CN112436508A - 一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法 - Google Patents

一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法，包括：互联的MMC子模块及IBDC；IBDC调制单元包括：比例放大器、比例积分控制器及方波调制器；比例放大器输入为所有子模块的电容电压的平均值与任一子模块的电容电压的差值，输出附加参考信号；比例积分控制器输入为低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与附加参考信号相加；输出为IBDC输入电流参考值；方波调制器的输入为直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量与IBDC的输入电流参考值相加后经电流与移相角函数式得到的参考移相角，输出方波调制信号。本发明可实现故障暂态过程中子模块电容电压的平稳过渡和全工况下子模块电容电压波动抑制。

Description

一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法。
背景技术
可再生能源往往以分布式电源的形式接入配电网，转化为电能供给终端用户。然而，传统配电网的运行模式基本是以供方主导、单向辐射状供电为主，其配电一次控制设备(有载调压器、联络开关等)调控能力欠缺，难以满足可再生能源和负荷频繁波动时配电网的高精度实时运行优化需求，且在配网的规划设计阶段和运行管理中，均未考虑分布式电源的接入。随着分布式电源接入量的不断增加，更有电动汽车的快速普及，储能和可控负荷的持续增多，现有配电网架构已很难满足新能源消纳、灵活调控及用户对环境保护、供电可靠性、电能质量和优质服务的要求。
因此，随着电力电子技术的发展，未来配电系统将通过固态变压器形成网状的多电压等级交直流混合配电架构。固态变压器位于多类型配电网络的中心节点处，将取代传统的配电变压器，需要满足多端口、高变比、多电压形态、故障隔离、高效电能传输等基本需求，并实现多向功率可控、提供多种即插即用接口等高级功能。
经检索，周剑桥等在第二届Power Electronics and Application Conferenceand Exposition(PEAC)国际会议上发表的“Family of MMC-based SST topologies forHybrid ACDC Distribution Grid Applications”(2018)论文中，提出了一种基于模块化多电平换流器(MMC)和双有源桥(DAB)的模块化固态变压器拓扑结构，实现多种交直流配电网的互联。申请号为：CN201910322108.5，名称为：抑制模块化固态变压器中电容电压波动的控制方法的中国专利，提出一种基于波动功率传递的模块化固态变压器电容优化方法，可将子模块电容容值减小至常规方法的15％，整体功率密度提高104％，具有较高的经济价值和应用价值。但该拓扑及方法仅针对稳态工况进行了设计，在中压直流故障发生时，MMC中子模块电容电压会大量超调，严重时会使得换流器闭锁，影响供电可靠性。
另外，申请号为：CN201910746562.3，名称为：一种具备交直流故障不间断运行能力的固态变压器及控制方法的中国专利，提出了该固态变压器拓扑在中压直流故障时的不间断运行控制方法。但专利中使用附加占空比控制对MMC子模块电容电压进行控制，在故障发生后的暂态过程中电容电压出现较大偏差，影响固态变压器的正常运行。
发明内容
本发明针对上述现有技术中存在的问题，提出一种故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法，在保持基于波动功率传递的电容电压优化控制下，实现故障暂态过程中子模块电容电压的平稳过渡，不因子模块电容电压过高引起功率器件及电容损坏或过低而影响MMC正常的并网工作，确保内联式模块化多电平固态变压器整体安全稳定工作以及低压侧的不间断运行。
为解决上述技术问题，本发明是通过如下技术方案实现的：
本发明提供一种故障工况下不间断运行的固态变压器，其包括：互联的MMC子模块单元SM以及IBDC单元；
还包括：中压直流端口、中压交流端口、低压直流端口以及低压交流端口；
所述IBDC单元的调制单元依次包括：比例放大器、比例积分控制器以及方波调制器；其中，
所述比例放大器的输入信号为固态变压器的所有子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，输出信号为附加参考信号；
所述比例积分控制器的输入信号为低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与所述附加参考信号相加；输出信号为IBDC的输入电流参考值；
