CN114175452A - 非接触供电系统 - Google Patents

Abstract

供电装置(100)包括输送交流电力的送电电路(130)、具有送电线圈(112)的送电谐振电路(110)。受电装置(200)包括具有受电线圈(212)的受电谐振电路(210)。送电谐振电路(110)以及受电谐振电路(210)的谐振频率被设定成能够在送电线圈(112)与受电线圈(212)之间的预先确定的耦合系数的状态下产生的、第一谐振频率(frp)和比第一谐振频率(frp)高的第二谐振频率(frr)中的任意一方的频率，其是相对于送电谐振电路单体的基准谐振频率(frn)背离了预先确定的乖离频率(fdv)以上的频率，交流电力的驱动频率(fd)被设定成第一谐振频率(frp)和第二谐振频率(frr)中的、作为送电谐振电路(110)和受电谐振电路(210)的谐振频率而设定的频率。

Description

非接触供电系统

相关申请的交叉援引

本申请以2019年7月25日提交的申请号为2019-136682的日本专利申请以及2020年6月9日提交的申请号为2020-99782的日本专利申请为基础主张优先权，其全部公开内容以参见的方式纳入本文。

技术领域

本公开涉及一种非接触供电系统。

背景技术

日本特开2019-71719号公报公开了一种无线供电系统，其包括：以并联的方式与高频电源连接的多个送电线圈；以及装设于移动体的受电线圈。在高频电源与各送电线圈之间配置有电流控制元件(例如饱和电抗器)，该电流控制元件中，当从高频电源向送电线圈流动的电流小于阈值时，阻抗上升，当从高频电源向送电线圈流动的电流为阈值以上时，阻抗下降。由此，配置于未与受电线圈相对的送电线圈的电流控制元件的阻抗上升，抑制了从高频电源向送电线圈供给电流。

然而，在现有技术的结构中，需要与构成用于非接触供电的送电谐振电路的送电线圈以及谐振电容器分开地包括使阻抗变化的电流控制元件。此外，作为电流控制元件例示的饱和电抗器需要使电感变大以使阻抗变高，因此，会使用作电流控制元件的饱和电抗器大型化。

发明内容

根据本公开的第一方式，提供一种非接触供电系统，在所述非接触供电系统中，电力以非接触的方式从供电装置被供给至受电装置。该非接触供电系统的所述供电装置包括输送交流电力的送电电路、具有送电线圈的送电谐振电路。所述受电装置包括具有受电线圈的受电谐振电路。所述送电谐振电路以及所述受电谐振电路的谐振频率被设定成能够在所述送电线圈与所述受电线圈之间的预先确定的耦合系数的状态下通过所述送电谐振电路以及所述受电谐振电路产生的、第一谐振模式的第一谐振频率和比所述第一谐振频率高的第二谐振模式的第二谐振频率中的任意一方的频率，其是相对于所述送电谐振电路的单体的基准谐振频率背离了预先确定的乖离频率以上的频率，所述交流电力的驱动频率被设定成所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中、作为所述送电谐振电路和所述受电谐振电路的谐振频率而设定的频率。

根据上述方式的非接触供电系统，在送电线圈与受电线圈的位置相对靠近而使得耦合系数变大且处于达到预先确定的耦合系数这样的状态的情况下，驱动频率的交流电流在送电谐振电路中流动，送电谐振电路发生谐振，由于送电谐振电路与受电谐振电路之间的磁场耦合，电力从供电装置被供给至受电装置。与之相对的是，送电线圈与受电线圈的位置相对远离而使得耦合系数变小，即使流过驱动频率的交流电流，驱动频率也不会相对于送电谐振电路单体的基准驱动频率背离预先确定的乖离频率以上，因此，送电谐振电路不再发生谐振，能抑制电力从供电装置向受电装置的供给。由此，能够根据送电线圈与受电线圈的位置来对电力从送电电路向送电谐振电路的供给和抑制进行控制。因此，不需要现有技术的电流控制元件这样的大型部件。此外，能够减少因电流在送电线圈中流过而产生的漏磁通并且提高电力的传输效率。

此外，根据本公开的第二方式，提供一种非接触供电系统，在所述非接触供电系统中，电力以非接触的方式从供电装置被供给至受电装置。上述非接触供电系统的所述供电装置包括输送交流电力的送电电路、具有送电线圈的送电谐振电路，所述受电装置包括具有受电线圈的受电谐振电路，另外，在所述送电线圈与所述受电线圈之间包括至少一个中继谐振电路，所述中继谐振电路具有至少一个中继线圈，所述送电谐振电路、所述中继谐振电路以及所述受电谐振电路中相邻的两个谐振电路的谐振频率被设定成能够在各自所包含的线圈之间处于预先确定的耦合系数的状态下产生的、第一谐振模式的第一谐振频率和比所述第一谐振频率高的第二谐振模式的第二谐振频率中的任意一方的频率，其是相对于各自的基准谐振频率背离了预先确定的乖离频率以上的频率，其他谐振电路的谐振频率被设定成基准谐振频率，所述交流电力的驱动频率被设定成所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中、作为所述相邻的两个谐振电路的谐振频率而设定的频率。

在第二方式中，与第一方式同样地，也能够根据送电线圈与受电线圈的位置来对电力从送电电路向送电谐振电路的供给和抑制进行控制。因此，不需要现有技术的电流控制元件这样的大型部件。此外，能够减少因电流在送电线圈中流过而产生的漏磁通并且提高电力的传输效率。

附图说明

参照附图，并根据以下详细的记述，可以更明确本公开的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是非接触供电系统的示意结构图。

图2是送电谐振电路和受电谐振电路的电路图。

图3是比较并示出在送电谐振电路与受电谐振电路之间产生的两种磁场耦合模式的说明图。

图4是表示耦合系数与两种磁场耦合模式的谐振频率的关系的一例的说明图。

图5是表示作为驱动频率进行设定的谐振频率的说明图。

图6是表示送电电路的工作控制的步骤的流程图。

图7是表示送电线圈和受电线圈的结构的一例的说明图。

图8是表示送电线圈和受电线圈的结构的另一例的说明图。

图9是表示作为第2实施方式包括一个中继谐振电路的结构的说明图。

图10是与图9的结构对应的电路图。

图11是图10的电路的等效电路图。

图12是送电侧谐振频率以及受电侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图13是送电侧谐振频率以及受电侧谐振频率是第二谐振频率的情况下的等效电路图。

图14是表示所设定的谐振频率与传输效率的关系的说明图。

图15是送电侧谐振频率是第二谐振频率且受电侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图16是表示作为第3实施方式包括两个中继谐振电路的结构的说明图。

图17是与图16的结构对应的电路图。

图18是图17的电路的、所有谐振频率均是第二谐振频率的情况下的等效电路图。

图19是送电侧谐振频率是第二谐振频率且中继侧谐振频率以及受电侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图20是受电侧谐振频率是第二谐振频率且送电侧谐振频率以及中继侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图21是中继侧谐振频率是第二谐振频率且送电侧谐振频率以及受电侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图22是表示作为第4实施方式包括两个中继线圈的中继谐振电路的结构的说明图。

图23是与图22的结构对应的电路图。

图24是图23的电路的、所有谐振频率均是第二谐振频率的情况下的等效电路图。

图25是送电侧谐振频率是第二谐振频率且中继侧谐振频率以及受电侧谐振频率是基准谐振频率的情况下的等效电路图。

图26是车辆用非接触供电系统的示意结构图。

具体实施方式

A.第1实施方式：

图1中，作为非接触供电系统的第1实施方式，示出了包括供电装置100、受电装置200的结构。

供电装置100包括控制电路150、电源电路140、送电电路130、以并联的方式与送电电路130连接的多个送电谐振电路110。另外，图1中示出了五个送电谐振电路110以并联的方式与送电电路130连接的例子。

