CN113241987A - 一种电机的控制方法、控制系统和存储介质 - Google Patents

Abstract

本申请实施例公开了一种电机的控制方法，包括：对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量，对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。本申请实施例同时还公开了一种控制系统和存储介质。

Description

一种电机的控制方法、控制系统和存储介质

技术领域

本申请涉及永磁同步电机的转子位置估计技术领域，尤其是涉及一种电机的控制方法、控制系统和存储介质。

背景技术

目前，在高速电机应用或低开关频率的应用场合中，电机的控制系统的载波比和采样比通常不足(一般为20以下)。在此条件下，在相关技术中，通常采用连续时间域的所涉及的复矢量电流控制器的方案，然而，采用该方案，使得传统永磁同步电机电流控制方案很难对电流进行有效控制。

可见，传统永磁同步电机在低载波比低采样点的条件下很难对电流进行有效的控制，如此，导致电机的控制系统性能下降，效率降低，甚至出现无法运行的问题。

申请内容

本申请实施例期望提供一种电机的控制方法、控制系统和存储介质，以解决相关技术中永磁同步电机在低载波比低采样比的条件下很难对电流进行有效控制的，导致电机的控制系统无法运行的问题。

本申请的技术方案是这样实现的：

一种电机的控制方法，所述方法应用于控制系统中，所述控制系统的输入端和控制下图的输出端分别连接至电机的输入端，所述方法包括：

对输入的所述电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

对所述转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。

一种控制系统，所述控制系统的输入端和所述控制系统的输出端分别连接至电机的输入端，包括：

变换模块，用于对输入的所述电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

处理模块，用于对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

控制模块，用于对所述转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲，将所述PWM脉冲输入至逆变器，得到所述电机的输入电压以控制电机。

一种存储介质，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现上述所述的电机的控制方法。

本申请实施例所提供的电机的控制方法、控制系统和存储介质，对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量，对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，空间矢量脉冲调制(SVPWM，Space Vector Pulse WidthModulation)调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机；也就是说，通过在得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量之后，对转子dq坐标系下的反馈电流矢量和输入的转子dq坐标系下的指令电流矢量进行解耦合处理，并将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，这样，使得得到的转子dq坐标系下的电压矢量消除掉了dq轴耦合的影响和电流环的带宽限制，从而提高了对电流的控制性能，进而提高了对电机的控制效率和控制性能，保证了电机的稳定运行。

附图说明

图1为相关技术中电流控制器的结构示意图；

图2a为相关技术中的单更新时序图；

图2b为相关技术中的双更新时序图；

图3为本申请实施例提供的一种可选的电机的控制方法的流程示意图；

图4为本申请实施例提供的一种可选的控制系统的实例的结构示意图；

图5为本申请实施例提供的一种可选的电流控制方法的实例的流程示意图；

图6为本申请实施例提供的另一种可选的控制系统的实例的结构示意图；

图7为本申请实施例提供的又一种可选的控制系统的实例的结构示意图；

图8为本申请实施例提供的一种可选的控制系统的结构示意图。

具体实施方式

为了更好地了解本申请的目的、结构及功能，下面结合附图，对本申请的一种电机的控制方法、控制系统做进一步详细的描述。

在对本申请所提供的电机的控制方法进行说明之前，首先相关技术中的相关知识进行解释说明。

在高速电机应用或低开关频率的应用场合中，控制系统的载波比和采样比通常不足(20以下)。在此条件下，传统永磁同步电机电流控制方案很难对电流进行有效控制。一方面dq轴耦合效应使得dq轴电流无法得到独立控制，另一方面电流环带宽受到严重的限制使得电流响应变慢。

在相关技术中，控制系统中的电流控制器是在连续时间域上所设计的电流控制器，经过离散化，例如，欧拉法和双线性法得到数字控制器中需要的数字电流控制方程，图1为相关技术中电流控制器的结构示意图，如图1所示，电流控制器接收到转子dq坐标系下的指令电流矢量i_d ^*和i_q ^*，转子dq坐标系下的反馈电流矢量i_d和i_q以及转子电角速度ω_e，经过电流控制器的处理，得到转子dq坐标系下的电压矢量u_d和u_q。然而，这类方法广泛应用于交流电机的电流控制中，在低载波比低采样比的条件下，该方法无法实现对dq轴的解耦控制，并且电流环带宽受到限制，这样使得电流控制难度增加，降低控制系统的控制性能，导致控制系统无法稳定运行。

