CN114326908A

CN114326908A - 内置自动温度补偿功能的ldo电路、工作方法及电源

Info

Publication number: CN114326908A
Application number: CN202111524387.7A
Authority: CN
Inventors: 邱子轩
Original assignee: Shandong Lingneng Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Shandong Lingneng Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2021-12-14
Filing date: 2021-12-14
Publication date: 2022-04-12
Anticipated expiration: 2041-12-14
Also published as: CN114326908B

Abstract

本发明属于电路设计领域，提供了一种内置自动温度补偿功能的LDO电路、工作方法及电源。其中，该LDO电路包括软启动电路，其包含高温漏电流补偿电路；所述软启动电路用于通过软启动方式将输入电压上电到电压阈值且达到设定高温时防止带隙放大器误关断；偏置电路，其用于在输入电压上电到设定电压阈值时开始工作并为带隙放大器提供偏置电流；带隙放大器，其用于调整其包含的功率管栅极电压使其导通并开始为负载提供电流，直至LDO电路的输出电压稳定；输出电路，其用于输出稳定的设定电压。

Description

内置自动温度补偿功能的LDO电路、工作方法及电源

技术领域

本发明属于电路设计领域，尤其涉及一种内置自动温度补偿功能的LDO电路、工作方法及电源。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

在电源IC中，一个重要的发展分支为DC-DC变换器。DC-DC变换器就是将输入的直流电压转换成另一种输出稳定的直流电压。它是根据负载变化，调节内部电阻阻值而实现的，有时也称其为直流斩波器。DC-DC变换器根据传输功率管的工作方式，大致可分为线性稳压器和开关型稳压器两大类。开关型稳压器是一种离散系统，其内部的功率管工作在高频开关状态，导通电阻小。当通过较大电流时，消耗在功率管上的功率很小，电源效率很高，可达到85％以上。有时也称它为“高效节能型电源”。现在已经成为稳压器的主流产品，但是开关噪声大是它的致命缺点，大大限制了在低噪声、低纹波的模拟和射频领域的应用。而线性稳压正好相反，它是个连续系统。效率低、功率管发热量大、输出总小于输入是它的缺点，但它有良好的线性调整率、负载调整率、高电源抑制比、低噪声的优点，正好可以弥补开关型稳压器的不足。线性稳压器还因具有低的纹波电压而被广泛应用于对噪声、纹波要求很高的电子设备中。然而，它的低效率给它带来诸多不便。

低压差(low-dropout，LDO)线性稳压器由于具有结构简单、成本低廉、低噪声、低功耗及较小的封装尺寸等优点，已经成为移动通信终端、便携式电脑、个人数字助理机(PDA)等移动电子设备中电源管理的首选。LDO稳压器一般工作于-20～80℃，但在汽车电子、环境探测等应用中，要求LDO稳压器在更宽的温度范围(-40～130℃)内能够稳定地为电子系统提供电源。

发明人发现，由于LDO电路中金属氧化物半导体(MOS)器件在高温时漏电严重，这样影响LDO电路的在高温环境下的工作稳定性。

发明内容

为了解决上述背景技术中存在的技术问题，本发明提供一种内置自动温度补偿功能的LDO电路、工作方法及电源，其能够使得LDO电路在高温条件下稳定运行，特别适合在恶劣的环境、负载变化大的情况下运行。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

本发明的第一个方面提供了一种内置自动温度补偿功能的LDO电路，其包括：

软启动电路，其包含高温漏电流补偿电路；所述软启动电路用于通过软启动方式将输入电压上电到电压阈值且达到设定高温时防止带隙放大器误关断；

偏置电路，其用于在输入电压上电到设定电压阈值时开始工作并为带隙放大器提供偏置电流；

带隙放大器，其用于调整其包含的功率管栅极电压使其导通并开始为负载提供电流，直至LDO电路的输出电压稳定；

输出电路，其用于输出稳定的设定电压。

作为一种实施方式，所述软启动电路包括电流镜、高温漏电流补偿电路、第一三极管和启动电容；启动电容的一端与第一三极管的基极相连，另一端与电流源的正极相连；启动电容的另一端及电流源的负极分别与电流镜的两个功率开关管的漏极分别相连；高温漏电流补偿电路的一端与电流镜的两个源极相连，另一端与电流源的负极相连。