所述方波调制器的输入信号为MMC直流侧输入电流中的基频电流分量与二倍频电流分量之和，与所述IBDC的输入电流参考值相加后经电流与移相角函数式得到的参考移相角，输出信号为方波调制信号，以对所述IBDC单元进行控制。
所述直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量由开环计算得到，用于实现不间断运行工况下所述MMC子模块单元SM的电容电压优化。
较佳地，稳态运行工况下直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量由开环计算获得，以A相上桥臂为例，其表达式为：
Figure BDA0002754004750000031
其中为功率因数角，Um为交流电网相电压幅值，Im为交流电网相电流幅值，Uc为MMC子模块电容电压，N为单个桥臂子模块个数。
较佳地，所述电流与移相角函数式为：
Figure BDA0002754004750000032
其中φ为IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，ULVDC为低压直流侧的电压实际值，L为IBDC的漏感感值，fs为IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。
较佳地，所述MMC子模块单元SM的电容电压通过所述IBDC单元进行控制。
较佳地，所述MMC子模块单元SM的电容电压通过所述IBDC单元进行控制具体为：
所述IBDC的调制单元中子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，经比例放大器生成电容电压平衡附加分量以实现MMC子模块SM的电容电压平衡；进一步地，
所述IBDC的调制单元中，通过开环计算得到MMC直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量，并作为波动功率传递控制信号参与IBDC单元的控制中，以实现MMC子模块SM的电容电压优化。
较佳地，所述MMC子模块单元SM的调制单元具体包括：
双闭环控制单元、环流抑制单元以及载波移相调制单元；其中，
所述双闭环控制单元用于对所述MMC子模块单元SM的电容电压以及交流侧无功功率进行双闭环控制，外环为电容电压环，内环为电流环，输出信号为各桥臂调制电压；
所述环流控制单元用于对所述MMC子模块单元SM的内部二倍频负序环流进行抑制，输出为环流抑制控制信号，与双闭环控制单元输出的桥臂调制电压相加后，参与桥臂电压调制。
所述载波移相调制单元用于根据所述环流控制单元得到的桥臂电压调制信号，生成所述MMC子模块单元SM的驱动信号。
本发明还提供一种故障工况下不间断运行的固态变压器的调控方法，其包括：
S61：固态变压器的所有子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压作差得到的误差信号经过比例放大器后作为附加参考信号参与到下一级控制中；
S62：低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与所述S61得到的附加参考信号相加，经比例积分控制器后，得到IBDC单元的输入电流参考值；
S63：直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量iSMac作为波动功率传递控制信号加入到IBDC单元的控制中，所述S62得到的输入电流参考值与iSMac相加后经电流与移相角函数式得到IBDC单元的参考移相角，以对所述IBDC单元进行方波调制。
较佳地，不间断运行工况下直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量由开环计算获得，以A相上桥臂为例，其全桥与半桥子模块输入交流电流表达式为：
Figure BDA0002754004750000051
其中为功率因数角，Um为交流电网相电压幅值，Im为交流电网相电流幅值，Uc为MMC子模块电容电压，N为单个桥臂半桥与全桥子模块总个数。
较佳地，所述63中的电流与移相角函数式为：
Figure BDA0002754004750000052
其中φ为IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，ULVDC为低压直流侧的电压实际值，L为IBDC的漏感感值，fs为IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。
较佳地，还包括：
S81：通过IBDC单元对MMC子模块单元SM的电容电压进行控制。
较佳地，所述S81进一步包括：
S91：IBDC的调制单元中，子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，经比例放大器生成电容电压平衡附加分量，以实现MMC子模块单元SM的电容电压平衡。
