将第一开关组合序列反馈至与MSB电流源相对应的偏置单元中，得到偏置后的MSB电流源输出电流。

第四步、将偏置后的MSB电流源输出电流以预设的循环次数进行第一步至第三步的循环，以获取开关组合序列，使得偏置后的MSB电流源输出电流最接近于参考电流。

也就是说，二分法数字电路根据比较器的比较结果得到一个新的高低电平开关组合序列，即新的二进制数SWB[6:1]。开关组合序列反馈给与其相应的偏置单元，使MSB电流源得到新的偏置电压后，该MSB电流源的输出电流继续与参考电流比较、搜索，直至二分搜索算法结束。即上述的第二步至第四步由二分法数字电路通过二分搜索算法实现。

二分搜索算法的目的是每一个偏置单元找到一个最佳的开关组合序列，使得该偏置的MSB电流源电流大小最接近于比较器另一端输入的参考电流。并且最终使得所有的MSB电流源统一于一个电流值。

搜索过程从获取到的开关组合序列的中间值开始，如果要搜索的值大于或者小于序列的中间元素，则在序列大于或小于中间元素的那一半中查找，而且跟开始一样从中间元素开始比较。以6位开关组合序列为例，假设比较器输出1表示正在校准的MSB电流源电流值比参考电流大，则二分搜索算法的搜索路线如图,5所示。6位二进制总共要搜索5次，二分搜索法可以最大节省搜索时间。

每一个MSB电流源校准结束后，如图1所示，偏置电路中的四位二进制数SWA[4:1]将加1，经过4线-16线译器的译码后，控制15个MSB电流源替换校准对象。即15个MSB电流源每次只校准一个，每一个MSB电流源校准结束后进入正常工作状态，下一位MSB进入校准模式。其具体方式由如图6所示的电路结构实现。

图6中，每个电流源分为校准状态和流向负载状态。当Qi为高电平第i个MSB电流源进入校准状态，i=1-15。Qi由4位二进制数SWA[4:1]决定，例：当SWA=0001时，Q15 Q14Q13……Q1=000……01。

本实施例关于开关组合序列校准的流程图如图7所示。图中，P为比较器输出，P=1表示MSB电流源电流值大于参考电流。

以下，将以一具体的应用实例对本发明进行说明。

首先以如图8中所示的偏置单元对所有的电流源进行偏置，搭建如图8所示的testbench。正弦波形经过理想的ADC模块转换成数字信号输入到DAC模块中，DAC模块差分输出波形为Vp-Vn。

令SWB=100000,SWC=000000、010000、100000、110000、111111，得到DAC模块差分输出如图9所示波形，证明改变SWC，DAC模块的输出幅度可调。

令SWC=100000,SWB=000000、010000、100000、110000、111111，得到如图10所示波形。将波形放大得到图11，证明改变SWB，电流源电流大小可微调。

所以若当对每个MSB电流源进行独立偏置，开关组合序列SWB独立取值，MSB电流源的修正是可实现的。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，应当指出对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明结构的前提下，还可以作出若干变形和改进，这些都不会影响本发明实施的效果和专利的实用性。

Claims

1.一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，为电流舵数模转换器架构中的每个MSB电流源搭建的且与其一一对应偏置单元，所述偏置单元中设有第一场效应管开关阵列；

所述电流舵数模转换器架构根据一参考电流，通过循环比较搜索法对MSB电流源处理后，得到与所述MSB电流源相对应的第一场效应管开关阵列的开关组合序列；所述偏置单元根据所述开关组合序列为MSB电流源的控制端提供偏置电压；

其中，所述循环比较搜索法，具体为，

2.根据权利要求1所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述偏置单元包括第七场效应管M7、第一场效应管开关阵列、第十二场效应管M12和改进型电流镜电路；所述第七场效应管M7的栅极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第七场效应管M7的漏极与第十二场效应管M12的源极连接，所述第十二场效应管M12的栅极接地，所述第十二场效应管M12的漏极与第一场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第七场效应管M7的源极通过第一电阻R1与电源端AVDD连接；所述第七场效应管M7的栅极还通过改进型电流镜电路与MSB电流源的控制端连接，所述电流镜电路的控制端与第一场效应管开关阵列的共栅端连接。