作为一种实施方式，所述高温漏电流补偿电路包括两个N型功率开关管和四个P型功率开关管，其中，第一N型功率开关管和第二N型功率开关管串联连接，第一N型功率开关管的源极和第二N型功率开关管的栅极均与电流源的负极相连，第一P型功率开关管和第二P型功率开关管相对设置且栅极直接相连，第三P型功率开关管和第四P型功率开关管相对设置且栅极直接相连；第一P型功率开关管的栅极与漏极相连，且与第一N型功率开关管的漏极相连，第二P型功率开关管的漏极与第二N型功率开关管的漏极及第四P型功率开关管的漏极分别相连，第三P型功率开关管的漏极与第一三极管的发射极相连。

作为一种实施方式，所述第二N型功率开关管与启动电容并联连接，用于短路时控制返回信号。

作为一种实施方式，所述偏置电路包括偏置电压源、偏置电流源和第三N型功率开关管，所述偏置电流源和第三N型功率开关管串联连接后与偏置电压源并联连接。

作为一种实施方式，所述带隙放大器包括PMOS电流镜、NPN型差动对和NMOS缓冲跟随器，所述PMOS电流镜为NPN型差动对的负载，以用于驱动NMOS缓冲跟随器。

作为一种实施方式，所述带隙放大器还包括串联连接的第四N型功率开关管、第五N型功率开关管和第六N型功率开关管及N沟道缓冲器，N沟道缓冲器的栅极与NPN型差动对中的一个NPN型三极管的集电极相连，N沟道缓冲器的源极与第四N型功率开关管的漏极相连，N沟道缓冲器的漏极与PMOS电流镜的栅极相连。

作为一种实施方式，所述输出电路包括第五P型功率开关管以及与其串联连接的RC网络，所述RC网络包括并联连接的五条支路，其中第一支路为由两个电阻构成的分压电压，第二支路上串接有一电容，第三支路为RC串联支路，第四支路上也串接有一电容，第五支路上串接有一输出电阻。

本发明的第二个方面提供了一种基于如上述所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路的工作方法，其包括：

利用软启动电路通过软启动方式将输入电压上电到电压阈值且达到设定高温时防止带隙放大器误关断；

在输入电压上电到设定电压阈值时偏置电路开始工作并为带隙放大器提供偏置电流；

带隙放大器调整其包含的功率管栅极电压使其导通并开始为负载提供电流，直至LDO电路的输出电压稳定；

最后由输出电路输出稳定的设定电压。

本发明的第三个方面提供了一种电源，其包括如上述所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提供了一种内置自动温度补偿功能的LDO电路，其在软启动电路中涉及了高温漏电流补偿电路，其通过软启动方式将输入电压上电到电压阈值用来启动偏置电路，还在达到设定高温时能够防止带隙放大器误关断自动进行温度补偿，实现了在高温条件下稳定运行，特别适合在恶劣的环境、负载变化大的情况下运行，同时提高了输出电压的稳定性。

本发明的内置自动温度补偿功能的LDO电路，设计了一种输出电路，该输出电路由第五P型功率开关管以及与其串联连接的RC网络构成，RC网络包括并联连接的五条支路，其中第一支路为由两个电阻构成的分压电压，第二支路上串接有一电容，第三支路为RC串联支路，第四支路上也串接有一电容，第五支路上串接有一输出电阻，能够使得低频主极点位于输出端，而且引入了更多的同相零点抵消寄生极点的影响，抑制了其他极点相位偏移所带来的雪崩效应。

本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1是本发明实施例的内置自动温度补偿功能的LDO电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