送电谐振电路110具有送电线圈112、谐振电容器116。送电电路130是将从电源电路140供给的直流电力转换成预先确定的驱动频率的交流电力并将其供给至送电谐振电路110的电路，其中，送电谐振电路110执行向受电装置200的电力供给。送电电路130例如构成为逆变器电路。电源电路140例如构成为对外部电源的交流电压进行整流以输出直流电压的AC/DC转换器电路。控制电路150对送电电路130以及电源电路140的工作状态进行控制。

图1中，x方向表示排列有送电谐振电路110的送电线圈112的水平方向，y方向表示与x方向垂直的水平方向，z方向表示与x以及y垂直的向上方向。

受电装置200装设于诸如电子设备、电动汽车等利用电力来工作的各种装置。受电装置200包括受电谐振电路210和受电电路220，其中，所述受电谐振电路210通过与送电谐振电路110的磁场耦合来接受电力的供给。受电谐振电路210是具有受电线圈212和谐振电容器216且通过与送电谐振电路110之间的磁场耦合而获得在受电线圈212中感应出的交流电力的电路。受电电路220是例如将受电谐振电路210中获得的交流电力转换成直流电力且向作为负载的电池进行充电的电路。在电池中充电的电力被用作使受电装置工作的电力。

另外，图1以受电装置200的受电线圈212配置于供电装置100中央的送电线圈112的上方的状态为例示出。相对于送电线圈112的朝向受电线圈212一侧的线圈面的大小，受电线圈212的朝向送电线圈112一侧的线圈面的大小显示为相同。另外，线圈面是被环状的配线围住且作为环状的线圈发挥作用的面，在图1中是基本沿着xy平面的面。其中，受电线圈212的线圈面相对于送电线圈112的线圈面的大小可大可小，只要与谐振电容器组合并将谐振频率设为相同即可。另外，在这种情况下，也能够在多个送电线圈与一个受电线圈之间进行送电。

驱动频率的电流Ic1从送电电路130被供给至上方配置有受电线圈212的位于中央的送电线圈112。在这种情况下，通过受电线圈212与送电线圈112之间的后述磁耦合感应出的交流电流在受电线圈212中流动，从而执行向受电装置200供给电力。与之相对的是，在其他送电线圈112中仅流过比电流Ic1小的电流Ic0，能抑制在具有上方未配置有受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路110中，不必要的电力消耗。此外，由于在未配置有受电线圈212的送电线圈112中流过的电流Ic0较小，因此，能够减少漏磁通且提高送电效率。另外，关于具有上方配置有受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路110与具有上方未配置有受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路110的区别，在后文中进行描述。

图2示出了具有以在z方向上重叠的方式配置有受电装置200的受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路，并且示出了具有未以在z方向上重叠的方式配置有受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路110。

送电谐振电路110具有串联连接的送电线圈112和送电谐振电容器116。另外，与送电谐振电路110同样地，受电谐振电路210也具有串联连接的受电线圈212和谐振电容器216。在送电谐振电路110和受电谐振电路210中应用初级串联次级串联电容器方式(也被称为“SS方式”)。此外，应用利用单相的送电线圈112来构成送电侧且利用单相的受电线圈212来构成受电侧的送电侧单相-受电侧单相的非接触供电方式。

此处，通过送电线圈112与受电线圈212之间的磁场耦合的电力的传输程度根据耦合系数k的大小变化，其中，耦合系数k的大小表示送电线圈112与受电线圈212之间的磁耦合的大小。另外，耦合系数k根据送电线圈112的线圈面的中心位置与受电线圈212的线圈面的中心位置的相对位置关系(图1的x方向、y方向、z方向这三维方向上的间隔)变化。例如，若x方向的间隔变大，则耦合系数k变小，若x方向的间隔变窄，则耦合系数k变大。其他方向也同样如此。此外，在规定的耦合系数k的情况下，受电线圈212能够受电的电力达到最大值。其中，实际的受电电力是根据未图示的负载而设定的。

为此，在耦合系数k达到预先确定的值k1(1＞k1＞0)的状态下，送电谐振电路110的各电路常数以及受电谐振电路210的各电路常数以下文中说明的方式设定。另外，耦合系数k达到预先确定的值k1的状态是指下述状态：在送电线圈112的线圈面的中心位置与受电线圈212的线圈面的中心的相对位置为与x方向、y方向以及z方向上预先确定的值一致的状态下(所谓的送电侧线圈与受电侧线圈以规定的间隔正对的状态)，耦合系数k达到预先确定的值k1。预先确定的值k1是设计值，以下，也将该值k1称为“设定耦合系数k1”。该设定耦合系数k1在本例中设为k1＝0.8。

送电电路130的驱动频率fd被设定为fd＝frr1，使得在k＝k1的状态下(参照图2上部的电路)，驱动频率fd的电流Ic1被供给至送电谐振电路110，送电谐振电路110以及受电谐振电路210的谐振频率fr在fr＝frr1处产生谐振。在这种情况下，输入阻抗Z是供电流Ic1在从送电电路130施加的交流的恒定电压下流动的阻抗Zr1。

受电线圈212未配置于送电线圈112上的状态(参照图2下部的电路)能够作为受电线圈212配置于送电线圈112上的状态(参照图2上部的电路)，且其线圈间距离相当于无限大，而耦合系数k以及互感M为k＝0、M＝0。在上述状态下，送电谐振电路110的谐振频率fr被设定为与k＝k1时的谐振频率frr1相比背离了预先确定的乖离频率fdv的频率frr0(参照下式(1))，使得即使驱动频率fd的电流被供给至送电谐振电路110，送电谐振电路110也不谐振。在这种情况下，阻抗Z是供降低至比电流IC1小的电流后的电流Ic0在从送电电路130施加的交流的恒定电压下流动的大阻抗Zr0(＞Zr1)。另外，k＝0时的谐振频率frr0与送电谐振电路110单体的谐振频率frn(以下，也称为“基准谐振频率frn”)相等。因此，也将k＝0时的谐振频率frr0称为“基准谐振频率frn”。另外，下式(1)的关系能够换种表述为：k＝k1时的谐振频率frr1被设定为比基准谐振频率frn高了乖离频率fdv以上的频率(参照下式(2))。

[数学式1]fr＝frr0＝frn≤frr1-fdv…(1)

[数学式2]frr1≥frn+fdv…(2)

另外，乖离频率fdv如后文所述那样被设定为k＝0状态下的送电谐振电路110单体的基准谐振频率frn下的谐振的峰值的一半的频率的宽度(被称为“半值宽度”)δfrn的m倍(m＞1)(参照下式(3))。另外，放大系数m在本例中为m＝10。关于乖离频率fdv的设定，在后文中进行描述。

[数学式3]

fdv＝m·δfrn…(3)

关于送电谐振电路110的各电路常数，为了满足上式(1)以及式(2)，送电线圈112的电感L1被设定为La，谐振电容器116的电容量C1被设定为Ca。受电谐振电路210的各电路常数中也同样地将受电线圈212的电感L2设定为Lb，并将谐振电容器216的电容量C2设定为Cb。

