CN114257150A - 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法 - Google Patents

一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114257150A
CN114257150A CN202210095890.3A CN202210095890A CN114257150A CN 114257150 A CN114257150 A CN 114257150A CN 202210095890 A CN202210095890 A CN 202210095890A CN 114257150 A CN114257150 A CN 114257150A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
kalman filter
current
vector
compensation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202210095890.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114257150B (zh
Inventor
张燕
周皓
黄克荣
王健岗
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shanghai Beihao Shipbuilding Technology Co ltd
Hefei Beihao Marine Equipment Technology Co ltd
Original Assignee
Shanghai Beihao Shipbuilding Technology Co ltd
Hefei Beihao Marine Equipment Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shanghai Beihao Shipbuilding Technology Co ltd, Hefei Beihao Marine Equipment Technology Co ltd filed Critical Shanghai Beihao Shipbuilding Technology Co ltd
Priority to CN202210095890.3A priority Critical patent/CN114257150B/zh
Publication of CN114257150A publication Critical patent/CN114257150A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114257150B publication Critical patent/CN114257150B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
    • H03H17/0255—Filters based on statistics
    • H03H17/0257—KALMAN filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，属于电机驱动控制领域，本发明通过已知死区时间计算平均误差电压的理论值，并将其作为卡尔曼滤波器的状态参考值，得到了改进卡尔曼滤波器用于补偿电压的计算，通过电流矢量进行扇区判断，并确定补偿电压矢量，与当前矢量控制环节的电压控制指令相加后形成新的电压控制指令。本发明将卡尔曼滤波器与已知死区时间结合，提高了死区补偿算法的可靠性和自适应能力，大幅降低死区时间对伺服系统的影响。

Description

一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，具体地，涉及一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法。
背景技术
随着高性能永磁材相继被开发使用，永磁同步电机逐渐成为现代电伺服驱动的主流，在数控加工、工业生产、高性能家用电器等领域得到应用，是许多行业的基础。随着科学技术的高速发展以及工业需求的不断提升，对伺服系统性能的要求也不断提高，因此针对电机控制技术领域的研究具有实用价值。
为了防止逆变器同一桥臂的上下两个开关器件同时导通，需要人为地在开关器件的控制信号中加入死区时间，保证在一个开关器件导通之前，同一桥臂的另一开关器件已关断。死区时间的引入使电压的实际值与理论值之间存在偏差，导致电机电流发生畸变、产生谐波，进而影响电机的伺服性能。在电机低速、轻载时，死区时间引起的畸变现象更为明显。
为了克服死区时间造成的不良影响，一般通过平均电压补偿法消除因死区时间引起的电压偏差。平均电压补偿法又可分为两类，一类是通过逆变器已知的死区时间、开关器件开通延迟时间与关断时间、直流母线电压等逆变器参数得到平均误差电压，再根据电流极性将平均误差电压补偿到逆变器的参考电压中。该类方法的缺点是自适应能力差，由于开关器件的开通延迟时间等参数与流过开关器件的电流相关，实验离线测试值与实际值存在偏差。另一类平均电压补偿法通过观测器进行在线补偿，将逆变器输出电压平均偏差视为扰动电压，设计观测器观测出该扰动电压，并直接补偿到逆变器参考电压中。该类方法无需获得逆变器开关器件相关参数，自适应能力强，但观测器的设计将影响补偿效果，并且观测器需要一定的计算时间，同时需要根据电流极性确定补偿电压的极性，即扰动电压存在跳变，如何设计观测器是该类方法的研究难点。