术语解释：

LDO，即低压差线性稳压器。

PMOS，即P沟道金属-氧化物-半导体。

线性稳压器的工作性能通常归于3个指标：精度、功率转换效率和使用要求。精度指稳压器在所有可能的工作条件下将输出电压保持和稳定在它的目标值一个很小范围内的能力。功率转换效率描述了从输入电源中汲取的能量有多少能够到达负载。输入电压、输出电压、输出电容以及输出电容的等效串联电阻和负载电流的使用极限则定义了稳压器能够在指标范围内正常工作的工作环境。

输出精度包括了由制造工艺的非理想性以及电路响应温度、供电电源和负载电流变化能力的非理想性引起的负作用。工艺和温度会对输出产生永久性的稳态失调，输入和负载会缓慢改变输出，也会瞬间中断输出，不幸的是，后者的影响往往大于前者。深入了解每一个影响输出的机制可以在设计过程中更好的管理和分配电路冗余。最终决定一个稳压器规格的是总精度，总精度代表着所有变化的叠加影响。

一个稳压器最基本的精度误差来自制造工艺波动引起的集成电路初始失调电压，其源头是参考电压v_REF的误差，参考电压v_REF被用来产生输出目标电压；系统对v_OUT波动的敏感度最终取决于感测v_OUT和控制S₀的环路增益。如果存在一个无限的环路增益，v_FB将会匹配v_REF，但是因为增益是有限的，v_FB不可能精确等于v_REF，由此产生了增益误差；由于负反馈的作用，基准v_REF的任何变化都会通过系统的等效闭环增益A_CL传递到稳压器的输出v_OUT。因此，由温度引入的v_REF的漂移会引起v_OUT的变化。温度漂移导致稳压器中的误差放大器的输入参考电压随着温度变化而变化；线性调整率是一个稳态度量值，表示由输入电源电压的缓慢且明显的改变而引起的输出电压的变化。换言之，线(line)指的是稳压器的输入电源，线性调整指的是稳压器从输入到输出的稳态增益；电源纹波抑制(PSRR)表示了v_OUT随时间的变化，即随频率的变化，在低频时与电源增益A_IN0互为倒数；由负载电流i_LOAD的稳态变化引起的输出电压变化被定义为负载调整率；

电压稳压器的基本功能是调整功率以及将能量从电源转移到电子负载。以此来看，精度是衡量稳压器调整性能的指标，而功率转换效率，则表示能够抵达负载的能量的多少，理想情况下，负载接收来自电源的全部能量，然而，功率晶体管S₀和误差放大器A_EA，以及反馈控制器都要以热耗散的形式消耗功率P_LOSS。因此，功率转换效率是输出功率与输入功率之比，总是小于100％。

本发明所提供的一种内置自动温度补偿功能的LDO电路属于输出端补偿，指的是低频主极点位于输出端。这通常发生在负载突变很大以至于需要较大输出电容的高功率系统中。在没有其他极点和零点的情况下，增益随频率呈20dB每10倍频程下降，所以增益带宽积A_LG0p₀在穿越输出极点p₀时其值是恒定的。换言之，如果没有其他极点和零点干扰，低频增益A_LG0下降多少，则主极点频率p₀上升多少，单位增益频率f_0dB等于p₀A_LG0，或等价于GBW频率f_GBW。

在系统最坏情况下带宽处于最低的f_0dB处，所有寄生的极点仍然必须在可能的最高的f_0dB以上，缩小f_0dB的最大值于最小值范围可以节省功耗，因为寄生极点频率越高，要求晶体管的静态电流越高。

在线性稳压器中，并非每个性能指标都要求与温度无关，比如说压差电压就不一定需要与温度无关。仅仅是为了成就感而设计性能过高的电路不但增加了硅片面积、功耗和风险，而且常常是没有任何必要的。不管具体的应用要求是什么，为了使得设计的电路能够在标准或扩展商用温度范围内(0～85℃和-40～125℃)正常工作，了解性能参数对于温度的依赖性都是十分重要的。