现有的永磁同步电机矢量控制方案需要维持在较高的载波比(f_c/f₀)和采样比(f_s/f₀)条件下，其中，f_c为载波频率，f_s为电流采样频率、f₀为电机基频，但是，在一些特殊场合，例如，高速电机应用中，电机的基频(f₀)可能超过1kHz，而载波频率(f_c)和电流采样频率(f_s)一般在10kHz到20kHz之间。又如，在大功率永磁同步电机应用中，虽然电机基频不高(f₀＝100Hz)，但载波频率(f_c)和电流采样频率(f_s)受到开关损耗限制，最高只能设置到1kHz到2kHz。在以上两种场合，电机的载波比(f_c/f₀)和采样比(f_s/f₀)被限制在20以下，甚至低于10。此种极端情况对电流控制器提出较高的要求，传统电流控制方案在这种低载波比低采样比的条件下会产生严重的dq轴耦合，这样会降低电流响应速度，影响控制系统的性能，甚至使控制系统失稳。

具体来说，在低载波比低采样比条件下，每个电周期中的电流采样次数和电压更新次数较少，电流控制难度较大。此外，数字系统的延时问题在这种条件下会产生严重的负面影响。

图2a为相关技术中单更新时序图，电流采样在三角载波的波谷或者波峰处触发(图2a中以波谷触发为例)，在经过一段时间的计算后在下一个周期的波峰或者波谷处加载PWM调制波。图2b为相关技术中双更新时序图，在图2b的双更新时序中，电流采样同时在三角载波的波峰或者波谷处触发，在经过一段时间的计算后在下一个波峰或者波谷处加载PWM调制波。在以上两种时序中，在第k次电流采样到第k次电压更新之间会存在一个采样周期的延时。

受到以上所述的负面影响，在低载波比低采样比条件下，永磁同步电机控制系统可能会出现以下问题：严重的dq轴耦合和电流环带宽降低。

通常情况下dq轴耦合会随着电机转速增加而增加，此外，受到延时以及低采样比的影响，dq轴耦合会进一步增强，使得dq轴电流无法独立控制，增加控制难度；在低载波比低采样比条件下，电流环控制带宽会受到限制，在需要高动态性能的场合，比如高速电机启动加速过程，降低电流环带宽会无法满足动态性能的需要，影响控制性能。

因此，现有技术中存在传统电流控制器的方案在低载波比低采样比条件下控制性能下降的问题。

为了提高对控制系统的控制性能，本申请的实施例提供一种电机的控制方法，该方法应用于控制系统中，该控制系统的输入端和控制系统的输出端分别连接至电机的输入端，图3为本申请实施例提供的一种可选的电机的控制方法的流程示意图，参照图3所示，该方法可以包括：

S301：对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

具体来说，控制系统的输入端和输出端均连接至电机的输入端，实现对电机三相输入电流的控制，这里，控制系统在对三相输入电流的控制中，在输入得到电机的三相输入电流之后，先对三相输入电流进行Clark变换，得到静止αβ坐标系下的反馈电流矢量，然后对静止αβ坐标系下的反馈电流矢量进行Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量，而转子dq坐标系下的反馈电流矢量为电流控制的输入。

S302：对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

另外，针对永磁同步电机而言，一般采用连续时间的电机模型所设计的电流控制方法来对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行电流控制，然而，采用连续时间的电机模型所设计的电流控制方法会导致严重的dq轴耦合和电流环带宽降低，所以，在本申请实施例中，是对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，这样来实现对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量的电流控制；其中，离散时间的电机模型一般可以用如下公式表示：

i_dq[k+1]＝Φi_dq[k]+Γ_uu_dq[k-1]+Γ_ee_dq[k] (1)

其中，i_dq[k]为第k次采样得到的转子dq坐标系下的反馈电流矢量，(i_dq[k]＝i_d[k]+ji_q[k]，i_d和i_q分别为d、q轴电流)，u_dq[k]为第k次采样中转子dq坐标系下的电压矢量(u_dq[k]＝u_d[k]+ju_q[k]，u_d和u_q分别为d、q轴电压)，e_dq[k]为第k次采样中转子dq坐标系下的反电动势矢量(e_dq[k]＝jψ_fω_e，ψ_f为电机的永磁体磁链，ω_e为转子电角速度)。