为此，本发明提出一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，结合两类平均电压补偿法的优点，对卡尔曼滤波器进行改进，并用于死区补偿中。本发明利用已知的驱动器死区时间，结合驱动器开关器件的其他参数，计算得到平均偏差电压理论值，并将其作为卡尔曼滤波器的状态参考值，得到了改进卡尔曼滤波器。与传统卡尔曼滤波器相比，改进卡尔曼滤波器具有更快的计算速度和更高的可靠性。针对偏差电压根据电流极性跳变的问题，本发明在静止坐标系下对偏差电压进行傅里叶分解，使改进卡尔曼滤波器观测近似恒定的平均偏差电压，更利于算法的收敛和提高观测的准确度。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
由设定的开关器件开通与关断时刻之间的死区时间td，结合驱动器参数—开关器件开通延迟时间ton、关断延迟时间toff，计算理想输出电压和实际输出电压之间的等效死区时间terr，如式(1)所示：
terr＝td+ton-toff (1)
实际输出相电压与理想输出相电压在一个周期内的平均误差电压理论值
Figure BDA0003490993730000022
可表示为：
Figure BDA0003490993730000021
其中，udc为直流母线电压，T为PWM开关周期。
永磁同步电机在静止两相坐标系下的电压方程如式(3)所示：
Figure BDA0003490993730000031
其中，
Figure BDA0003490993730000032
为输入至SVPWM的α轴给定电压，
Figure BDA0003490993730000033
为输入至SVPWM的β轴给定电压，Rs为定子电阻，Ls为定子电感，iα为电机α轴电流，iβ为β轴电流，ψf为永磁磁链，ωe为电转速，θe为电角度，uα-err为α轴死区补偿电压，uβ-err为β轴死区补偿电压。
将uα-err和uβ-err进行傅里叶分解，使uα-err和uβ-err用平均误差电压uerr表示，如式(4)所示：
Figure BDA0003490993730000034
选取输入至SVPWM的目标电压、电机转速为输入量，电机电流为输出量，电机电流和平均误差电压为状态变量，并假设在计算期间，平均误差电压基本不变。其次，由于系统机械常数变化率远小于电气常数变化率，因此在忽略电机内部参数时变的情况下，系统可视为线性定常系统。由电机模型加上系统噪声和测量噪声，可得系统状态方程。同时，为了充分利用已知死区时间，通过已知参数和式(1)、式(2)得到平均误差电压的估计值
Figure BDA0003490993730000035
作为观测值。系统状态方程如式(5)、式(6)所示：
Figure BDA0003490993730000036
y1＝C1x (6)
其中，
x＝[iα iβ uerr]T，
u＝[uα uβ ωe]T
y1＝[iα iβ]T，
Figure BDA0003490993730000041
Figure BDA0003490993730000042
Figure BDA0003490993730000043
根据电机系统状态方程建立卡尔曼滤波器的数学模型，如式(7)、式(8)所示。为了充分利用已知死区时间，通过已知参数和式(1)、式(2)得到平均误差电压的估计值
Figure BDA0003490993730000044
作为观测值。
Figure BDA0003490993730000045
y＝Cx+W (8)
其中，
Figure BDA0003490993730000047
Figure BDA0003490993730000046
V和W分别为系统噪声矩阵和测量噪声矩阵，在卡尔曼滤波器的递推算法中，不直接使用噪声矩阵V和W，而是使用V的协方差矩阵Q和W的协方差矩阵R，它们的数学关系如式(9)和式(10)所示。Q和R一般根据实验和仿真确定。
Cov(V)＝E(VVT)＝Q (9)
Cov(W)＝E(WWT)＝R (10)
设系统采样时间为Ts，则离散化后的系统状态方程如式(11)、式(12)所示：
x(k+1)＝(TsA+I)x(k)+TsBu(k)+TsV(k) (11)
y(k+1)＝Cx(k+1)+W(k+1) (12)
其中，I为单位矩阵。
使用卡尔曼滤波器估计状态变量主要包含预测和校正两个阶段。预测指根据前一时刻估计的状态变量、观测器的观测结果、系统模型计算状态和误差的数值，因此预测也可称为先验估计；校正指结合预测结果和观测器新的测量结果得到最优的估计结果，可称为后验估计。具体步骤如下：
初始化状态变量x和状态误差协方差矩阵P，选取系统噪声协方差矩阵Q和测量噪声协方差矩阵R的初值。
设～表示状态预测值，^表示状态估计值。预测状态变量：
Figure BDA0003490993730000051
预测状态误差协方差矩阵：
Figure BDA0003490993730000052
计算卡尔曼滤波器增益：
Figure BDA0003490993730000053
校正状态估计值：
Figure BDA0003490993730000054