二极管或基极-发射极电压、栅极-源极电压和齐纳二极管电压都是非常有用的零阶基准电压，因为它们在工艺角下产生的电压基本是可以预测的。然而，在现代稳压器的应用中，齐纳电压相比基极-发射极电压以及栅极-源极电压，由于其电压高达5-8V，不太实用，因为它们通常要高于工艺的击穿电压。因此，可用一个基极-发射极电压或一个栅极-源极电压通过功率晶体管以并联反馈的方式调整电阻分压器转换一种非常流行的设计不具有温度无关性的自参考稳压器的方法。

考虑温度无关性会增加电路的复杂性，尽管不是要达到绝对与温度无关。最简单的做法是找到一个本来就不随温度变化的电压或电流，但是这样的电压或电流实际中并不存在。然而栅极-源极电压可以分解为阈值电压以及漏极-源极饱和电压。增加电路的温度无关性，在更加广泛的意义上来说，就是结合使用一些具有互补温度效应的元件通过抵消温度对各自元件的影响从而获得与温度无关的模块。最实用的方法是找到两个随温度变化相反的电压或电流，例如一个PTAT电压可以抵消一个CTAT电压的影响，使得它们的总和几乎不随温度变化。组成基准的两个成分的温度特性不一定必须是线性的才能提供一个几乎恒定的输出，只要它们能够互相抵消温度的影响就可以。不随工艺角、管芯与管芯、晶圆与晶圆、批次与批次变化而变化的电压或电流极为重要，因为更好的容差性能最终还是比具有被认为是高精度的温度无关性和可预测性的基准更为重要。

PN结电压一般以大约-2.2mV/℃的速度随温度的升高而降低。因为它的线性部分远大于其高阶项，二极管电压常与PTAT电压互补，这是它被称为具有温度互补特性CTAT的原因，补偿后的基准电压v_REF在大多数温度范围内都是平坦的。使用v_PTAT和v_CTAT互相抵消一阶成分来实现温度无关性基准被称为一阶温度补偿。

带隙基准是一个使用非常普遍的电路，它的核心是用一个PTAT电压去补偿一个二级管电压或基极-发射极电压固有的CTAT特性，命名为带隙是因为二极管电压的零阶温度项是硅的带隙电压，这也是在绝对零度二极管电压为1.2V的原因。另外，更为重要的是，因为被用来补偿二级管电压或基极-发射极电压的PTAT电压没有零阶项，即在绝对零度下PTAT电压等于零，因此，在抵消一阶及高阶成分后，基准电压只剩下了二极管电压的零阶成分，故带隙电路产生的基准电压也大约只有1.2V。一般而言，同样的原则适用于二极管和PTAT电压产生的电流，只不过此时的带隙电压通过跨阻转换变成一个由电阻定义的电流。类似地，二极管电压和PTAT电压按一定比例结合可以产生远小于1.2V带隙电压的基准电压，可以在0.2～1V范围。无论以何种比例和何种电路结合方式来实现，任何使用二极管电压和PTAT电压来产生基准电压的都遵循带隙方法，即使是应用于稳压器的核心也是如此。输入电压v_IN、输出电压v_OUT、输出电容C₀、C₀的等效串联电阻或R_ESR以及输出电流i_O或负载电流i_LOAD的取值范围可以描述稳压器的工作限制。

为了提高便携式设备的效率和延长电池工作时间，结合低静态电流和低输入电压及为了提高负载突变响应使用大输出电容，本发明提供的内置自动温度补偿功能的LDO电路使用输出端补偿PMOS解决方案实现LDO。