以下，对于送电谐振电路110的各电路常数以及受电谐振电路210的各电路常数在耦合系数k达到预先确定的值k1的状态下被设定为满足上式(1)以及式(2)这一点进行说明。

送电谐振电路110与受电谐振电路210靠近的情况下的各谐振电路间的磁场耦合的模式，如图3所示那样具有由磁通穿透模式(以下也称为“第一谐振模式”)产生的谐振、由磁通排斥模式(以下也称为“第二谐振模式”)产生的谐振。第一谐振模式的谐振频率frp(以下也称为“第一谐振频率frp”)由下式(4)表示，第二谐振模式的谐振频率frr(以下也称为“第二谐振频率frr”)由下式(5)表示。

[数学式4]

[数学式5]

此处，M是送电线圈112的电感La与受电线圈212的电感Lb之间的互感，由下式(6)表示。

[数学式6]

如上式(6)所示，互感M与耦合系数k的大小成比例地变化，因此，第一谐振频率frp以及第二谐振频率frr如图4所示那样根据耦合系数k的大小变化。第一谐振频率frp随着耦合系数k变大而变低。另一方面，第二谐振频率frr随着耦合系数k变大而变高。特别地，第二谐振频率frr以增加量随着耦合系数k变大而变大的方式变高。另外，图4以送电谐振电路110的谐振频率frp、frr为例进行了示出。此外，k＝0的情况下的谐振频率frp的值frp0、frr0由将上式(4)以及式(5)的互感M设为M＝0而成的式子表示，与送电谐振电路110单体的基准谐振频率frn相等。虽然省略图示，但受电谐振电路210也同样如此。

在耦合系数k为k＝k1(本例中为0.8)时的第二谐振频率frr(＝frr1)与k＝0时的基准谐振频率frn(＝frr0)之差δfrr达到后述乖离频率fdv以上的情况下，如下文所说明的那样，只要将该第二谐振频率ffr1设定成送电电路130(参照图2)的驱动频率fd即可。

在如上所述那样设定的情况下，在受电线圈212配置于送电线圈112上且处于k＝k1的状态下，通过驱动频率fd的电路Ic1在送电谐振电路110(参照图2)中流动，能够使送电谐振电路110以及受电谐振电路210以第二谐振频率frr1谐振。在这种情况下，送电谐振电路110的输入阻抗Z是如上所述那样供电流Ic1流动的阻抗Zr1。在这种情况下，若在上述耦合状态下以频率frr1驱动，则阻抗的虚部达到零附近，因此，能够将电力从送电谐振电路110传输至受电谐振电路210。

与之相对的是，在受电线圈212未配置于送电线圈112上且k＝0、M＝0的状态下，驱动频率fd相对于送电谐振电路110单体的基准谐振频率frn(＝frr0)大幅背离(也称为“隔离”)了乖离频率fdv以上，送电谐振电路110的谐振状态被打破。在这种情况下，由于送电谐振电路110的输入阻抗Z变为虚部具有较大的值，因此，如上文所述的那样，变为比输入阻抗Zr1大的阻抗Zr0，在送电谐振电路110中流动的电流能设为比电流Ic1小的期望的电流Ic0。由此，能抑制上方未配置有受电线圈212的送电谐振电路110中不必要的电力消耗。

根据上述理由，在耦合系数k为k＝k1的情况下的第二谐振频率frr1与k＝0时的基准谐振频率frn(＝frr0)之差δfrr达到后述的乖离频率fdv以上的情况下，只要将第二谐振频率frr1设定为送电电路130的驱动频率fd即可。

此处，乖离频率fdv被设定为能够将在未配置有受电线圈212的送电线圈112的送电谐振电路110中流动的电流Ic0减小至预先确定的值(以下也称为“目标值”)的值。具体而言，为了将电流Ic0设为目标值以下，通过求出需要使驱动频率fd相对于k＝0的状态下的第二谐振频率frr0即送电谐振电路110单体的谐振频率frn背离了多少来进行设定。

例如，k＝0时的送电谐振电路110的输入阻抗Zr0由下式(7)表示。

[数学式7]

R是被供给电力的负载电阻量。

例如，将峰值电流的

设为电流Ic0的目标值，以使电流Ic0在送电谐振电路110以基准谐振频率frn谐振时达到峰值电流的1/10以下。在这种情况下，能够通过下式(8a)表示上式(7)，能够将下式(8a)变形成下式(8b)，能够从下式(8b)求出下式(8c)的关系。此外，若设为

Q＝(ωn·La)/R，则下式(8c)能够由下式(8d)表示。在此，ωn是与送电谐振电路110单体的基准谐振频率frn对应的基准谐振角频率，Q是负载RL处的基准谐振角频率ωn时的Q值。

[数学式8]

根据上式(8d)，若求电流Ic0达到峰值电流的

以下时的角频率ω的解，则能够得到下式(9a)所示的高频侧的角频率ω+、式(9b)所示的低频侧的角频率ω-。

[数学式9]

此外，根据上式(9a)以及式(9b)，电流Ic0达到峰值电流的

以下时的角频率ω的宽度(ω+-ω-)由下式(10)表示。

[数学式10]

在上式(10)中，(ωn/Q)是在送电谐振电路110的基准谐振角频率ωn下达到谐振峰值的谐振特性中，达到相对于峰值一半的角频率的宽度(被称为“半值宽度”)，频率的半值宽度δfrn由δfrn＝(ωn/Q)/2π表示。

根据上式(10)可知，若是背离了半值宽度(ωn/Q)的10倍以上的角频率，则能够将电流Ic0设为峰值的

以下。

因此，若将上式(3)的放大系数m设为m＝10来将乖离频率fdv设定为半值宽度δfrn的10倍，则能够使被设定为k＝k1时的第二谐振频率frr1的驱动频率fd相对于基准谐振频率frn仅背离半值宽度δfrn的10倍大小的乖离频率fdv。由此，在受电线圈212未配置于送电线圈112上且k＝0的状态下，能够使在送电谐振电路110中流动的电流Ic0降低至以基准谐振频率frn谐振时的峰值的1/10以下，即，降低至k＝K1的状态下在送电谐振电路110中流动的电流Ic1的1/10以下。

因此，将受电线圈212未配置于送电线圈112上的状态下的电流Ic0设为以基准谐振频率frn谐振时的电流的峰值的1/10以下的条件如下所述。即，该条件是：将上式(3)的放大系数m设为m＝10，使被设定为第二谐振频率frr1的驱动频率fd背离为基准谐振频率frn的谐振特性下的半值宽度δfrn的10倍的乖离频率fdv以上的高频率。

例如，图5中示出了k＝0、0.2、0.6、0.7、0.8各值时的第二谐振频率frr的谐振特性的一例。另外，图5的电流Ic以相对于峰值Icp的比值示出。此外，图5示出了将k＝0.8设为预先确定的值k1且送电谐振电路110以及受电谐振电路210(参照图2)的各电路常数被分别设定以使此时的第二谐振频率frr1达到85kHz的例子。k＝0时的第二谐振频率frr0为38kHz。该第二谐振频率frr0如上所述那样与送电谐振电路110单体的谐振频率frn一致。半值宽度δfrn设为δfrn＝1.6kHz，放大系数m设为m＝10。根据上式(3)，这种情况下的乖离频率fdv为fdv＝16kHz。因此，能够设定为驱动频率fd的第二谐振频率frr的条件是frr≥(frn+fdv)＝54kHz。

k＝0.2时的第二谐振频率frr为42.5kHz。该第二谐振频率frr比(frn+fdv)＝54kHz低。因此，即使将frr＝42.5kHz设为驱动频率fd，也无法使驱动频率fd相对于基准谐振频率frn背离了乖离频率fdv以上。因此，无法使k＝0的状态下的电流Ic0降低至峰值的1/10以下。