需要指出的是，通过对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，可以消除电机复数极点和复数增益引起的耦合，并且实现对电机的无静差的调节，从而能够实现控制系统中的电流控制，提高了控制系统对电机的控制性能。

S303：对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。

在得到转子dq坐标系下的电压矢量之后，先对转子dq坐标系下的电压矢量进行Park变换，得到静止αβ坐标系下的电压矢量，然后对静止αβ坐标系下的电压矢量进行SVPWM调制，得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。

也就是说，本申请实施例提供的电机的控制方法，通过对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，以实现在控制系统中的电流控制，并且该方法能够增强dq轴的解耦合控制能力，从而提高控制系统的控制效率和控制性能。

进一步地，为了实现对转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量的电流控制，在一种可选的实施例中，上述方法还包括：

获取电机的转子电角速度；

根据转子电角速度，确定电机的反电动势矢量的补偿值；

相应地，S302可以包括：

对转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为电机转子dq坐标系下的电压矢量。

具体来说，上述获取电机的转子电角速度可以是通过控制系统中的转子位置估计模块估计出转子电角速度，还可以是通过传感器获取到转子电角速度，这里，本申请实施例对此不作具体限定。

在获取到转子电角速度之后，从离散时间的电机模型可以看出，电机的反电动势的变化会对影响电机的运行，所以这里，根据转子电角速度来确定电机的反电动势矢量的补偿值，通过确定出的电机的反电动势矢量的补偿值来补偿电机的反电动势对电机的影响，以此来抵消电机中反电动势的变化所导致的对电机的影响。

在确定出电机的反电动势的补偿值之后，为了抵消电机中反电动势的变化所引起的对电机的影响，对转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为电机转子dq坐标系下的电压矢量，这样，在电流控制中，将电机的反电动势矢量的补偿值增加到转子dq坐标系下的电压矢量中，不但能够增强dq轴的解耦合控制能力，还能够抵消电机中反电动势的变化所引起的影响。

为了确定出电机的反电动势的补偿值，在一种可选的实施例中，根据转子电角速度，确定电机的反电动势矢量的补偿值，包括：

根据转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感和转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定控制系统的第一控制参数；

根据转子电角速度，第一控制参数和电机的永磁体磁链，确定出电机的反电动势矢量的补偿值。

具体来说，为了得到电机的反电动势矢量的补偿值，需要先计算出第一控制参数，而第一控制参数是与转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感和采样周期有关的值；在确定出第一控制参数之后，再根据转子电角速度，第一控制参数和电机的永磁体磁链，确定出电机的反电动势矢量的补偿值。

进一步地，为了确定出第一控制参数，在一种可选的实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到第一控制参数：

其中，K_e为第一控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

进一步地，为了确定出电机的反电动势矢量的补偿值，在一种可选的实施例中，采用如下公式计算得到电机的反电动势矢量的补偿值：

u_b＝K_e·jψ_fω_e (3)

其中，u_b为电机的反电动势矢量的补偿值，ψ_f为电机的永磁体磁链，ω_e为转子电角速度。

为了降低dq轴的耦合和抵消电机中反电动势矢量的变化所引起的影响，在一种可选的实施例中，对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为转子dq坐标系下的电压矢量，包括：

按照获取到的解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压；

将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为转子dq坐标系下的电压矢量。

具体来说，先获取解耦合的因子，这里，需要说明的是，上述解耦合的因子可以是预先存储在控制系统中的，也可以是根据预设公式计算出的，本申请实施例对此不作具体限定。

其中，根据解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，这样，得到的处理后的电压可以降低dq轴的耦合，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为转子dq坐标系下的电压矢量，使得转子dq坐标系下的电压矢量不仅能够降低dq轴的耦合，而且能够抵消电机中反电动势的变化所引起的影响。

为了确定出合适的解耦合的因子，在一种可选的实施例中，按照获取到的解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压，包括：

根据转子电角速度，电机电阻，电机同步电感，转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定控制系统的第二控制参数；