更新状态误差协方差矩阵：
Figure BDA0003490993730000055
上一循环计算得到的后验估计作为下一循环计算的先验估计，通过不断迭代逼近状态矢量的真实值。
在获得平均电压偏差值后，根据电流矢量角确定偏差电压矢量。在采用矢量控制的电机系统中，电流矢量角θi可由电角度θe计算，如式(18)所示。
Figure BDA0003490993730000061
若
Figure BDA0003490993730000062
且
Figure BDA0003490993730000063
则
Figure BDA0003490993730000064
uβ-err＝0；
若
Figure BDA0003490993730000065
且
Figure BDA0003490993730000066
则
Figure BDA0003490993730000067
若
Figure BDA0003490993730000068
且
Figure BDA0003490993730000069
则
Figure BDA00034909937300000610
若
Figure BDA00034909937300000611
且
Figure BDA00034909937300000612
则
Figure BDA00034909937300000613
uβ-err＝0；
若
Figure BDA00034909937300000614
且
Figure BDA00034909937300000615
则
Figure BDA00034909937300000616
若
Figure BDA00034909937300000617
且
Figure BDA00034909937300000618
则
Figure BDA00034909937300000619
由电流矢量角θi的值域得到补偿电压矢量后，与矢量控制环节电压指令叠加后得到当前第k步的电压控制指令uα、uβ，完成当前第k步的控制任务。
在(k+1)步重复上述步骤2和步骤3至步骤32，即可获得更新的电压控制指令。死区补偿方法通过改进卡尔曼滤波器不断调整新的估计值，获得平均偏差电压的最佳估计值，从而实现良好的死区电压补偿。
有益效果：
1、本发明将死区时间td作为卡尔曼滤波器的输入条件来计算死区导致的偏差电压理论值，提高了观测器的收敛速度和观测的可靠性。
2、本发明使用卡尔曼滤波器对驱动器死区时间引起的偏差电压进行了观测，降低了采样噪声和系统噪声的影响，并且具有一定的自适应能力，能够随运行工况调整补偿电压。
3、本发明在建立卡尔曼滤波器数学模型时，在静止坐标系下对偏差电压进行傅里叶分解，使卡尔曼滤波器观测近似恒定的平均偏差电压，更利于算法的收敛，提高了观测的准确度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿总体控制系统结构示意图；
图2是基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿的流程图；
图3是a相死区效应波形图；
图4是卡尔曼滤波器工作原理示意图；
图5为补偿前后a相电流波形图；
图6为死区补偿估计出的平均偏差电压大小。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明在基于矢量控制的永磁同步控制系统中加入了死区补偿算法，死区补偿算法以驱动器设定的死区时间、电流环输出、电角度、电流作为输入，电压补偿值作为输出，与矢量控制输出电压叠加后形成电压控制指令uα、uβ，连接至逆变器SVPWM模块。在永磁同步电机控制系统上电后，系统初始化阶段按照步骤1、步骤2、步骤3的顺序执行，完成初始补偿电压矢量的计算，进入新的控制周期后，即第(k+1)步控制周期，返回步骤2和步骤3重新计算新时刻的补偿电压矢量，并更新控制电压。
图2所示为本发明的死区补偿算法流程图。本发明的改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法包括以下步骤：
1)由已知的死区时间和开关器件的参数计算等效死区时间和平均误差电压理论值。如图3所示，如果同时考虑开关器件开通与关断时刻之间的死区时间td、开关器件开通延迟时间ton、关断延迟时间toff等因素，则逆变器的理想输出电压和实际输出电压之间的等效死区时间大小terr如式(1)所示：
terr＝td+ton-toff (1)，
实际输出相电压与理想输出相电压在一个周期内的平均误差电压理论值
Figure BDA0003490993730000085
可表示为：
Figure BDA0003490993730000081
其中，udc为直流母线电压，T为PWM开关周期。
如图2所示，死区时间及开关器件的延迟时间会使理想相电压与实际相电压存在偏差，且与电流方向有关，平均误差电压可表示为△uan＝sign(ia)uerr。
2)计算永磁同步电机系统状态方程。永磁同步电机在静止两相坐标系下的电压方程如式(3)所示：
Figure BDA0003490993730000082
其中，
Figure BDA0003490993730000083
为输入至SVPWM的α轴给定电压，
Figure BDA0003490993730000084
为输入至SVPWM的β轴给定电压，Rs为定子电阻，Ls为定子电感，iα为电机α轴电流，iβ为β轴电流，ψf为永磁磁链，ωe为电转速，θe为电角度，uα-err为α轴死区补偿电压，uβ-err为β轴死区补偿电压。