下面结合具体电路原理图来详细说明本发明的内置自动温度补偿功能的LDO电路及其工作原理：

实施例一

参照图1，本实施例提供了一种内置自动温度补偿功能的LDO电路，其包括：软启动电路、偏置电路、带隙放大器和输出电路。

其中：

(1)软启动电路，其包含高温漏电流补偿电路；所述软启动电路用于通过软启动方式将输入电压上电到电压阈值且达到设定高温时防止带隙放大器误关断。

如图1所示，所述软启动电路包括电流镜、高温漏电流补偿电路、第一三极管QS和启动电容CS；启动电容CS的一端与第一三极管QS的基极相连，另一端与电流源I13的正极相连；启动电容CS的另一端及电流源I13的负极分别与电流镜的两个功率开关管的漏极分别相连；高温漏电流补偿电路的一端与电流镜的两个源极相连，另一端与电流源I13的负极相连。

具体地，所述高温漏电流补偿电路包括两个N型功率开关管和四个P型功率开关管，其中，第一N型功率开关管MS1和第二N型功率开关管MS2串联连接，第一N型功率开关管MS1的源极和第二N型功率开关管MS2的栅极均与电流源的负极相连，第一P型功率开关管MS3和第二P型功率开关管MS4相对设置且栅极直接相连，第三P型功率开关管MB5和第四P型功率开关管MB6相对设置且栅极直接相连；第一P型功率开关管MS3的栅极与漏极相连，且与第一N型功率开关管MS1的漏极相连，第二P型功率开关管MS4的漏极与第二N型功率开关管MS2的漏极及第四P型功率开关管MB6的漏极分别相连，第三P型功率开关管MB5的漏极与第一三极管QS的发射极相连。

在本实施例中，所述第二N型功率开关管MS2与启动电容CS并联连接，用于短路时控制返回信号。

本实施例的该软启动电路能够在-40～150℃正常工作，如图1，M_S2为短路时控制返回信号的开关管；M_S1～M_S4和M_B5、M_B6为高温漏电流补偿电路。其基本原理为：当输入电压V_DD上电到大于2V时，电流偏置电路BIAS开始工作，并为误差放大器提供偏置电流I_BS，这时M_S5把M_S6中的电流I_BS复制成I_S3，并使三极管Q_S导通，基极电流I_B开始对C_S充电。

(2)偏置电路，其用于在输入电压上电到设定电压阈值时开始工作并为带隙放大器提供偏置电流。

如图1所示，所述偏置电路包括偏置电压源V1、偏置电流源I11和第三N型功率开关管NM5，所述偏置电流源I11和第三N型功率开关管NM5串联连接后与偏置电压源V1并联连接。

由于偏置电流极大影响误差放大器的性能，电流镜的复制精度受温度影响严重，为了不使偏置电流在高温时发生漂移，特别给误差放大器的各偏执管加上高温补偿管(图1中MB1～MB6)。这些晶体管都可看成反向连接的二极管，在高温时，其反向漏电流加大，抵消掉偏置电流由于温度升高而偏移的量，从而保证了在极小的偏置电流和极高的温度下，误差放大器仍然能够正常工作。

(3)带隙放大器，其用于调整其包含的功率管栅极电压使其导通并开始为负载提供电流，直至LDO电路的输出电压稳定。

如图1所示，所述带隙放大器包括PMOS电流镜、NPN型差动对和NMOS缓冲跟随器NM1，所述PMOS电流镜为NPN型差动对的负载，以用于驱动NMOS缓冲跟随器NM1。

其中，NPN型差动对包括三极管Q2和三极管Q4。PMOS电流镜包括功率开关管PM2和功率开关管PM0。

在具体实施中，所述带隙放大器还包括串联连接的第四N型功率开关管NM3、第五N型功率开关管NM4和第六N型功率开关管NM5及N沟道缓冲器NM0，N沟道缓冲器NM0的栅极与NPN型差动对中的一个NPN型三极管Q2的集电极相连，N沟道缓冲器NM0的源极与第四N型功率开关管NM3的漏极相连，N沟道缓冲器NM0的漏极与PMOS电流镜的栅极相连。