根据转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感，采样周期，确定控制系统的第三控制参数；

根据第二控制参数，第三控制参数和预设的第四控制参数，得到解耦合的因子；

按照解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压。

具体来说，由于第二控制参数是与转子电角速度，电机电阻，电机同步电感，转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期有关的值，所以，可以根据转子电角速度，电机电阻，电机同步电感，转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，来计算出第二控制参数，与第二控制参数相比，第三控制参数除了与转子电角速度，电机电阻，电机同步电感，采样周期有关之外，还与Park逆变换的变换参数有关，所以，在确定第三控制参数时，根据转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感，采样周期，确定控制系统的第三控制参数，最后，根据第二控制参数，第三控制参数以及预设的第四控制参数来求得解耦合的因子，以根据解耦合的因子对输入的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理买得到处理后的电压。

进一步地，为了确定出第二控制参数，在一种可选的实施例中，采用如下公式计算得到第二控制参数：

其中，Φ为第二控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度。

进一步地，为了确定出第三控制参数，在一种可选的实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到第三控制参数：

其中，K_u为第三控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

进一步地，为了确定出第三控制参数，在一种可选的实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到第三控制参数：

其中，K_u为第三控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

进一步地，为了确定出第三控制参数，在一种可选的实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到第三控制参数：

其中，K_u为第三控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

进一步地，为了确定出处理后的电压，在一种可选的实施例中，采用如下公式计算得到处理后的电压：

其中，u_c为处理后的电压，Φ为第二控制参数，K_u为第三控制参数，γ为第四控制参数，z为z变换的变换算子，

为转子dq坐标系下的指令电流矢量，i_dq为转子dq坐标系下的反馈电流矢量。

具体来说，对于离散时间的电机模型来说，若暂且忽略反电动势矢量项Γ_ee_dq[k]，由于离散时间的电机模型的传递函数G_p可以表示如下：

解耦合的因子中的z-Φ项能够消除电机中的复数极点，以此消除电机的复数极点引起的耦合效应。z-1项能够实现对电机的无静差调节能力，γK_u为实数增益，决定电流环的控制带宽。K_u＝1/Γ_u为复数增益，用以抵消电机中复数增益Γ_u引起的耦合影响。

下面举实例来对上述一个或多个实施例所述的电机的控制方法进行说明。

图4为本申请实施例提供的一种可选的控制系统的实例的结构示意图，如图4所示，对电机407的三相输入电流i_abc利用Clark变换模块406进行Clark变换，得到静止αβ坐标系下的反馈电流矢量i_αβ，利用Park变换模块405对i_αβ进行Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量i_dq，对i_dq和输入的

采用电流控制器401进行电流控制，其中，在上述电流控制器401中，在输入得到

和i_dq之后，采用下述公式计算得到u_dq：

其中，上述公式中的Φ由上述公式(4)计算得到，K_u由上述公式(5)计算得到，K_e由上述公式(2)计算得到。

在得到转子dq坐标系下的电压矢量u_dq，利用Park逆变换模块402对u_dq进行Park逆变换，得到静止αβ坐标系下的电压矢量u_αβ，利用SVPWM调制模块403对u_αβ进行SVPWM调制，得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。

图5为本申请实施例提供的一种可选的电流控制方法的实例的流程示意图，如图5所示，包括两个部分，分别为解耦电流控制器和反电动势前馈，在解耦电流控制器中，构造控制器的分子即控制器的零点Zero(z)＝z-Φ，实现与电机极点的相互抵消，以消除电机复数极点引起的耦合项的影响，构造控制器的分母即控制器的极点Pole(z)＝z-1，实现对电机的无静差调节能力，构造控制器的增益

以消除电机复数增益引起的耦合项影响，构造控制器的反电动势前馈Feedforward＝K_e·jψ_fω_e，以消除电机中反电动势变化所引起的影响。

由于第一控制参数和第三控制参数是与Park逆变换的变换参数有关的值，图6为本申请实施例提供的另一种可选的控制系统的实例的结构示意图，如图6所示，与图4相比，Park逆变换模块602a的变换参数为

