CN114142753A - 一种mmc型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，包括：高压级MMC控制每个桥臂的子模块直流电容电压稳定在给定电压参考值；变压隔离级DAB变换器控制低压直流母线电压稳定在给定电压参考值，得到所有的DAB变换器平均移相角；获取桥臂子模块电容电压波动量；将桥臂子模块电容电压波动量进行比例‑重复控制，输出附加移相角；将平均移相角与附加移相角进行作差，得到DAB变换器的实际移相角。本发明采用比例‑重复控制器将MMC变流器子模块直流电容的波动功率由DAB传递到低压直流母线，实现MMC变流器子模块电容电压纹波的抑制，减少容值需求，降低装置的体积和成本。

Description

一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法
技术领域
本发明涉及能量路由器技术领域，具体是一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法。
背景技术
新能源机组电力电子能量互联变换器(能量路由器)是实现100％可再生能源独立电网的多电压等级交直流柔性互联及多端口电能控制的核心装备，对大幅提升能源利用效率和柔性互联交直流电网具有重大意义。
子模块电容是能量路由器的核心元件。子模块采用较大容值的电容器，其占子模块体积和重量的1/2以上、成本的1/3左右，已成为工程中能量路由器功率密度提高的主要障碍。子模块电容容值参数的选取与能量路由器在运行时子模块电容上产生的低频电压波动紧密相关。现有控制方法通过通过改变MMC内部环流和桥臂电压等物理量来实现电容电压波动的抑制，该类方法无法实现电容纹波全抑制；还有部分公布的文献利用DAB的功率控制将波动功率传递到低压侧，从而实现子模块电压纹波的抑制，已有的方法均采用前馈控制或者比例谐振控制，无法实现多频纹波的抑制。因此，如何实现子模块电容电压纹波有效抑制已成为能量路由器体积优化设计、降低成本的关键问题。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，大幅降低MMC型能量路由器子模块电容容值。
本发明提供了一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，所述MMC型能量路由器的拓扑结构包括高压级MMC变流器、变压隔离级DAB变换器和低压级变换器；所述MMC变流器由三相组成，每一相包括上下两个桥臂，每个桥臂由Nsm个子模块和一个桥臂电感组成，每个上桥臂或下桥臂的一端通过Nsm个子模块与桥臂电感串联后接入高压交流，另一端接入高压直流母线的正极或负极；所述子模块由直流电容和电力电子开关组成，所述变压隔离级DAB变换器由6Nsm个DAB变换器电路组成，每个DAB变换器的原边的直流分别与子模块的直流电容并联，每个DAB变换器的副边直流输出端相互并联形成低压直流母线；所述低压级变换器并联接入所述低压直流母线；
所述方法包括如下步骤：
(1)所述高压级MMC变流器控制每个桥臂的子模块直流电容电压稳定在给定电压参考值Vsm_ref；
(2)所述变压隔离级DAB变换器控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，根据给定电压参考值Vlvdc_ref和低压直流母线实际值Vlvdc得到所有的DAB变换器平均移相角Φ；
(3)将所述MMC变流器的全部子模块电容电压平均值Vsm_avg与j相k桥臂的子模块直流电容电压平均值Vsm_avg_jk作差以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk，其中j＝a，b， c，k代表上、下桥臂；
(4)将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk通过比例-重复控制器进行比例-重复控制，比例-重复控制器输出附加移相角△Φjk；
(5)将所述DAB变换器平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjk进行作差，得到所述j相k桥臂子模块并联的DAB变换器的实际移相角Φjk，从而通过DAB变换器将所述MMC变流器子模块直流电容的波动功率传递到所述低压直流母线，实现MMC变流器子模块电容电压纹波的抑制。
进一步的，步骤(2)根据给定电压参考值Vlvdc_ref和低压直流母线实际值Vlvdc得到所有的DAB变换器平均移相角Φ具体包括：通过对低压直流母线给定电压参考值Vlvdc_ref与低压直流母线实际值Vlvdc进行作差，将所述差值进行PI调节得到所述DAB变换器平均移相角Φ。
进一步的，所述比例-重复控制器有两种形式，包括重复控制器环节和比例环节串联连接形式，以及重复控制器环节和比例环节并联连接形式。
进一步的，所述比例-重复控制器利用串联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号；
将所述第一控制信号与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到附加移相角△Φjk。
进一步的，所述比例-重复控制器利用并联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号；
利用所述比例环节对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第二控制信号；
将所述第一控制信号和第二控制信号求和，得到附加移相角△Φjk。
进一步的，所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节 S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模的离散域传递函数表达式具体为
Figure BDA0003377803050000031
其中N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
所述补偿环节的离散域传递函数表达式具体为S(z)＝KrzkF(z)，其中，Kr为所述补偿环节的增益，zk为所述补偿环节的超前相位补偿， F(z)为所述补偿环节的补偿器。
进一步的，所述补偿环节的补偿器为零相移低通滤波器。