电流镜负载PM2-PM0通常会产生一对位置十分接近的零极点对，因此它们的共同作用对于相位裕度的影响不明显。电平移位跟随器NM0和镜像晶体管PM2构成了一个负反馈环路，这个环路必须是稳定的。这个环路内有两个极点：位于NM0源极的高频极点p_G3和位于PM2漏极的设置带宽的低频极点p_D3。因此，极点p_D3必须足够高从而保证电流镜的闭环带宽p_M要稍高于f_0dB(MAX)。为了保证电流镜环路的稳定性，NM0的栅极的极点p_D3必须为主极点，而且p_G3必须在闭环带宽p_M附近。PM2的漏极电容对并联电阻分流，形成的极点p_D3远低于p_G3,所以C_GSNM0也是PM2的栅极负载。整个环路的共同作用通过对p_D3的反馈转换产生了系统的电流镜极点p_M,当从Q_D2输入的小信号大部分都没有被电流镜负载PM0吸收时，电流镜就产生了一个位置大概为2p_M的零点z_M，这有助于减小临近极点产生的雪崩效应的影响。

(4)输出电路，其用于输出稳定的设定电压。

在具体实施中，所述输出电路包括第五P型功率开关管PM1以及与其串联连接的RC网络，所述RC网络包括并联连接的五条支路，其中第一支路为由两个电阻R6和R7构成的分压电压，第二支路上串接有一电容C1，第三支路为RC串联支路，该RC串联支路由R5和C2串联构成，第四支路上也串接有一电容C3，第五支路上串接有一输出电阻R0。

本发明采用输出端补偿的PMOS稳压器，使输出极点p₀为低频主极点。在实际中，当其他极点和零点在全部的温度、工艺角以及工作条件下都能保持在较高频率时，频率过主极点p₀后，环路增益将以单极点滚降的方式随频率升高而线性下降。这样，当低频环路增益A_LG0达到1时，就大概设定了f_0dB的最小值，也就是增益带宽积。

建立误差放大器A_E的增益需要一个高阻节点v_OE,因此，与此节点相关联的极点p_OE通常为系统的第二主极点。虽然输出电容C₀的串联等效电阻R_ESR可能在p_OE附近引入相位裕度的零点z_ESR，但是，R_ESR随工艺角和温度变化很大，因而z_ESR的位置也将随工艺角和温度变化很大。因此把p_OE远置于f_0dB(MIN)以下以期z_ESR能抵消p_OE的影响是冒险的，但是使得f_0dB(MAX)在所有情况下都要小于z_ESR(MIN)则过于保守。所以就要使得第二主极点p_OE位于f_0dB(MIN)附近，但始终远低于f_0dB(MAX)。为了使p_OE在f_0dB(MIN)附近，v_OE处的电阻必须比较低，这就是镜像器件PM2和PM0的沟道长度相对较短的原因，因为沟道长度调制效应会使得短沟道器件产生的输出电阻更低。

随着频率增加，下一个出现的极点就是位于PM1的栅极v_B处的缓冲器极点p_OB，由于在没有z_ESR的情况下，p₀和p_OE已经产生了较大的相移，p_OB必须远高于f_0dB(MIN)，但不一定要高于f_0dB(MAX)。由于z_ESR是f_0dB移向f_0dB(MAX)的主要原因，z_ESR可抵消p₀的作用，从而为p_OB在f_0dB(MAX)附近带来的相位变化留出了余量。

在p_OB频率之后，系统没有为包括位于v_FB的反馈极点p_FB、C_B的旁路极点p_B和镜像极点p_M在内的所有剩余寄生极点留下相位余量，因此它们的频率都必须远高于f_0dB(MAX)。把寄生极点维持在高频需要消耗额外的静态电流，为了维持稳定，把他们置于只稍微高于f_0dB(MAX)。虽然高于f_0dB(MAX)10倍频程的单个极点对相位裕度的影响是很小的，但是多个极点的共同作用对f_0dB附近的反馈环路相移的影响可能如雪崩效应一般。相位裕度在f_0dB附近的快速恶化意味着工艺偏差以及温度变化更容易破坏系统的稳定性，因为零极点位置的很小移动就会造成相位裕度很大的变化。这意味着电路在某些条件下会处于非稳定的状态，从而使电路在开启或者负载快速变化时出现振荡。