与之相对，在k＝k1＝0.8的情况下，第二谐振频率frr为frr＝85kHz，比(frn+fdv)＝54kHz高。因此，若将frr＝85kHz设为驱动频率fd，则能够使驱动频率fd相对于基准谐振频率frn背离了乖离频率fdv以上。因此，能够使k＝0的状态下的电流Ic0降低至峰值的1/10以下。

如上所述，在耦合系数k达到预先确定的值k1的状态下，将送电电路130的驱动频率fd设定为送电谐振电路110以及受电谐振电路210中产生的第二谐振频率frr1。此外，上述第二谐振频率frr1是相对于k＝0的状态下的第二谐振频率frr0、即送电谐振电路110单体的基准谐振频率frn背离了预先确定的乖离频率fdv以上的频率。另外，乖离频率fdv是能够将受电线圈212未配置于送电线圈112的状态下的电流Ic0设为以基准谐振频率frn谐振时的谐振电流的峰值的1/10以下的频率差。由此，在受电线圈212未配置于送电线圈112上的状态下，能够使送电谐振电路110不以驱动频率fd谐振，能够使在送电谐振电路110中流动的电流Ic0降低至以基准谐振频率frn谐振时的电流的峰值的1/10以下。因此，在受电线圈212未配置于送电线圈112上且k＝0、M＝0的状态下，能够抑制送电谐振电路110中不必要的电力消耗。与之相对的是，在受电线圈212配置于送电线圈112上且k＝k1的状态下，能够将电力从送电谐振电路110传输至受电谐振电路210。

另外，在上述说明中，将用于将电流Ic0设为峰值的1/10以下的放大系数m设为m＝10，将乖离频率fdv设为半值宽度δfrn的10倍。不过，并不限定于此。放大系数m根据使电流Ic0相对于峰值降低多少而适当变更。这种情况下的放大系数m的值能够通过与上述说明相同的步骤求出。此外，不限定于将乖离频率fdv设为半值宽度δfrn的m倍的情况，总而言之，若使电流Ic0设定为能够相对于峰值降低至预先设定的目标电流值，则任何设定方式均可。

此外，在上述说明中，以将第二谐振频率frr设定为驱动频率fd的情况为例进行了说明。与之相对的是，如图4所示，第一谐振频率frp也具有随着耦合系数k的大小变大而变低的特性。因此，也可以与第二谐振频率frr同样地将第一谐振频率frp设定为驱动频率fd。另外，在这种情况下的条件是：k＝k1的状态下的第一谐振频率frp即第一谐振频率frp1是比基准谐振频率frn低乖离频率fdv以上的值。如此一来，由于能够将驱动频率fd抑制得较低，因此，能够降低送电电路130的损失。

此外，在将第一谐振频率frp设为驱动频率fd的情况下，优选的是，设定成第二谐振频率frr达到第一谐振频率frp的三倍的频率。如此一来，即使以驱动频率fd的三倍高次谐波的频率谐振，也能够进行电力的传输，能够提高电力的传输效率。

另外，由于将第二谐振频率frr用作驱动频率fd能够增大送电谐振电路110单体的谐振频率frn相对于驱动频率fd的背离，因此，能够提高在上方未配置有受电线圈212的送电线圈112中流动的电力的降低效果，此外，由于以磁通排斥的模式动作，因此，能够通过磁场的抵消效应来提高泄漏磁场的减少效果。

另外，优选的是，供电装置100的送电电路130的工作状态通过控制电路150反复进行图6所示的控制处理来进行控制。

当开始上述控制处理时，控制电路150首先对在供电装置100的周边是否存在受电装置200进行判断(步骤S110)。例如，上述判断能够通过根据供电装置100与受电装置200之间是否建立了无线通信或是摄像头等对受电装置接近这一情况进行辨别的方式进行。此外，上述判断也可通过利用传感器在一定范围内对是否存在受电装置200进行检测的方式进行。

在供电装置100的周边不存在受电装置200的情况下(步骤S110：否)，控制电路150接触上述处理。与之相对的是，在供电装置100的周边存在受电装置200的情况下(步骤S110：是)，控制电路150使送电电路130开始工作(步骤S120)，在直到受电装置200不再存在于供电装置100的周边之前(步骤S130：是)，使送电电路130持续工作(步骤S120)。接着，在受电装置200不再存在于供电装置100的周边的情况下(步骤S130：否)，控制电路150使送电电路130停止工作(步骤S140)，结束处理。另外，步骤S130的判断与步骤S110是相同的。

如上所述，通过供电装置100的控制电路150对送电电路130的工作状态进行控制，能够高速进行供电装置100与受电装置200之间的供电开始和停止的控制。此外，能够抑制每一个供电装置100中不必要的电力消耗。

另外，对于上述送电线圈112以及受电线圈212，通常使用具有配线呈环状地卷绕于铁芯周围这一结构的线圈。不过，并不限定于此，如图7所示，优选的是，送电线圈112是配线312呈环状地卷绕于铁芯310周围的有芯结构，而受电线圈是具有配线322呈环状卷绕而成的无芯结构的受电线圈212A，以替代有芯结构的受电线圈212。如此一来，能够抑制因受电线圈212A与送电线圈112之间的耦合引起的送电线圈112的自感的增加。由此，能够提高第二谐振频率frr相对于基准谐振频率frn的乖离效果。

此外，受电线圈也可如图8所示的那样设置成三相的受电线圈212u、212v、212w相互重叠而成的结构。此外，并不限定于三相的受电线圈，也可设置成两相以上即多相的受电线圈重叠而成的结构。根据上述结构，通过多相的受电线圈中的、与送电线圈112之间的耦合程度高的线圈间的谐振，能够依次进行电力的传输，能够提高电力的传输效率。

B.第2实施方式：

如图9所示，也可设置成在送电谐振电路110的送电线圈112与受电谐振电路210的受电线圈212之间配置中继线圈412的结构。与送电线圈112同样地，受电线圈212是具有配线322呈环状地卷绕于铁芯320周围而成的有芯结构的线圈。中继线圈412是配线422呈环状地卷绕而成的无芯结构。不过，中继线圈也可以是有芯结构。在中继线圈412连接有中继谐振用的谐振电容器416。中继线圈412和谐振电容器416构成中继谐振电路410。中继谐振电路410是以驱动频率谐振的闭环谐振电路。不过，也可设置成使用线圈线间的寄生电容作为谐振电容器而以驱动频率谐振的结构。

关于各谐振电路110、410、210的参数(电感、电容)，以使送电谐振电路110与中继谐振电路410之间的谐振频率fr_th以及中继谐振电路410与受电谐振电路210之间的谐振频率fr_hr达到下文中说明的频率的方式设定。

在此，若考虑中继谐振电路410的功能，则中继线圈412以及谐振电容器416能够通过对送电侧部分的线圈以及电容器与受电侧部分的线圈以及电容器进行虚拟分离的方式表示，送电谐振电路110、中继谐振电路410以及受电谐振电路210能够由图10所示的电路表示。另外，将送电线圈112、中继线圈412以及受电线圈212的电感设为Lt、Lh以及Lr，将送电谐振用的谐振电容器116、中继谐振用的谐振电容器416以及受电谐振用的谐振电容器216的电容量设为Ct、Ch以及Cr。此外，将送电线圈112与中继线圈412之间的互感设为Mth，将中继线圈412与受电线圈212之间的互感设为Mhr。此外，将中继线圈412的电感Lh中的、送电侧部分的电感设为Lha，将受电侧部分的电感设为Lhb，将中继谐振用的谐振电容器416的电容量Ch中的、送电侧部分的电容量设为Cha，将受电侧部分的电容量设为Chb。