相应地，第一控制参数采用下述公式计算得到：

其中，第一控制参数采用上述公式(6)计算得到。

图7为本申请实施例提供的另一种可选的控制系统的实例的结构示意图，如图7所示，与图4相比，Park逆变换模块702b的变换参数为

相应地，第一控制参数采用下述公式计算得到：

其中，第三控制参数采用上述公式(7)计算得到。

通过上述实例，增强了dq轴解耦合控制能力，增强了电流环的带宽，从而使得电机运行于低载波比低采样比的条件下增强了电流控制器的控制效果。

本申请实施例所提供的电机的控制方法、控制系统和存储介质，对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量，对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机；也就是说，通过在得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量之后，对转子dq坐标系下的反馈电流矢量和输入的转子dq坐标系下的指令电流矢量进行解耦合处理，并将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，这样，使得得到的转子dq坐标系下的电压矢量消除掉了dq轴耦合的影响和电流环的带宽限制，从而提高了对电流的控制性能，进而提高了对电机的控制效率和控制性能，保证了电机的稳定运行。

基于同一发明构思，本申请的实施例提供一种控制系统，所述控制系统的输入端和所述控制系统的输出端分别连接至电机的输入端，图8为本申请实施例提供的一种可选的控制系统的结构示意图，参照图8所示，包括：变换模块81，处理模块82和控制模块83；其中，

变换模块81，用于对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

处理模块82，用于对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

控制模块83，用于对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机。

本申请其他实施例中，控制系统还用于：

获取电机的转子电角速度；

根据转子电角速度，确定电机的反电动势矢量的补偿值；

相应地，处理模块82具体用于：

对转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为电机转子dq坐标系下的电压矢量。

本申请其他实施例中，控制系统根据转子电角速度，确定电机的反电动势矢量的补偿值中，包括：

根据转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感和转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定控制系统的第一控制参数；

根据所述转子电角速度，第一控制参数和电机的永磁体磁链，确定出电机的反电动势矢量的补偿值。

本申请其他实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，控制系统采用公式(2)计算得到第一控制参数：

其中，K_e为第一控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

本申请其他实施例中，控制系统采用公式(3)计算得到电机的反电动势矢量的补偿值：

其中，u_b为电机的反电动势矢量的补偿值，ψ_f为电机的永磁体磁链，ω_e为转子电角速度。

本申请其他实施例中，处理模块对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为转子dq坐标系下的电压矢量中，包括：

按照获取到的解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压；

将处理后的电压与电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为转子dq坐标系下的电压矢量。

本申请其他实施例中，处理模块82按照获取到的解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压中，包括：

根据转子电角速度，电机电阻，电机同步电感，转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定控制系统的第二控制参数；

根据转子电角速度，转子电角度，Park逆变换的变换参数，电机电阻，电机同步电感，采样周期，确定控制系统的第三控制参数；

根据第二控制参数，第三控制参数和预设的第四控制参数，得到解耦合的因子；

按照解耦合的因子对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压。

本申请其他实施例中，处理模块采用公式(4)计算得到第二控制参数：

其中，Φ为第二控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度。

本申请其他实施例中，当Park逆变换的变换参数为

时，处理模块82采用公式(5)计算得到第三控制参数：

其中，K_u为第三控制参数，R为电机电阻，L为电机同步电感，T_S为采样周期，ω_e为转子电角速度，θ_e为转子电角度。

本申请其他实施例中，处理模块82采用公式(8)计算得到处理后的电压：

其中，u_c为处理后的电压，Φ为第二控制参数，K_u为第三控制参数，γ为第四控制参数，z为z变换的变换算子，

为转子dq坐标系下的指令电流矢量，i_dq为转子dq坐标系下的反馈电流矢量。

在实际应用中，上述变换模块81、处理模块82和控制模块83可由位于控制系统上的处理器实现，具体为中央处理器(CPU，Central Processing Unit)、微处理器(MPU，Microprocessor Unit)、数字信号处理器(DSP，Digital Signal Processing)或现场可编程门阵列(FPGA，Field Programmable Gate Array)等实现。

基于前述实施例，本申请的实施例提供一种存储介质，该存储介质存储有一个或者多个程序，该一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行本申请实施例提供的电机的控制方法。