S92：IBDC的调制单元中，通过开环计算得到MMC直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量，并作为波动功率传递控制信号参与IBDC单元的控制中，以实现MMC子模块单元SM的电容电压优化。
较佳地，还包括：
S101：通过有功电流与无功电流分别控制中压直流电压稳定以及无功功率大小；
S102：通过环流抑制控制在MMC子模块单元SM的开关序列上附加占空比实现桥臂环流的抑制。
相较于现有技术，本发明具有以下优点：
(1)本发明提供的故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法，通过后即IBDC单元对MMC子模块单元SM的电容电压进行控制，可抑制子模块电容电压过大变化，有效优化电容电压的暂态特性，实现子模块电容电压在故障工况切换下的平稳过渡；
(2)本发明提供的故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法，通过将各控制环节输出电流参考值相加后经电流与移相角函数式得到IBDC单元的参考移相角，有效地将子模块电容电压控制、低压侧直流母线定电压控制与波动功率传递相结合，在优化电容电压暂态特性的同时，同样抑制了固态变压器正常运行与故障稳态时子模块电容电压的波动，并保持低压侧稳定供电。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
下面结合附图对本发明的实施方式作进一步说明：
图1为本发明一实施例的固态变压器的拓扑图；
图2为本发明一实施例的拓扑内部子模块示意图；
图3为本发明一实施例的IBDC所采用的控制框图；
图4为本发明一实施例的MMC所采用的控制框图；
图5为本发明一实施例的低压直流电压与电流曲线；
图6为本发明一实施例的MMC子模块电容电压曲线。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
如图1所示为本发明一实施例的固态变压器的拓扑图。
请参考图1，本实施例的固态变压器包括：互联的MMC子模块单元SM以及IBDC单元；还包括：中压直流端口、中压交流端口、低压直流端口以及低压交流端口。IBDC单元的调制单元依次包括：比例放大器、比例积分控制器以及方波调制器；其中，比例放大器的输入信号为固态变压器的所有子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，输出信号为附加参考信号；比例积分控制器的输入信号为低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与附加参考信号相加；输出信号为IBDC的输入电流参考值；方波调制器的输入信号为直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量与IBDC的输入电流参考值相加后经电流与移相角函数式得到的参考移相角，输出信号为方波调制信号，以对IBDC单元进行控制。
较佳实施例中，电流与移相角函数式为：
Figure BDA0002754004750000071
其中φ为IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，ULVDC为低压直流侧的电压实际值，L为IBDC的漏感感值，fs为IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。。
较佳实施例中，MMC子模块单元SM的电容电压通过IBDC单元进行控制。具体地包括：
如图2所示为一实施例的拓扑内部子模块示意图。图中为半桥子模块(HBSM)和全桥子模块(FBSM)的拓扑图，其中图上部为半桥子模块(HBSM)与隔离型直流变换器单元(IBDC)的连接示意图，半桥子模块(HBSM)采用半桥型两电平拓扑。图下部为全桥子模块(FBSM)与隔离型直流变换器单元(IBDC)的连接示意图，全桥子模块(FBSM)采用全桥两电平拓扑。半桥子模块(HBSM)和全桥子模块(FBSM)中的电容与隔离型直流变换器单元(IBDC)的输入端互联。
如图3所示为一实施例的IBDC所采用的控制框图。其中，
Figure BDA0002754004750000081
为固态变压器中所有子模块电容电压的平均值，Uci为任一子模块的电容电压，两者作差比较得到的误差信号经过比例放大器K作为附加参考信号参与到下一级控制中；
Figure BDA0002754004750000082
与ULVDC分别为低压直流侧的电压参考值与电压实际值，两者作差后与前级控制所得的正附加参考信号相加，经比例积分控制器PI后，得到IBDC的输入电流参考值；iSMac为子模块直流侧输入电流中的基频电流与二倍频电流分量，其作为波动功率传递控制信号加入到IBDC控制中；IBDC输入电流参考值与iSMac相加后经电流与移相角函数式得到IBDC的参考移相角，以对IBDC进行方波调制。一实施例中，电流与移相角函数关系可表示为：