由步骤1可知，理想相电压与实际相电压之差与电流方向有关，在静止两相坐标系下为uα-err和uβ-err阶梯波，将uα-err和uβ-err进行傅里叶分解，使uα-err和uβ-err用平均误差电压uerr表示，如式(4)所示：
Figure BDA0003490993730000091
选取输入至SVPWM的目标电压、电机转速为输入量，电机电流为输出量，电机电流和平均误差电压为状态变量，并假设在计算期间，平均误差电压基本不变。其次，由于系统机械常数变化率远小于电气常数变化率，因此在忽略电机内部参数时变的情况下，系统可视为线性定常系统。由电机模型加上系统噪声和测量噪声，可得系统状态方程。同时，为了充分利用已知死区时间，通过已知参数和式(1)、式(2)得到平均误差电压的估计值
Figure BDA0003490993730000093
作为观测值。系统状态方程如式(5)、式(6)所示：
Figure BDA0003490993730000092
y1＝C1x (6)，
其中，
x＝[iα iβ uerr]T，
u＝[uα uβ ωe]T
y1＝[iα iβ]T，
Figure BDA0003490993730000101
Figure BDA0003490993730000102
Figure BDA0003490993730000103
3)根据电机系统状态方程建立卡尔曼滤波器的数学模型，如式(7)、式(8)所示。为了充分利用已知死区时间，通过已知参数和式(1)、式(2)得到平均误差电压的估计值
Figure BDA0003490993730000104
作为观测值。
Figure BDA0003490993730000105
y＝Cx+W (8)，
其中，
Figure BDA0003490993730000106
Figure BDA0003490993730000107
V和W分别为系统噪声和测量噪声矩阵，在卡尔曼滤波器的递推算法中，不直接使用噪声矩阵V和W，而是使用V的协方差矩阵Q和W的协方差矩阵R，它们的数学关系如式(9)和式(10)所示。Q和R一般根据实验和仿真确定。
Cov(V)＝E(VVT)＝Q (9)，
Cov(W)＝E(WWT)＝R (10)。
设系统采样时间为Ts，则离散化后的系统状态方程如式(11)、式(12)所示：
x(k+1)＝(TsA+I)x(k)+TsBu(k)+TsV(k) (11)，
y(k+1)＝Cx(k+1)+W(k+1) (12)，其中，I为单位矩阵。
4)使用卡尔曼滤波器进行迭代，逼近状态矢量真实值。如图4所示，卡尔曼滤波器工作原理示意图。使用卡尔曼滤波器估计状态变量主要包含预测和校正两个阶段。预测指根据前一时刻估计的状态变量、观测器的观测结果、系统模型计算状态和误差的数值，因此预测也可称为先验估计；校正指结合预测结果和观测器新的测量结果得到最优的估计结果，可称为后验估计。具体步骤如下：
初始化状态变量x和状态误差协方差矩阵P，选取系统噪声协方差矩阵Q和测量噪声协方差矩阵R的初值。
设～表示状态预测值，^表示状态估计值。预测状态变量：
Figure BDA0003490993730000111
预测状态误差协方差矩阵：
Figure BDA0003490993730000112
计算卡尔曼滤波器增益：
Figure BDA0003490993730000113
校正状态估计值：
Figure BDA0003490993730000114
更新状态误差协方差矩阵：
Figure BDA0003490993730000115
上一循环计算得到的后验估计作为下一循环计算的先验估计，通过不断递归逼近状态矢量的真实值。
5)在获得平均电压偏差值后，根据电流矢量角确定偏差电压矢量。在采用矢量控制的电机系统中，电流矢量角θi可由电角度θe计算，如式(18)所示。
Figure BDA0003490993730000121
若
Figure BDA0003490993730000122
且
Figure BDA0003490993730000123
则
Figure BDA0003490993730000124
uβ-err＝0；
若
Figure BDA0003490993730000125
且
Figure BDA0003490993730000126
则
Figure BDA0003490993730000127
若
Figure BDA0003490993730000128
且
Figure BDA0003490993730000129
则
Figure BDA00034909937300001210
若
Figure BDA00034909937300001211
且
Figure BDA00034909937300001212
则
Figure BDA00034909937300001213
uβ-err＝0；
若
Figure BDA00034909937300001214
且
Figure BDA00034909937300001215
则
Figure BDA00034909937300001216
若
Figure BDA00034909937300001217
且
Figure BDA00034909937300001218
则
Figure BDA00034909937300001219