3.根据权利要求2所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述改进型电流镜电路包括第0场效应管M0、第二场效应管开关阵列、二级运放；所述二级运放包括第一级运放电路和第二级运放电路；所述第一级运放电路的负输入端与第二场效应管开关阵列的共栅端连接，所述第一级运放电路的正输入端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接，所述第二级运放电路的输入端与第一级运放电路的输出端连接，且所述第二级运放电路的输入端还与MSB电流源的控制端连接；所述第二级运放电路的输出端与第二场效应管开关阵列的共漏端连接。

4.根据权利要求3所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述第二场效应管开关阵列包括N个场效应管Mn和N个控制开关SWCn；N个所述场效应管Mn的栅极连接，形成共栅端；N个所述场效应管Mn的漏极连接，形成共漏端；第n场效应管Mn的源极通过第n控制开关SWCn接地；

5.根据权利要求4所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述MSB电流源的输出电流根据以下公式确定：

；

式中，I₁₀为MSB电流源的输出电流；(W/L)N为第N场效应管MN的W与L的比率；SWC[N]为第N控制开关SWCN的状态值；其中，当第n控制开关SWCn处于关闭状态时，SWC[n]=1；当第n控制开关SWCn处于开启状态时，SWC[n]=0。

6.根据权利要求3所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述第二级运放电路的输出端与第一级运放电路的输入端之间连接有串联连接的第二电阻R2和第二电容C2。

7.根据权利要求3所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述第一级运放电路包括第十三场效应管M13、第十四场效应管M14、第十五场效应管M15、第十六场效应管M16；所述第十三场效应管M13的源极与第十四场效应管M14的源极连接，作为第一级运放电路的电源输入端；所述第十三场效应管M13的栅极与第十四场效应管M14的栅极连接，且所述第十三场效应管M13和第十四场效应管M14的栅极连接端与第十五场效应管M15的漏极连接，所述第十三场效应管M13的漏极与第十五场效应管M15的漏极连接；所述第十六场效应管M16的漏极与第十四场效应管M14的漏极连接，作为第一级运放电路的输出端；所述第十五场效应管M15的栅极为第一级运放电路的正输入端，所述第十六场效应管M16的栅极为第一级运放电路的负输入端；所述第十五场效应管M15和第十六场效应管M16的源极均接地；

8.根据权利要求1所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，其特征在于，所述第一场效应管开关阵列由N个N型场效应管和N个控制开关SWBi组成；N个所述N型场效应管的漏极依次相连，形成共漏端，N个所述N型场效应管的栅极依次相连，形成共栅端，N个所述N型场效应管的源极通过控制开关SWBi接地；

其中，N为大于1的自然数；i为1-N中的任一个自然数。

9.根据权利要求1-8任一项所述的一种可校准多档位的电流舵数模转换器，包括输入寄存器、行列译码器、开关信号译码器、同步驱动锁存器、电流源；所述电流源中包括多个MSB电流源，

其中，输入寄存器，用于同步输入的12位数字信号；

行列译码器，用于将高4位的数字信号二进制码翻译为温度计码；

开关信号译码，用于将温度计码翻译为电流源的开关信号；

同步驱动锁存器，用于将开关信号再次同步，并且将差分开关信号驱动成上升下降沿更陡峭且交叠点低的信号，并以该信号控制电流源的开启或关闭；

其特征在于，还包括比较器、二分法数字电路；所述比较器的输入端与MSB电流源连接，所述比较器的输出端与二分法数字电路的输入端连接，所述二分法数字电路的输出端与偏置单元的第一场效应管开关阵列连接，所述偏置单元的输出端与MSB电流源连接。