在此，由于中继谐振电路410的送电侧部分以与送电谐振电路110相同的频率谐振，因此，送电侧部分的电感Lha以及电容量Cha能够使用送电线圈112的电感Lt以及送电谐振用的谐振电容器116的电容量Ct表示成Lha＝Lt/2以及Cha＝2Ct。此外，由于中继谐振电路410的受电侧部分以与受电谐振电路210相同的频率谐振，因此，受电侧部分的电感Lhb以及电容量Chb能够使用受电线圈212的电感Lr以及受电谐振用的谐振电容器216的电容量Cr表示成Lhb＝Lr/2以及Chb＝2Cr。此外，中继线圈412的电感Lh能够表示成Lh＝(Lha+Lhb)＝(Lt+Lr)/2。此外，中继谐振用的谐振电容器416的电容量Ch能够表示成Ch＝[Cha·Chb/(Cha+Chb)]＝[2Ct·Cr/(Ct+Cr)]。

此外，图10所示的电路能够表示成图11所示的等效电路。单点划线的左侧示出了具有送电谐振电路110以及中继谐振电路410所虚拟分离出的送电侧部分的谐振部分(也称为“送电侧谐振部”)的等效电路，单点划线的右侧示出了具有中继谐振电路410所虚拟分离出的受电侧部分以及受电谐振电路210的谐振部分(也称为“受电侧谐振部”)的等效电路。

使用送电线圈112的电感Lt、谐振电容器116的电容量Ct以及送电线圈112与中继线圈412之间的互感Mth，并如图11所示的那样表示送电侧谐振部的等价电路的各参数。此外，使用受电线圈212的电感Lr、谐振电容器216的电容量Cr以及受电线圈212与中继线圈412之间的互感Mhr，并如图11所示的那样表示受电侧谐振部的等价电路的各参数。

送电侧谐振部的谐振频率(以下也称为“送电侧谐振频率”)fr_th使用送电线圈112的电感Lt以及谐振电容器116的电容量Ct并由下式(11)表示。此外，受电侧谐振部的谐振频率(以下也称为“受电侧谐振频率”)fr_hr使用受电线圈212的电感Lr以及谐振电容器216的电容量Cr并由下式(12)表示。

[数学式11]

[数学式12]

以下，将具有电感和电容量的谐振电路单体的谐振频率达到第1实施方式中说明的基准谐振频率frn的情况下的电感设为Ln，将电容量设为Cn，将具有电感和电容的谐振电路单体的谐振频率达到第1实施方式中说明的第二谐振频率frr的情况下的电感设为Lu，将电容量设为Cu，并对此进行说明。另外，基准谐振频率frn由下式(13)表示，第二谐振频率frr由下式(14)表示。

[数学式13]

[数学式14]

在将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr设为基准谐振频率frn且设定为与驱动频率fd相等的情况下，作为Lt＝Lr＝Ln以及Ct＝Cr＝Cn，图11的等效电路能够如图12所示的那样表示。此外，在将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr设为第二谐振频率frr且设定为与驱动频率fd相等的情况下，作为Lt＝Lr＝Ln以及Ct＝Cr＝Cn，图11的等效电路能够如图13所示的那样表示。另外，在此记载的Lu、Cu是在如第1实施方式中所记载的那样进行送电、受电的两个线圈间靠近的情况下在规定的相对位置实现的耦合系数时谐振的参数，相当于在相对于Ln-M或Ln+M发生谐振的系统中设定的参数。

在此，图14示出了在第1实施方式这样的不具有中继谐振电路的结构中将设定成与驱动频率fd相等的、送电谐振电路与受电谐振电路之间的谐振频率设为第一谐振频率fdp以及第二谐振频率frr中的一个的情况下的传输效率，并且示出了将上述谐振频率设为基准谐振频率frn的情况下的传输效率。另外，图14的传输效率以将fd＝frn的情况下的传输效率设为基准值“1”时的相对值的方式示出。

fd＝frn的情况下的传输效率随着送电谐振电路与受电谐振电路的线圈彼此的位置关系从正对的位置偏离而平稳下降。与之相对的是，与fd＝frr或fd＝frp的情况、fd＝frn的情况相比，传输效率的峰值略微下降，但若线圈彼此的位置关系从正对的位置偏移，则急剧下降。因此，在fd＝frr或fd＝frp的情况下，能够根据送电谐振电路和受电谐振电路的线圈彼此的位置而快速切换电力传输的开始和停止，能够提高未进行电力传输的送电谐振电路的断路性能。

根据上述内容，在如图12所示那样将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr这两者设为基准谐振频率frn且将驱动频率fd设定成基准谐振频率frn的情况下，电力的传输效率好，但传输的开始和停止的切换缓慢，难以进行快速切换。与之相对的是，在如图13所示那样将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr这两者设为第二谐振频率frr且将驱动频率fd设为第二谐振频率frr的情况下，能够进行传输的开始和停止的快速切换。不过，在这种情况下，通过效率略低的谐振引起的电力传输分两级进行，因此，与电力的传输效率为一级的情况相比较差。

因此，为了抑制图13所示的结构的情况下的电力的传输效率的下降，只要如图15所示的那样将送电侧谐振频率fr_th设定成第二谐振频率frr，将受电侧谐振频率fr_hr设定成基准谐振频率frn且将驱动频率fd设定成第二谐振频率frr即可。如此一来，能够在送电侧谐振部进行传输的开始和停止的快速切换，并且，能够抑制受电侧谐振部处的传输效率的下降。由此，与将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr这两者设为第二谐振频率frr的情况(参照图13)相比，能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，在将送电侧谐振频率fr_th设为第二谐振频率frr且将受电侧谐振频率fr_hr设为基准谐振频率frn的情况下，只要如图15所示那样设置等效电路的参数即可。即，只要设置成Lt＝Lu以及Ct＝Cu、Lr＝Ln以及Cr＝Cu、Lh＝(Lu+Ln)/2以及Ch＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]即可。另外，在这种情况下，图9的中继谐振电路410的中继线圈412的电感的值为Lh，谐振电容器的值为Ch。

虽然省略了图示以及说明，但也可将送电侧谐振频率fr_th设为基准谐振频率frn，将受电侧谐振频率fr_hr设为第二谐振频率frr。在这种情况下，只要将各谐振电路的参数设置成Lt＝Ln以及Ct＝Cu、Lr＝Lu以及Cr＝Cu、Lh＝(Lu+Ln)/2以及Ch＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]即可。如此一来，也能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，虽然在上述说明中以第二谐振频率frr为例，但将第二谐振频率frr设为第一谐振频率frp也同样如此。在这种情况下，通过使用具有电感和电容量的谐振电路单体的谐振频率达到第一谐振频率frp的情况下的电感以及电容量，能够对等效电路的对应参数进行设定。