同相零点(即左半平面零点)可以恢复一些相位裕度，从而抑制其他极点相位偏移所带来的雪崩效应。因此需要把寄生极点置于f_0dB(MAX)10倍频程的位置，还可以引入更多的同相零点抵消寄生极点的影响。图一中的前馈电容C1在1/2ΠR6C1频率开始对反馈电阻R6分流，从而产生一个可以提高相位裕度的零点z1。在f_0dB(MAX)以下的频率范围内制造一个零点z_ESR会使f_0dB(MAX)更加接近寄生极点，这会使得寄生极点对相位裕度的影响更加严重。为了防止工艺偏差和温度变化把零点z1置于低于f_0dB(MAX)的位置，通常把零点z1设计在稍高于f_0dB(MAX)的位置。

C_B对于C₀的R_ESR的并联效应会产生极点p_B。旁路电容最大值要小于C_B(MAX)以位置p_B在f_0dB(MAX)10倍频程处。位于反馈节点v_FB的电容会限制反馈电阻R6和反馈电阻R7并联电阻的大小，因为此电容和R6与R7组成的并联电阻产生的极点必须在10倍f_0dB(MAX)之上。

输出端补偿稳压器的突出优点是拥有大的输出电容C₀和大的误差放大器带宽p_E。大的输出电容C₀可以增强稳压器抑制宽范围的、快速的高功率负载突变的影响的能力。高的p_E能够将并联反馈对PSR的好处扩展到更高的频率。这里最基本的挑战是保证p_E高于系统带宽f_0dB以避免反馈的不稳定条件，其难点首先在于高增益是由中等的跨导电流流经大电阻获得的，并且，对于大电阻，电容在较低的频率时就会开始分流，其次功率导通晶体管一般很大，所以它给误差放大器的输出电阻提供了很大的负载电容，导致它们产生的极点位于低频。

ESR零点z_ESR提供了相位裕度，在实际中z_ESR的位置是不可预测的，因此是不可靠的。原因是ESR电阻R_ESR随温度和工艺的变化幅度可能高达±50％～±100％，而且，ESR的特征数据通常不可靠，因此仿真模型通常不够准确。因此，z_ESR可能位于稳压器的带宽内，也可能在带宽外。为了维持系统稳定的条件，一般的做法是建立一个低频主极点，并把第二个极点放在单位增益频率f_0dB附近。在线性稳压器中，这两个极点是输出极点p₀和误差放大器极点p_E。在确定了哪一个极点应该是主极点后，补偿的目的就是理解系统中所有可能的干扰，并且保证环路在f_0dB处的相移在温度和工艺角变化下都不超过140°，更进一步，要保证系统的相移达到180°时的频率f_180°距离f_0dB10倍频程远，这有助于避免系统第一次启动或休眠后重启时过渡过程不稳定。

功率效率和精度是误差放大器A_E设计中的关键参数。首先，与功率晶体管S₀和缓冲器A_B一样，A_E最基本的要求是:在很低的电源电压v_IN下，此时通过S₀的电压很低，A_E仍可以正常工作，而且静态工作电流i_Q很低，以提高功率效率，延长电池的使用寿命。A_E还必须能够快速响应，以抑制负载突变和电源纹波对调整输出信号v₀的不利影响。而且，像负载调整率、线性调整率和初始精度等稳态精度参数都取决于参考电压v_REF和误差放大器A_E的性能，A_E的增益必须很高，但不能高到影响电路的稳定性。系统性的和随机性的输入参考失调电压Vos也必须很低。从系统上来看，A_E的输出级还必须考虑到A_B的电流和驱动电压要求。总之，A_E应该具有低v_IN(MIN，低i_Q、高带宽、高电源抑制比、高增益和低失调，而且其输出v_OE必须与A_B的驱动能力要求相适应。