进一步的，所述子模块为半桥结构、或全桥结构、或者全桥和半桥的混合结构。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明通过比例-重复控制器对高压级MMC换流器的子模块电容电压纹波进行实时反馈校正，通过DAB将纹波功率传递到低压直流母线，从而有效抑制高压级MMC换流器的子模块的各频次纹波电压，可大幅降低子模块电容容值的取值，降低装置的体积和成本；
2、本发明采用比例-重复控制器进行实时反馈校正，可以实现多个频率的电容纹波电压进行抑制，提升了纹波电压抑制效果；
3、本发明以每个桥臂为单元计算对应桥臂DAB变换器的附加移相角△Φjk，控制方法简单，计算量小，易于实现。
附图说明
图1是本发明实施例提供的MMC型能量路由器的结构示意图；
图2是本发明实施例中MMC型能量路由器的半桥子模块结构示意图；
图3是本发明实施例中MMC型能量路由器的全桥子模块结构示意图；
图4是本发明实施例中MMC型能量路由器的全桥型DAB变换器结构示意图；
图5是本发明实施例中MMC型能量路由器的半桥型DAB变换器结构示意图；
图6是本发明实施例中MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制控制示意图；
图7是本发明实施例中比例-重复控制串联连接示意图；
图8是本发明实施例中比例-重复控制并联连接示意图；
图9是本发明实施例中MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制仿真结果。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
图1所示为本发明实施例的MMC型能量路由器的结构示意图，该MMC型能量路由器的拓扑结构包括高压级MMC变流器、变压隔离级DAB变换器和低压级变换器；所述MMC变流器由三相组成，每一相包括上下两个桥臂，每个桥臂由Nsm个子模块和一个桥臂电感组成，每个上(下)桥臂的一端通过Nsm个子模块与桥臂电感串联后接入高压交流，另一端接入高压直流母线的正(负)极；所述子模块由直流电容和电力电子开关组成，所述子模块可以为半桥结构(如附图2所示)、全桥结构(如图3所示)以及全桥/半桥混合结构；所述变压隔离级DAB变换器由6Nsm个DAB变换器电路(如图4和图 5所示)组成，每个DAB变换器的原边的直流分别与子模块的直流电容并联，每个DAB变换器的副边直流输出端相互并联形成低压直流母线；所述低压级变换器并联接入所述低压直流母线；
所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，具体包括如下步骤：
(1)所述高压级MMC变流器控制每个桥臂的子模块直流电容电压稳定在给定电压参考值Vsm_ref；
(2)所述变压隔离级DAB变换器控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，根据给定电压参考值Vlvdc_ref和低压直流母线实际值Vlvdc得到所有的DAB变换器平均移相角Φ；具体的，通过对低压直流母线给定电压参考值Vlvdc_ref与低压直流母线实际值 Vlvdc进行作差，将所述差值通过比例-积分控制器进行PI调节得到所述平均移相角Φ。
(3)如图6所示，将所述MMC变流器的全部子模块电容电压平均值Vsm_avg与j相(j＝a，b，c)k桥臂(k代表上、下桥臂)的子模块直流电容电压平均值Vsm_avg_jk作差以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk；Vsm_avg和Vsm_avg_jk如下公式所示
Figure BDA0003377803050000061
Figure BDA0003377803050000062
(4)如图6所示，将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk通过比例-重复控制器进行比例-重复控制，比例-重复控制器输出附加移相角△Φjk；
(5)最后，将所述DAB变换器平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjk进行作差，得到所述j相k桥臂子模块并联的DAB变换器的实际移相角Φjk，如图6所示，从而通过DAB变换器将所述MMC变流器子模块直流电容的波动功率传递到所述低压直流母线，实现 MMC变流器子模块电容电压纹波的抑制。
所述比例-重复控制器有两种形式，包括重复控制器环节和比例环节串联连接形式(如图7所示)，重复控制器环节和比例环节并联连接形式(如图8所示)。
如图7所示，所述比例-重复控制器利用串联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号101；
将所述第一控制信号101与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到所述附加移相角△Φjk。
如图8所示，所述比例-重复控制器利用并联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：：
利用所述重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号101；
利用所述比例环节对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第二控制信号102；
将所述第一控制信号101和第二控制信号102求和，得到所述附加移相角△Φjk。
所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模的离散域传递函数表达式具体为
Figure BDA0003377803050000071
其中N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
所述补偿环节的离散域传递函数表达式具体为S(z)＝KrzkF(z)，其中，Kr为所述补偿环节的增益，zk为所述补偿环节的超前相位补偿， F(z)为所述补偿环节的补偿器，具体选择为零相移低通滤波器。