本申请实施例所提供的一种存储介质，对输入的电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量，对输入的电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，对转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将PWM脉冲波输入至逆变器，得到电机的输入电压以控制电机；也就是说，通过在得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量之后，对转子dq坐标系下的反馈电流矢量和输入的转子dq坐标系下的指令电流矢量进行解耦合处理，并将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，这样，使得得到的转子dq坐标系下的电压矢量消除掉了dq轴耦合的影响和电流环的带宽限制，从而提高了对电流的控制性能，进而提高了对电机的控制效率和控制性能，保证了电机的稳定运行。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用硬件实施例、软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述，仅为本申请较佳实施例而已，并非用于限定本申请的保护范围。

Claims (12)

1.一种电机的控制方法，其特征在于，所述方法应用于控制系统中，所述控制系统的输入端和所述控制系统的输出端分别连接至电机的输入端，所述方法包括：

对输入的所述电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量，所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

对所述转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将所述PWM脉冲波输入至逆变器，得到所述电机的输入电压以控制电机。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

获取所述电机的转子电角速度；

根据所述转子电角速度，确定所述电机的反电动势矢量的补偿值；

相应地，所述对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量，包括：

对所述转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与所述电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为所述电机转子dq坐标系下的电压矢量。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述转子电角速度，确定所述电机的反电动势矢量的补偿值，包括：

根据所述转子电角速度，所述转子电角度，Park逆变换的变换参数，所述电机电阻，所述电机同步电感和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定所述控制系统的第一控制参数；

根据所述转子电角速度，所述第一控制参数和所述电机的永磁体磁链，确定出所述电机的反电动势矢量的补偿值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到所述第一控制参数：

其中，K_e为所述第一控制参数，R为所述电机电阻，L为所述电机同步电感，T_S为所述采样周期，ω_e为所述转子电角速度，θ_e为所述转子电角度。

5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，采用如下公式计算得到所述电机的反电动势矢量的补偿值：

u_b＝K_e·jψ_fω_e

其中，u_b为所述电机的反电动势矢量的补偿值，ψ_f为所述电机的永磁体磁链，ω_e为所述转子电角速度。

6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压与所述电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为所述转子dq坐标系下的电压矢量，包括：

按照获取到的解耦合的因子对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压；

将处理后的电压与所述电机的反电动势矢量的补偿值之和确定为所述转子dq坐标系下的电压矢量。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述按照获取到的解耦合的因子对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压，包括：

根据所述转子电角速度，所述电机电阻，所述电机同步电感，所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量的采样周期，确定所述控制系统的第二控制参数；

根据所述转子电角速度，所述转子电角度，Park逆变换的变换参数，所述电机电阻，所述电机同步电感，所述采样周期，确定所述控制系统的第三控制参数；

根据所述第二控制参数，所述第三控制参数和预设的第四控制参数，得到所述解耦合的因子；

按照所述解耦合的因子对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量和所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，得到处理后的电压。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，采用如下公式计算得到所述第二控制参数：

其中，Φ为所述第二控制参数，R为所述电机电阻，L为所述电机同步电感，T_S为所述采样周期，ω_e为所述转子电角速度。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，当Park逆变换的变换参数为

时，采用如下公式计算得到所述第三控制参数：

其中，K_u为所述第三控制参数，R为所述电机电阻，L为所述电机同步电感，T_S为所述采样周期，ω_e为所述转子电角速度，θ_e为所述转子电角度。

10.根据权利要求6至8任一项所述的方法，其特征在于，采用如下公式计算得到所述处理后的电压：

其中，u_c为处理后的电压，Φ为所述第二控制参数，K_u为所述第三控制参数，γ为所述第四控制参数，z为z变换的变换算子，

为所述转子dq坐标系下的指令电流矢量，i_dq为所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量。

11.一种控制系统，其特征在于，所述控制系统的输入端和所述控制系统的输出端分别连接至电机的输入端，包括：

变换模块，用于对输入的所述电机的三相输入电流依次进行Clark变换和Park变换，得到转子dq坐标系下的反馈电流矢量；

处理模块，用于对输入的所述电机的转子dq坐标系下的指令电流矢量，所述转子dq坐标系下的反馈电流矢量进行解耦合处理，将处理后的电压确定为转子dq坐标系下的电压矢量；

控制模块，用于对所述转子dq坐标系下的电压矢量依次进行Park逆变换，SVPWM调制得到PWM脉冲波，将所述PWM脉冲波输入至逆变器，得到所述电机的输入电压以控制电机。

12.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现如权利要求1至10中任一项所述的电机的控制方法。

Images