Figure BDA0002754004750000083
其中φ是IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，L是IBDC的漏感感值，fs是IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。
如图4所示为一实施例的MMC所采用的控制框图。混合型模块化多电平换流器(MMC)采用直流电压-无功功率双环控制架构，通过有功电流和无功电流分别控制中压直流电压稳定和无功功率大小，采用环流抑制控制在子模块单元SM开关序列上附加占空比实现桥臂环流的抑制。当发生故障时，具体的控制流程为：首先通过PLL锁相环和dq变换获取中压交流侧电压电流的相位和d、q轴分量，便于MMC的控制，MMC提供中压直流端口以及中压交流端口，分别连接中压直流网络和中压交流网络，MMC采用直流电压-无功功率双环控制，直流电压和无功功率经双闭环控制得到各相上下桥臂调制电压指令值，控制交流侧无功功率并维持中压直流电压稳定。但MMC子模块单元SM的电容电压不再由现有的附加占空比控制方式进行控制。考虑到MMC子模块皆与一IBDC单元级联，则可以通过后级IBDC对子模块电容电压进行整体控制。
下面采用MATLAB/Simulink软件针对上述实施例的调控方法进行仿真验证，在中压交流端口接入中压交流电源，其余端口接负载，仿真参数如下表所示。
Figure BDA0002754004750000091
仿真的时序为：
t＝0s时，模块化固态变压器启动，采用新型IBDC控制方式对子模块电容电压与低压直流电压进行控制。三端口的能量平衡满足中压交流端口输入2400W，中压直流端口输出1600W，低压直流端口输出800W。
t＝0.4s时，投入电容电压优化控制。
t＝0.597s时，中压直流侧发生双极短路故障。
t＝0.6s时，模块化固态变压器切换至不间断运行，仍采用新型IBDC控制方式。中压交流端口向低压直流端口传递功率为800W。
上述仿真实例中，模块化固态变压器由中压侧MMC，多个IBDC构成。不同变换器需采用不同的调制方式实现其稳态运行。对于中压侧MMC，采用载波移相调制方式与不间断运行调制；对于IBDC，采用的是方波移相调制方式；仿真结果如图5～6所示。
如图5所示，为一实施例的低压直流电压与电流曲线，可见本发明实施例的IBDC控制方式下的低压侧直流电压与直流电流保持恒定，不受中压直流双极短路故障影。
如图6所示，为一实施例的MMC电容电压曲线，可见在电容优化控制投入后，子模块电容电压波动显著减小，且在发生双极短路故障后，电容电压在故障暂态过程中未出现较大变化，电压超调量与压降均在可接受范围内，暂态特性良好；正常运行与故障稳态时的电容电压波动大幅下降，即新型IBDC控制策略在全工况下均有效。
上述实施例的故障工况下不间断运行的固态变压器及其调控方法，具有以下优点：(1)通过IBDC对子模块电容电压进行整体控制，实现了固态变压器运行过程中子模块电容电压的稳定，并保持固态变压器整体能量平衡；(2)通过双闭环控制单元、环流抑制单元以及载波移相调制单元对MMC子模块单元SM的不间断运行控制，可控制低压直流电压稳定，保证低压直流侧稳定供电与不间断运行；(3)通过开环计算得到MMC直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量，并作为波动功率传递控制信号参与IBDC单元的控制中，对子模块电容电压中的波动功率进行传递，有效降低子模块电容电压在平稳运行时的电压波动率。
此处公开的仅为本发明的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，并不是对本发明的限定。任何本领域技术人员在说明书范围内所做的修改和变化，均应落在本发明所保护的范围内。

Claims (10)

1.一种故障工况下不间断运行的固态变压器，其特征在于，包括：互联的MMC子模块单元SM以及IBDC单元；还包括：中压直流端口、中压交流端口、低压直流端口以及低压交流端口；
所述IBDC单元的调制单元依次包括：比例放大器、比例积分控制器以及方波调制器；其中，
所述比例放大器的输入信号为固态变压器的所有子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，输出信号为附加参考信号；
所述比例积分控制器的输入信号为低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与所述附加参考信号相加；输出信号为IBDC的输入电流参考值；
所述方波调制器的输入信号为MMC直流侧输入电流中的基频电流分量与二倍频电流分量之和，与所述IBDC的输入电流参考值相加后经电流与移相角函数式得到的参考移相角，输出信号为方波调制信号，以对所述IBDC单元进行控制；