基于图1所示的MMC型能量路由器拓扑结构，在MATLAB中搭建模型对本发明进行验证，在MMC型能量路由器的高压交流端口接入高压交流配电网，其余端口接入电阻负载，具体仿真参数为：高压交流端口线电压有效值为10kV，高压直流端口电压为20kV，低压直流母线电压为750V，低压交流端口线电压为380V，高压级MMC 换流器每个桥臂由10个全桥子模块，子模块电容容值为500uF，MMC 换流器开关频率为1kHz，桥臂电感为10mH，DAB变换器采用附图 4结构，DAB变换器开关频率为3.33kHz，MMC型能量路由器的高压交流端口向高压直流端口和低压直流端口各传输1MW有功功率，比例-重复控制器采用图7所示的串联结构。
图9给出了本发明实施例中MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制仿真结果。由仿真结果可知，未采用本发明方法时，子模块电容电压纹波达354V，达到子模块额定电压值的17.7％；在仿真时间1s时刻投入本发明的方法后，电容电压纹波大幅下降，子模块电容电压纹波仅有51V，电压纹波仅为子模块额定电压值的2.6％，纹波抑制效果良好。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何属于本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，所述MMC型能量路由器的拓扑结构包括高压级MMC变流器、变压隔离级DAB变换器和低压级变换器；所述MMC变流器由三相组成，每一相包括上下两个桥臂，每个桥臂由Nsm个子模块和一个桥臂电感组成，每个上桥臂或下桥臂的一端通过Nsm个子模块与桥臂电感串联后接入高压交流，另一端接入高压直流母线的正极或负极；所述子模块由直流电容和电力电子开关组成，所述变压隔离级DAB变换器由6Nsm个DAB变换器电路组成，每个DAB变换器的原边的直流分别与子模块的直流电容并联，每个DAB变换器的副边直流输出端相互并联形成低压直流母线；所述低压级变换器并联接入所述低压直流母线；
其特征在于，所述方法包括：
(1)所述高压级MMC变流器控制每个桥臂的子模块直流电容电压稳定在给定电压参考值Vsm_ref；
(2)所述变压隔离级DAB变换器控制低压直流母线电压Vlvdc稳定在给定电压参考值Vlvdc_ref，根据给定电压参考值Vlvdc_ref和低压直流母线实际值Vlvdc得到所有的DAB变换器平均移相角Φ；
(3)将所述MMC变流器的全部子模块电容电压平均值Vsm_avg与j相k桥臂的子模块直流电容电压平均值Vsm_avg_jk作差以计算两者的实际偏差，得到桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk，其中j＝a，b，c，k代表上、下桥臂；
(4)将所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk通过比例-重复控制器进行比例-重复控制，比例-重复控制器输出附加移相角△Φjk；
(5)将所述DAB变换器平均移相角Φ与所述附加移相角△Φjk进行作差，得到所述j相k桥臂子模块并联的DAB变换器的实际移相角Φjk，从而通过DAB变换器将所述MMC变流器子模块直流电容的波动功率传递到所述低压直流母线，实现MMC变流器子模块电容电压纹波的抑制。
2.根据权利要求1所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特点在于，步骤(2)根据给定电压参考值Vlvdc_ref和低压直流母线实际值Vlvdc得到所有的DAB变换器平均移相角Φ具体包括：通过对低压直流母线给定电压参考值Vlvdc_ref与低压直流母线实际值Vlvdc进行作差，将所述差值进行PI调节得到所述DAB变换器平均移相角Φ。
3.如权利要求1所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，所述比例-重复控制器有两种形式，包括重复控制器环节和比例环节串联连接形式，以及重复控制器环节和比例环节并联连接形式。
4.如权利要求3所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，所述比例-重复控制器利用串联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号；
将所述第一控制信号与所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行求和，得到校正偏差；
将所述校正偏差进行比例控制，得到附加移相角△Φjk。
5.如权利要求3所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，所述比例-重复控制器利用并联连接形式输出附加移相角△Φjk，具体包括：
利用重复控制器对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第一控制信号；
利用所述比例环节对所述桥臂子模块电容电压波动量△vsm_jk进行计算，得到第二控制信号；
将所述第一控制信号和第二控制信号求和，得到附加移相角△Φjk。
6.如权利要求3所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，
所述重复控制器包括重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)，所述重复控制器内模G(z)和补偿环节S(z)为串联连接；
所述重复控制器内模的离散域传递函数表达式具体为
Figure FDA0003377803040000031
其中N为一个工频周期的采样次数，Q(z)是一个小于1的常数或具有低通性质的函数；
所述补偿环节的离散域传递函数表达式具体为S(z)＝KrzkF(z)，其中，Kr为所述补偿环节的增益，zk为所述补偿环节的超前相位补偿，F(z)为所述补偿环节的补偿器。
7.如权利要求6所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，所述补偿环节的补偿器为零相移低通滤波器。
8.如权利要求1所述MMC型能量路由器子模块电容电压纹波抑制方法，其特征在于，所述子模块为半桥结构、或全桥结构、或者全桥和半桥的混合结构。
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