由电流矢量角θi的值域得到补偿电压矢量后，与矢量控制环节电压指令叠加后得到当前第k步的电压控制指令uα、uβ，完成当前第k步的控制任务。在(k+1)步重复上述步骤2和步骤3至步骤32，获得更新的电压控制指令。
如图3所示a相死区效应波形图，开关器件开通与关断时刻之间的死区时间td、开关器件开通延迟时间ton、关断延迟时间toff等因素的存在，使得实际输出电压与理想输出电压之间造成一定的电压偏差Δuan，因此需要采用本发明的方法进行死区补偿。
如图4所示卡尔曼滤波器工作原理示意图。使用卡尔曼滤波器估计状态变量主要包含预测和校正两个阶段。预测指根据前一时刻估计的状态变量、观测器的观测结果、系统模型计算状态和误差的数值，因此预测也可称为先验估计；校正指结合预测结果和观测器新的测量结果得到最优的估计结果，可称为后验估计。
采用上述系统结构设计与系统控制原则，本发明的一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法在仿真软件中的实施效果如图5、图6所示。其中，图5为补偿前后a相定子电流波形，补偿前由于死区时间的影响，在三相电流换向时出现电流钳位现象，波形发生畸变；补偿后，电流钳位现象基本消失，电流无明显畸变现象。图6为死区补偿估计出的平均偏差电压大小，由图6可见，改进卡尔曼滤波器对平均误差电压的估计收敛速度很快，放大来看，可见改进卡尔曼滤波器根据运行状态对补偿电压进行调整，使补偿更精确。
以上内容仅仅是对本发明结构所作的举例和说明，所述本技术领域的技术人员对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离发明的结构或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：计算平均误差电压理论值；
步骤2：计算基于改进卡尔曼滤波器的补偿电压；
步骤3：计算电流矢量扇区和补偿电压矢量。
2.根据权利要求1所述的一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，其特征在于：计算平均误差电压理论值的过程包括以下步骤：
步骤11：计算等效死区时间；由设定的开关器件开通与关断时刻之间的死区时间td，结合驱动器参数——开关器件开通延迟时间ton、关断延迟时间toff，计算理想输出电压和实际输出电压之间的等效死区时间terr：
terr＝td+ton-toff
步骤12：计算平均误差电压理论值，实际输出相电压与理想输出相电压在一个周期内的平均误差电压理论值
Figure FDA0003490993720000011
表示为：
Figure FDA0003490993720000012
其中，udc为直流母线电压，T为PWM开关周期。
3.根据权利要求1所述的一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，其特征在于：计算基于改进卡尔曼滤波器的补偿电压包括以下步骤：
步骤21：建立数学模型；设电机系统中，uα为输入至SVPWM的α轴给定电压，uβ为输入至SVPWM的β轴给定电压，Rs为定子电阻，Ls为定子电感，iα为电机α轴电流，iβ为β轴电流，ψf为永磁磁链，ωe为电转速，θe为电角度，uerr为平均误差电压，
Figure FDA0003490993720000013
为平均误差电压理论值，Ts为系统采样时间；离散化后的改进卡尔曼滤波器数学模型为：
x(k+1)＝(TsA+I)x(k)+TsBu(k)+TsV(k)
y(k+1)＝Cx(k+1)+W(k+1)
其中，
x＝[iα iβ uerr]T，
u＝[uα uβ ωe]T，
Figure FDA0003490993720000021
Figure FDA0003490993720000022
Figure FDA0003490993720000023
Figure FDA0003490993720000024
Figure FDA0003490993720000025
Figure FDA0003490993720000026
V和W分别为系统噪声矩阵和测量噪声矩阵，在卡尔曼滤波器的递推算法中，不直接使用噪声矩阵V和W，而是使用V的协方差矩阵Q和W的协方差矩阵R，它们的数学关系为；
Cov(V)＝E(VVT)＝Q
Cov(W)＝E(WWT)＝R
步骤22：参数初始化；状态变量x中，平均误差电压uerr初始化为参考值
Figure FDA0003490993720000031
α轴电流iα和β轴电流iβ初始化为0；状态误差协方差矩阵P初始化为零矩阵，系统噪声协方差矩阵Q和测量噪声协方差矩阵R通过实验确定；
步骤2和步骤3：计算平均误差电压；使用卡尔曼滤波器对平均误差电压uerr进行最优估计；预测状态变量和状态误差协方差矩阵，其中，～表示状态预测值，^表示状态估计值；得到平均误差电压预测值；
Figure FDA0003490993720000032
Figure FDA0003490993720000033
得到状态变量的预测值
Figure FDA0003490993720000034
和状态误差协方差矩阵的预测值
Figure FDA0003490993720000035
后，计算卡尔曼滤波器增益，并用卡尔曼滤波器增益校正状态估计值
Figure FDA0003490993720000036
得到最优状态估计值
Figure FDA0003490993720000037
更新状态误差协方差矩阵；得到
Figure FDA0003490993720000038