本实施例采用PMOS电流镜PM2-PM0作NPN型差动对Q2-Q4的负载，去驱动一个NMOS缓冲跟随器NM1，然后由这个缓冲器控制PMOS功率开关管PM1。N沟道缓冲器NM0二极管连接PM2，从而将PM1的源极-栅极电压v_SG0和NM1的栅极-源极电压v_GSNM1对PM0的源极-漏极电压v_SD0的总影响与PM2的v_SG2和NM0的v_GSNM0对PM2的v_SD2的总影响一阶匹配，可以最小化电流镜上的电压失配产生的系统失调。电容C1被用来将v₀的小信号前馈到反馈节点v_FB上，这引入了一个同相零点(即左半平面零点)z_FF，在系统单位增益附近改善相位裕度。输入差动对采用BJT，因为它们的匹配性能通常要比MOSFET好，从而产生更低的输入参考失调。

实施例二

本实施例基于如实施例一所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其工作原理为：

最后由输出电路输出稳定的设定电压。

实施例三

本实施例提供了一种电源，其包括如上述实施例一所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，包括：

输出电路，其用于输出稳定的设定电压。

2.如权利要求1所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述软启动电路包括电流镜、高温漏电流补偿电路、第一三极管和启动电容；启动电容的一端与第一三极管的基极相连，另一端与电流源的正极相连；启动电容的另一端及电流源的负极分别与电流镜的两个功率开关管的漏极分别相连；高温漏电流补偿电路的一端与电流镜的两个源极相连，另一端与电流源的负极相连。

3.如权利要求2所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述高温漏电流补偿电路包括两个N型功率开关管和四个P型功率开关管，其中，第一N型功率开关管和第二N型功率开关管串联连接，第一N型功率开关管的源极和第二N型功率开关管的栅极均与电流源的负极相连，第一P型功率开关管和第二P型功率开关管相对设置且栅极直接相连，第三P型功率开关管和第四P型功率开关管相对设置且栅极直接相连；第一P型功率开关管的栅极与漏极相连，且与第一N型功率开关管的漏极相连，第二P型功率开关管的漏极与第二N型功率开关管的漏极及第四P型功率开关管的漏极分别相连，第三P型功率开关管的漏极与第一三极管的发射极相连。

4.如权利要求3所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述第二N型功率开关管与启动电容并联连接，用于短路时控制返回信号。

5.如权利要求1所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述偏置电路包括偏置电压源、偏置电流源和第三N型功率开关管，所述偏置电流源和第三N型功率开关管串联连接后与偏置电压源并联连接。

6.如权利要求1所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述带隙放大器包括PMOS电流镜、NPN型差动对和NMOS缓冲跟随器，所述PMOS电流镜为NPN型差动对的负载，以用于驱动NMOS缓冲跟随器。

7.如权利要求6所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述带隙放大器还包括串联连接的第四N型功率开关管、第五N型功率开关管和第六N型功率开关管及N沟道缓冲器，N沟道缓冲器的栅极与NPN型差动对中的一个NPN型三极管的集电极相连，N沟道缓冲器的源极与第四N型功率开关管的漏极相连，N沟道缓冲器的漏极与PMOS电流镜的栅极相连。

8.如权利要求1所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路，其特征在于，所述输出电路包括第五P型功率开关管以及与其串联连接的RC网络，所述RC网络包括并联连接的五条支路，其中第一支路为由两个电阻构成的分压电压，第二支路上串接有一电容，第三支路为RC串联支路，第四支路上也串接有一电容，第五支路上串接有一输出电阻。

9.一种基于如权利要求1-8中任一项所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路的工作方法，其特征在于，包括：

最后由输出电路输出稳定的设定电压。

10.一种电源，其特征在于，包括如权利要求1-8中任一项所述的内置自动温度补偿功能的LDO电路。