C.第3实施方式：

也可如图16所示的那样设置成在送电谐振电路110的送电线圈112与受电谐振电路210的受电线圈212之间配置与送电线圈112相对的送电侧的中继线圈412T以及与受电线圈212相对的受电侧的中继线圈412R的结构。中继线圈412T、412E是配线422T、422R呈环状卷绕而成的无芯结构。不过，中继线圈也可以是有芯结构。在送电侧的中继线圈412T连接有中继谐振用的谐振电容器416T，在受电侧的中继线圈412R连接有中继谐振用的谐振电容器416R。送电侧的中继线圈412T和谐振电容器416T构成送电侧的中继谐振电路410T，受电侧的中继线圈412R与谐振电容416R构成受电侧的中继谐振电路410R。送电侧的中继谐振电路410T以及受电侧的中继谐振电路410R分别是以驱动频率谐振的闭环谐振电路。不过，也可设置成使用线圈线间的寄生电容作为谐振电容器而以驱动频率谐振的结构。

关于各谐振电路110、410T、410R、210的参数，以使各谐振电路间的谐振频率fr_th、fr_hh、fr_hr达到下文中说明的频率的方式进行设定。送电侧谐振频率fr_th是送电谐振电路110与送电侧的中继谐振电路410T之间的谐振频率。受电侧谐振频率fr_hr是受电侧的中继谐振电路410R与受电谐振电路210之间的谐振频率。中继侧谐振频率fr_hh是送电侧的中继谐振电路410T与受电侧的中继谐振电路410R之间的谐振频率。

关于送电谐振电路110、送电侧的中继谐振电路410T、受电侧的中继谐振电路410R以及受电谐振电路210，通过如第2实施方式中说明的那样分别对送电侧的中继谐振电路410T和受电侧的中继谐振电路410R进行虚拟分离，能够通过图17所示的电路表示。另外，将送电线圈112、送电侧的中继线圈412T、受电侧的中继线圈412R以及受电线圈212的电感设为Lt、Lth、Lhr以及Lr。此外，将送电谐振用的谐振电容器116、送电侧的中继谐振用的谐振电容器416T、受电侧的中继谐振用的谐振电容器416R以及受电谐振用的谐振电容器216的电容量设为Ct、Cth、Chr以及Cr。此外，将送电线圈112与中继线圈412之间的互感设为Mth，将送电侧的中继线圈412T与受电侧的中继线圈412R之间的互感设为Mhh，将受电侧的中继线圈412R与受电线圈212之间的互感设为Mhr。

图17所示的电路能够表示成图18所示的等效电路。通过两条单点划线划分的等效电路中的左侧的等效电路示出了具有送电谐振电路110和送电侧的中继谐振电路410T所虚拟分离出的送电侧部分的谐振部分(也称为“送电侧谐振部”)的等效电路。右侧的等效电路示出了具有受电侧的中继谐振电路410R所虚拟分离出的受电侧部分和受电谐振电路210的谐振部分(也称为“受电侧谐振部”)的等效电路。中央的等效电路示出了具有送电侧的中继谐振电路410T所虚拟分离出的受电侧部分以及受电侧的中继谐振电路410R所虚拟分离出的送电侧部分的谐振部分(也称为“中继侧谐振部”)的等效电路。其中，示出的是将各谐振电路的参数设为Lt＝Lth＝Lhr＝Lr＝Lu以及Ct＝Cth＝Chr＝Cr＝Cu并且将送电侧谐振部的送电侧谐振频率fr_th、中继侧谐振部的中继侧谐振频率fr_hh以及受电侧谐振部的受电侧谐振频率fr_hr这些谐振频率全部设为第二谐振频率frr的情况。

如图18所示，在将送电侧谐振频率fr_th、中继侧谐振频率fr_hh以及受电侧谐振频率fr_hr全部设定成第二谐振频率frr且将驱动频率fd设定成第二谐振频率frr的情况下，与在第2实施方式中使用图13说明的情况同样地，虽然电力的传输效率变差，但能够进行传输的开始和停止的快速切换。另外，在第3实施方式的结构的情况下，由于电力的传输以三级谐振的方式进行，因此，与图13所示的二级的结构的情况相比，传输效率进一步变差。

为了抑制图18所示的结构的情况下的电力的传输效率的下降，只要如图19所示的那样将送电侧谐振频率fr_th设定成第二谐振频率frr，将中继侧谐振频率fr_hh以及受电侧谐振频率fr_hr设定成基准谐振频率frn且将驱动频率fd设定成第二谐振频率frr即可。如此一来，能够在送电侧谐振部进行传输的开始和停止的快速切换，并且能够抑制中继侧谐振部以及受电侧谐振部处的传输效率的下降。由此，与将送电侧谐振频率fr_th、中继侧谐振频率fr_hh以及受电侧谐振频率fr_hr全部设为第二谐振频率frr的情况(参照图18)相比，能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，在将送电侧谐振频率fr_th设为第二谐振频率frr且将中继侧谐振频率fr_hh以及受电侧谐振频率fr_hr设为基准谐振频率frn的情况下，只要如图19所示那样设置各谐振电路的参数即可。即，只要设置成Lt＝Lu以及Ct＝Cu、Lth＝(Lu+Ln)/2以及Cth＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lhr＝Ln以及Chr＝Cn、Lr＝Ln以及Cr＝Cn即可。

图19示出了将送电侧谐振频率fr_th设为第二谐振频率frr的情况，但也可如图20所示的那样将受电侧谐振频率fr_hr设为第二谐振频率frr。在这种情况下，只要如图20所示那样将各谐振电路的参数设置成Lt＝Ln以及Ct＝Cu、Lth＝Ln以及Cth＝Cn、Lhr＝(Lu+Ln)/2以及Chr＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lr＝Ln以及Cr＝Cn即可。此外，也可如图21所示那样将中继侧谐振频率fr_hh设为第二谐振频率frr。在这种情况下，只要如图21所示那样将各谐振电路的参数设置成Lt＝Ln以及Ct＝Cu、Lth＝(Lu+Ln)/2以及Cth＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lhr＝(Lu+Ln)/2以及Chr＝[2Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lr＝Ln以及Cr＝Cn即可。如此一来，也能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，虽然在上述说明中以第二谐振频率frr为例，但将第二谐振频率frr设为第一谐振频率frp也同样如此。在这种情况下，通过使用具有电感和电容量的谐振电路单体的谐振频率达到第一谐振频率frp的情况下的电感以及电容量，能够对等效电路的对应参数进行设定。

D.第4实施方式：

如图22所示，也可设置成将送电侧的中继线圈412Tm的一端与受电侧的中继线圈412Rm的一端彼此电连接且将另一端彼此通过中继谐振用的电容器416连接的结构。本实施方式与第3实施方式的区别点在于，在本实施方式中，送电侧的中继线圈412Tm与受电侧的中继线圈412Rm之间的距离远，两者的线圈产生的磁通不交链。与送电线圈112同样地，中继线圈412Tm、412Rm是具有配线422T、422R呈环状地卷绕于铁芯420T、420R周围而成的有芯结构的线圈。不过，中继线圈也可以是无芯结构。中继线圈412Tm、412Rm以及中继谐振用的谐振电容器416构成以与第2实施方式的中继谐振电路410(参照图10)相同的方式发挥作用的中继谐振电路410M。

关于各谐振电路110、410M、210的参数，以使各谐振电路间的谐振频率fr_th、fr_hr达到下文中说明的频率的方式设定。送电侧谐振频率fr_th是送电谐振电路110与具有中继谐振电路410M的送电侧的中继线圈412Tm的谐振部分之间的谐振频率。受电侧谐振频率fr_hr是具有中继谐振电路410M的受电侧的中继线圈412Rm的谐振部分与受电谐振电路210之间的谐振频率。