即得到平均误差电压uerr的最优估计值。
4.根据权利要求1所述的一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，其特征在于：计算电流矢量扇区和补偿电压矢量包括以下：
步骤31：计算电流矢量角；在采用矢量控制的电机系统中，电流矢量角θi可由电角度θe计算；
Figure FDA0003490993720000039
步骤32：计算补偿电压矢量，在两相静止轴系中，根据电流矢量角θi，可将两相静止电流轴系平面分为6个扇区，每个扇区对应一个补偿电压矢量；
若
Figure FDA00034909937200000310
且
Figure FDA00034909937200000311
则
Figure FDA00034909937200000312
若
Figure FDA00034909937200000313
且
Figure FDA00034909937200000314
则
Figure FDA00034909937200000315
若
Figure FDA0003490993720000041
且
Figure FDA0003490993720000042
则
Figure FDA0003490993720000043
若
Figure FDA0003490993720000044
且
Figure FDA0003490993720000045
则
Figure FDA0003490993720000046
若
Figure FDA0003490993720000047
且
Figure FDA0003490993720000048
则
Figure FDA0003490993720000049
若
Figure FDA00034909937200000410
且
Figure FDA00034909937200000411
则
Figure FDA00034909937200000412
由电流矢量角θi的值域得到补偿电压矢量后，与矢量控制环节电压指令叠加后得到当前第k步的电压控制指令uα、uβ，完成当前第k步的控制任务。
5.根据权利要求1所述的一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法，其特征在于：在控制系统初始化阶段按照步骤1、步骤2、步骤3的顺序执行，完成初始补偿电压矢量的计算并获得当前控制周期的电压控制指令，在下一个控制周期，即第(k+1)步控制周期，返回步骤2和步骤3重新计算新时刻的补偿电压矢量，更新控制电压。
CN202210095890.3A 2022-01-26 2022-01-26 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法 Active CN114257150B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210095890.3A CN114257150B (zh) 2022-01-26 2022-01-26 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210095890.3A CN114257150B (zh) 2022-01-26 2022-01-26 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114257150A true CN114257150A (zh) 2022-03-29
CN114257150B CN114257150B (zh) 2022-11-01

Family

ID=80799873

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210095890.3A Active CN114257150B (zh) 2022-01-26 2022-01-26 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114257150B (zh)

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001296907A (ja) * 2000-04-12 2001-10-26 Nippon Steel Corp むだ時間補償制御装置、むだ時間補償制御方法及び記憶媒体
KR20100010528A (ko) * 2008-07-23 2010-02-02 창원대학교 산학협력단 영구자석 동기 전동기 구동제어장치의 데드타임 보상기 및보상방법
CN103684179A (zh) * 2013-12-17 2014-03-26 清华大学 一种永磁同步电机电流滤波及死区补偿装置与补偿方法
CN103956956A (zh) * 2014-05-13 2014-07-30 北京理工大学 一种基于扩展卡尔曼滤波器的无刷直流电机状态估计方法
CN108134549A (zh) * 2017-12-25 2018-06-08 西安理工大学 一种提高永磁同步电机转速估计稳定性的方法
CN109586634A (zh) * 2018-08-29 2019-04-05 上海应用技术大学 一种永磁同步电机无位置传感器的死区补偿方法及其同步电机