所述直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量由开环计算得到，用于实现不间断运行工况下所述MMC子模块单元SM的电容电压优化。
2.根据权利要求1所述的故障工况下不间断运行的固态变压器，其特征在于，所述电流与移相角函数式为：
Figure FDA0002754004740000011
其中φ为IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，ULVDC为低压直流侧的电压实际值，L为IBDC的漏感感值，fs为IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。
3.根据权利要求1所述的故障工况下不间断运行的固态变压器，其特征在于，所述MMC子模块单元SM的电容电压通过所述IBDC单元进行控制。
4.根据权利要求3所述的故障工况下不间断运行的固态变压器，其特征在于，所述MMC子模块单元SM的电容电压通过所述IBDC单元进行控制具体为：所述IBDC的调制单元中子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，经比例放大器生成电容电压平衡附加分量以实现MMC子模块SM的电容电压平衡；进一步地，
所述IBDC的调制单元中，通过开环计算得到MMC直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量，并作为波动功率传递控制信号参与IBDC单元的控制中，以实现MMC子模块SM的电容电压优化。
5.根据权利要求1至4任一项所述的故障工况下不间断运行的固态变压器，其特征在于，所述MMC子模块单元SM的调制单元具体包括：双闭环控制单元、环流抑制单元以及载波移相调制单元；其中，
所述双闭环控制单元用于对所述MMC子模块单元SM的电容电压以及交流侧无功功率进行双闭环控制，外环为电容电压环，内环为电流环，输出信号为各桥臂调制电压；
所述环流控制单元用于对所述MMC子模块单元SM的内部二倍频负序环流进行抑制，输出为环流抑制控制信号，与双闭环控制单元输出的桥臂调制电压相加后，参与桥臂电压调制。
所述载波移相调制单元用于根据所述环流控制单元得到的桥臂电压调制信号，生成所述MMC子模块单元SM的驱动信号。
6.一种故障工况下不间断运行的固态变压器的调制方法，其特征在于，包括：
S61：固态变压器的所有子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压作差得到的误差信号经过比例放大器后作为附加参考信号参与到下一级控制中；
S62：低压直流侧的电压参考值与电压实际值作差后与所述S61得到的附加参考信号相加，经比例积分控制器后，得到IBDC单元的输入电流参考值；
S63：直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量iSMac作为波动功率传递控制信号加入到IBDC单元的控制中，所述S62得到的输入电流参考值与iSMac相加后经电流与移相角函数式得到I BDC单元的参考移相角，以对所述IBDC单元进行方波调制。
7.根据权利要求6所述的故障工况下不间断运行的固态变压器的调制方法，其特征在于，所述63中的电流与移相角函数式为：
Figure FDA0002754004740000031
其中φ为IBDC中高频变压器二次侧交流电压相对于一次侧的移相角，n是高频变压器变比，ULVDC为低压直流侧的电压实际值，L为IBDC的漏感感值，fs为IBDC的开关频率，i为IBDC的输入电流。
8.根据权利要求6所述的故障工况下不间断运行的固态变压器的调制方法，其特征在于，还包括：
S81：通过IBDC单元对MMC子模块单元SM的电容电压进行控制。
9.根据权利要求8所述的故障工况下不间断运行的固态变压器的调制方法，其特征在于，所述S81进一步包括：
S91：IBDC的调制单元中，子模块的电容电压的平均值与固态变压器的任一子模块的电容电压的差值，经比例放大器生成电容电压平衡附加分量，以实现MMC子模块单元SM的电容电压平衡；
S92：IBDC的调制单元中，通过开环计算得到MMC直流侧输入电流中的基频电流及二倍频电流分量，并作为波动功率传递控制信号参与IBDC单元的控制中，以实现MMC子模块单元SM的电容电压优化。
10.根据权利要求6至9任一项所述的故障工况下不间断运行的固态变压器的调制方法，其特征在于，还包括：
S101：通过有功电流与无功电流分别控制中压直流电压稳定以及无功功率大小；
S102：通过环流抑制控制在MMC子模块单元SM的开关序列上附加占空比实现桥臂环流的抑制。
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