关于送电谐振电路110、中继谐振电路410M以及受电谐振电路210，通过如第2实施方式中说明的那样对中继谐振电路410M的谐振电容器416进行虚拟分离，能够通过图23所示的电路表示。另外，将送电线圈112、送电侧的中继线圈412Tm、受电侧的中继线圈412Rm以及受电线圈212的电感设为Lt、Lth、Lhr以及Lr，将送电谐振用的谐振电容器116、中继谐振用的谐振电容器416以及受电谐振用的谐振电容器216的电容量设为Ct、Ch以及Cr。此外，将送电线圈112与送电侧的中继线圈412Tm之间的互电感设为Mth，将受电侧的中继线圈412Rm与受电线圈212之间的互感设为Mhr。

此外，与图11所示的等效电路同样地，图23所示的电路能够通过图24的等效电路表示。单点划线的左侧示出了具有送电谐振电路110以及中继谐振电路410M所虚拟分离出的送电侧部分的谐振部分(也称为“送电侧谐振部”)的等效电路，单点划线的右侧示出了具有中继谐振电路410M所虚拟分离出的受电侧部分以及受电谐振电路210的谐振部分(也称为“受电侧谐振部”)的等效电路。其中，示出了将各谐振电路的参数设为Lt＝Lth＝Lhr＝Lr＝Lu以及Ct＝Cr＝Ch·2＝Cu并且将送电侧谐振部的送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振部的受电侧谐振频率fr_hr这两者的谐振频率设为第二谐振频率frr的情况。

如图24所示，在将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr这两者设定成第二谐振频率frr且将驱动频率fd设定成第二谐振频率frr的情况下，与在第2实施方式中使用图13说明的情况同样地，虽然电力的传输效率变差，但能够进行传输的开始和停止的快速切换。

为了抑制图24所示的结构的情况下的电力的传输效率的下降，只要如图25所示的那样将送电侧谐振频率fr_th设定成第二谐振频率frr，将受电侧谐振频率fr_hr设定成基准谐振频率frn且将驱动频率fd设定成第二谐振频率frr即可。如此一来，能够在送电侧谐振部进行传输的开始和停止的快速切换，并且，能够抑制受电侧谐振部处的传输效率的下降。由此，与将送电侧谐振频率fr_th以及受电侧谐振频率fr_hr这两者设为第二谐振频率frr的情况(参照图24)相比，能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，在将送电侧谐振频率fr_th设为第二谐振频率frr且将受电侧谐振频率fr_hr设为基准谐振频率frn的情况下，只要如图25所示那样设置各谐振电路的参数即可。即，只要设置成Lt＝Lu以及Ct＝Cu、Lth＝Lu、Lhr＝Ln以及Ch＝[Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lr＝Ln以及Cr＝Cn即可。

图25示出了将送电侧谐振频率fr_th设为第二谐振频率frr的情况，不过，也可将受电侧谐振频率fr_hr设为第二谐振频率frr。在这种情况下，只要将各谐振电路的参数设置成Lt＝Ln以及Ct＝Cu、Lth＝Ln、Lhr＝Lu以及Ch＝[Cu·Cn/(Cu+Cn)]、Lr＝Lu以及Cr＝Cu即可。如此一来，也能够抑制传输效率的下降，并且能够进行传输的开始和停止的快速切换。

另外，虽然在上述说明中以第二谐振频率frr为例，但将第二谐振频率frr设为第一谐振频率frp也同样如此。在这种情况下，通过使用具有电感和电容量的谐振电路单体的谐振频率达到第一谐振频率frp的情况下的电感以及电容量，能够对等效电路的对应参数进行设定。

E.第5实施方式：

在上述实施方式中说明的非接触供电系统能够作为以非接触的方式向各种受电装置进行供电的各种非接触供电系统加以应用。例如，如图26所示，能够作为车辆用非接触供电系统应用，当其在车辆行驶路线RS上行进或在车辆行驶路线RS上停车时，能够从供电装置100A以非接触的方式向作为受电装置的车辆200A供电。车辆200A例如构成为电动汽车或混合动力车。在图14中，x方向表示车辆200A沿着车辆行驶路线RS的车道的行进方向，y方向表示车辆行驶路线RS的宽度方向，z方向表示垂直向上方向。

与供电装置100同样地，供电装置100A包括电源电路140、送电电路130、以并联的方式与送电电路130连接的多个送电谐振电路110。

送电谐振电路110具有设置于车辆行驶路线RS上的送电线圈112、未图示的谐振电容器。各送电谐振电路110的送电线圈112沿着x方向排列，上述x方向是沿着车辆行驶路线RS的车道的方向。此外，图26中示出了七个送电谐振电路110。此外，根据所述图6的次序，对车辆200A是否在上述七个谐振电路附近进行检测，从而开始/结束通电。

另外，为了应对车辆在Y方向上的位置偏离，也能够将在X方向上设置的线圈沿Y方向并联地排列多组。

作为受电装置的车辆200A包括受电谐振电路210、受电电路220以及电池230。

受电谐振电路210包括设置于车辆200A底部的受电线圈212和未图示的谐振电容器，其是获得通过与送电谐振电路110之间的磁场耦合现象而在受电线圈中感应出的交流电力的装置。

受电电路220是将利用受电谐振电路210获得的交流电力转换为直流电力并向作为负载的电池230充电的电路。充电至电池230的电力用于使未图示的马达等驱动。

另外，为了增大送电线圈与受电线圈的耦合系数，也能够采用使线圈大型化的手段、使受电线圈向地上侧靠近的手段。

在上述车辆用非接触供电系统中，也能够获得与上述实施方式的非接触供电系统同样的效果。

F.其他实施方式：

(1)在上述实施方式中，以具有包括多个送电谐振电路的结构的供电装置的非接触供电系统为例进行了说明，但并不限定于此，也可以是具有包括一个送电谐振电路的结构的供电装置的非接触供电系统。

(2)在上述实施方式中，以利用了串联谐振的送电谐振电路以及受电谐振电路为例进行了说明，但不限定于此，也可设置成利用了并联谐振的送电谐振电路以及受电谐振电路，还可设置成任意一方利用了串联谐振而另一方利用了并联谐振的谐振电路。

(3)在上述实施方式中，也可在送电电路130与各送电谐振电路110之间集中设置一个滤波器电路，或是对于各送电谐振电路110分别设置一个滤波器电路。滤波器电路是用于对从送电电路130供给的交流电力所含的切换噪音等高频的噪音分量进行抑制的电路。作为滤波器电路，可使用导抗滤波器电路或低通滤波器电路、带通滤波器电路等各种滤波器电路。滤波器电路的级数可以是二级，也可以是三级，还可以是四级以上。若能将应去除的噪音降低至期望的水平，则滤波器电路的级数不做限定。此外，也可在受电谐振电路210与受电电路220之间同样设置滤波器电路。

(4)另外，在送电线圈的电感或谐振电容器的电容量能够变更的情况下，上述第一实施方式说明的技术能够与该变更系统合起来使用，或是根据其变化幅度将放大系数m设定得较小。例如，若对于k＝0(送电侧与受电侧分开得远)的情况，在规定的k的情况下能够将电感或电容量缩小为1/α倍(α≥1)，则能够使谐振频率提高

倍(参照下式(11))，因此，能够与增大耦合系数k来使频率背离起到相同的作用。因此，通过将这些作用组合使用，也能够提高谐振频率的乖离效果，或者也能够将放大系数m设定得较小。

下式(15)表示上述(5)的电感或电容量变为1/α倍的情况下的谐振频率。如该式所示，能够将通过将电感或电容量设为1/α倍而将谐振频率设为

倍的效果与增大耦合系数以将谐振频率设为

(1-k)的效果两者合起来使用。

[数学式15]

(5)在上述第2～第4实施方式中说明的包括中继谐振电路的结构中，也可在送电线圈的电感或谐振电容器的电容量能够变更的情况，在中继谐振电路的线圈的电感或电容器的电容量能够变更的情况下，如下文中说明的方式进行变更。

例如，在车辆用非接触供电系统(参照图26)中，在送电线圈112埋设于车辆行驶路线的地表或地下且受电线圈212以及中继谐振电路的中继线圈装设于车辆的情况下，也可以下述方式进行变更。即，也可根据送电线圈与中继线圈耦合、未耦合的情况，对送电谐振电路的谐振电容器的电容量或送电线圈的电感的值进行变更。

此外，例如，在车辆用非接触供电系统(图26)中，在送电线圈112较深地埋设于车辆行驶路线的地下、一个中继线圈埋设于地表面附近且受电线圈212装设于车辆或受电线圈212以及一个中继线圈装设于车辆的情况下，也可以下述方式进行变更。即，也可根据地表面侧的中继线圈与受电线圈耦合、未耦合的情况，或者根据地表面侧的中继线圈与车辆侧的中继线圈耦合、未耦合的情况，对送电谐振电路110的谐振电容器116的电容量或送电线圈112的电感的值进行变更。此外，也可变更送电谐振电路110的谐振电容器116的电容或送电线圈112的电感的值，并且变更地表面侧的中继线圈的电感的值或者与中继线圈一起构成中继谐振电路的电容器的电容的值。

本公开所记载的控制部及其方法也可以通过专用计算机来实现，该专用计算机通过构成处理器和存储器而提供，上述处理器被编程为执行由计算机程序具体化的一个至多个功能。或者，也可以是，本公开所记载的控制部及其方法通过专用计算机来实现，该专用计算机是通过由一个以上的专用硬件逻辑电路构成处理器而提供的。或者，本公开所记载的控制部和该控制部的方法由一个以上的专用计算机来实现，该专用计算机通过被编程为执行一个至多个功能的处理器及存储器与由一个以上硬件逻辑电路构成的处理器的组合构成。此外，计算机程序也可以被存储于计算机可读的非暂时性有形存储介质，以作为由计算机执行的指令。

本公开不限于上述实施方式，能在不超出上述主旨的范围内通过各种结构实现。例如，与发明内容部分所记载的各方式中的技术特征对应的实施方式中的技术特征可以适当地进行替换或组合，以解决上述技术问题的一部分或全部、或者实现上述效果的一部分或全部。此外，上述技术特征只要未在本说明书中作为必须结构而说明，就可适当删除。

Claims (11)

1.一种非接触供电系统，在所述非接触供电系统中，电力以非接触的方式从供电装置(100、100A)被供给至受电装置(200、200A)，

所述供电装置包括：

送电电路(130)，所述送电电路输送交流电力；以及

送电谐振部(110)，所述送电谐振部具有送电线圈(112)，

所述受电装置包括具有受电线圈(212)的受电谐振电路(210)，

所述送电谐振电路和所述受电谐振电路的谐振频率被设定成能够在所述送电线圈与所述受电线圈之间的预先确定的耦合系数的状态下由所述送电谐振电路和所述受电谐振电路产生的、第一谐振模式的第一谐振频率(frp)和比所述第一谐振频率高的第二谐振模式的第二谐振频率(frr)中的任意一方的频率，其是相对于所述送电谐振电路的单体的基准谐振频率(frn)背离了预先确定的乖离频率(fdv)以上的频率，

所述交流电力的驱动频率(fd)被设定成所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中、作为所述送电谐振电路和所述受电谐振电路的谐振频率而设定的频率。

2.如权利要求1所述的非接触供电系统，其特征在于，

在所述送电谐振电路中，根据所述送电线圈与所述受电线圈未耦合的情况以及所述送电线圈与所述受电线圈处于所述预先确定的耦合系数的耦合状态的情况，所述送电谐振电路所具有的谐振电容器的电容量或是所述送电线圈的电感的值发生变更。

3.一种非接触供电系统，在所述非接触供电系统中，电力以非接触的方式从供电装置被供给至受电装置，

所述供电装置包括：

送电电路(130)，所述送电电路输送交流电力；以及

送电谐振部(110)，所述送电谐振部具有送电线圈(112)，

所述受电装置包括具有受电线圈(212)的受电谐振电路(210)，

另外，

在所述送电线圈与所述受电线圈之间包括至少一个中继谐振电路(410、410T、410R、410M)，

所述中继谐振电路具有至少一个中继线圈(412、412T、412R、412Tm、412Rm)，

所述送电谐振电路、所述中继谐振电路以及所述受电谐振电路中相邻的两个谐振电路的谐振频率被设定成能够在各自所包含的线圈之间处于预先确定的耦合系数的状态下产生的、第一谐振模式的第一谐振频率(frp)和比所述第一谐振频率高的第二谐振模式的第二谐振频率(frr)中的任意一方的频率，其是相对于各自的基准谐振频率(frn)背离了预先确定的乖离频率(fdv)以上的频率，其他谐振电路的谐振频率被设定成基准谐振频率(frn)，

所述交流电力的驱动频率(fd)被设定成所述第一谐振频率和所述第二谐振频率中、作为所述相邻的两个谐振电路的谐振频率而设定的频率。

4.如权利要求3所述的非接触供电系统，其特征在于，

在所述送电谐振电路中，根据所述相邻的两个谐振电路所包含的线圈之间未耦合的情况以及处于所述预先确定的耦合系数的耦合状态的情况，所述送电谐振电路所具有的谐振电容器的电容量或所述送电线圈的电感的值发生变更，或者

在所述送电谐振电路以及与所述送电谐振电路的相对位置被固定的中继谐振电路中，根据所述相邻的两个谐振电路所包含的线圈之间未耦合的状态以及处于所述预先确定的耦合系数的耦合状态的情况，所述送电谐振电路所具有的谐振电容器的电容量或所述送电线圈的电感的值发生变更，并且，所述中继谐振电路所具有的电容器的电容量或所述中继谐振电路所具有的线圈的电感的值发生变更。

5.如权利要求1至4中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述乖离频率被设定成将半值宽度(δfrn)以预先确定的放大系数(m)放大而成的频率，所述半值宽度是在所述送电谐振电路的单体中流动的电流为所述送电谐振电路的单体的基准谐振频率下的峰值一半的频率宽度。

6.如权利要求1至6中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述任意一方的频率被设定成所述第二谐振频率。

7.如权利要求1至6中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述供电装置包括以并联的方式与所述送电电路连接的多个所述送电谐振电路。

8.如权利要求7所述的非接触供电系统，其特征在于，

在所述受电装置相对于所述供电装置位于规定的范围内的情况下，使所述送电电路工作，在所述受电装置位于所述规定的范围外的情况下，使所述送电电路的工作停止。

9.如权利要求1至5、不从属于权利要求6的权利要求7以及不从属于权利要求6的权利要求8中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述第二谐振频率被设定成所述第一谐振频率的三倍，

所述任意一方的频率被设定成所述第一谐振频率。

10.如权利要求1至9中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述受电装置包括多相的所述受电谐振电路。

11.如权利要求1至10中任一项所述的非接触供电系统，其特征在于，

所述受电线圈是无芯结构。

Images