CN110456646A (zh) * 2019-08-23 2019-11-15 中国矿业大学 基于ekf的锚杆钻机钻臂摆角自适应滑模控制系统设计方法
CN110829930A (zh) * 2019-09-30 2020-02-21 潍柴动力股份有限公司 逆变器死区补偿方法、装置、逆变器及汽车

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001296907A (ja) * 2000-04-12 2001-10-26 Nippon Steel Corp むだ時間補償制御装置、むだ時間補償制御方法及び記憶媒体
KR20100010528A (ko) * 2008-07-23 2010-02-02 창원대학교 산학협력단 영구자석 동기 전동기 구동제어장치의 데드타임 보상기 및보상방법
CN103684179A (zh) * 2013-12-17 2014-03-26 清华大学 一种永磁同步电机电流滤波及死区补偿装置与补偿方法
CN103956956A (zh) * 2014-05-13 2014-07-30 北京理工大学 一种基于扩展卡尔曼滤波器的无刷直流电机状态估计方法
CN108134549A (zh) * 2017-12-25 2018-06-08 西安理工大学 一种提高永磁同步电机转速估计稳定性的方法
CN109586634A (zh) * 2018-08-29 2019-04-05 上海应用技术大学 一种永磁同步电机无位置传感器的死区补偿方法及其同步电机
CN110456646A (zh) * 2019-08-23 2019-11-15 中国矿业大学 基于ekf的锚杆钻机钻臂摆角自适应滑模控制系统设计方法
CN110829930A (zh) * 2019-09-30 2020-02-21 潍柴动力股份有限公司 逆变器死区补偿方法、装置、逆变器及汽车

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LUDEK BUCHTA ET AL.: "Adaptive compensation of inverter non-linearities based on the Kalman filter", 《IECON 2016 - 42ND ANNUAL CONFERENCE OF THE IEEE INDUSTRIAL ELECTRONICS SOCIETY》 *
张立伟 等: "采用扩展卡尔曼滤波器对PMSM死区补偿的方法", 《北京交通大学学报》 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN114257150B (zh) 2022-11-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108649855B (zh) 一种基于占空比的模型预测转矩控制方法
CN109274303B (zh) 一种基于扩展控制集的异步电机模型预测控制方法
CN111092583B (zh) 一种三相永磁同步电机驱动系统电流环延时补偿方法
CN112003545A (zh) 一种基于重复控制和前馈补偿的永磁同步电机驱动器谐波电流抑制系统和抑制方法
CN109995263B (zh) 基于同步旋转坐标系的滞环电流控制方法
CN110445438A (zh) 一种基于扩展控制集的永磁同步电机预测磁链控制方法
CN111641363A (zh) 一种低载波比下永磁同步电机无差拍控制方法
CN110838808A (zh) 双三相永磁同步电机驱动系统开路故障免诊断自修复方法
CN111800056A (zh) 一种基于新型开关表的永磁同步电机三矢量模型预测转矩控制方法
CN109067276B (zh) 一种永磁同步电机高动态鲁棒预测电流控制方法
CN113241987A (zh) 一种电机的控制方法、控制系统和存储介质
CN114765445A (zh) 基于三电压矢量的无模型预测电流控制方法及控制系统
CN111082726B (zh) 一种永磁电机伺服系统的电流控制方法
CN111969916B (zh) 多电流差更新的永磁同步电机无模型预测电流控制方法
CN117220553A (zh) 一种永磁同步电机电流控制方法
CN114257150B (zh) 一种基于改进卡尔曼滤波器的永磁同步电机死区补偿方法
CN111900907A (zh) 一种基于切换点优化的永磁电机模型预测磁链控制方法
CN115276501B (zh) 一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法
CN114301361B (zh) 一种基于母线电流控制的无电解电容永磁同步电机驱动系统控制方法
CN115378333B (zh) 一种基于电流环输出的滑模角度自适应补偿方法
CN116131704A (zh) 一种基于虚拟偶次分数阶重复控制器的高速电机谐波抑制系统
CN115528969A (zh) 一种固定开关频率的双三相电机模型预测电流控制方法
CN114826080A (zh) 一种基于积分补偿的无差拍电流预测控制方法和系统
CN115051608A (zh) 基于母线电流新轴向定位坐标变换的三相电流重构方法
CN111740675B (zh) 永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant