CN113884931B - 一种bms系统的时间漂移补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种BMS系统的时间漂移补偿方法，包括电压基准检测电路。本发明的有益效果是：针对半导体器件易受时间漂移影响，补偿电路舍弃半导体电压基准元件，采用不易受时间漂移影响的高精度电阻作为基准元件；由于时间漂移同样会对补偿电路的采样ADC芯片造成影响，所以采用多电阻并联，并通过开关选通进行阻值选择；串联分压电阻采样，ADC检测采样电阻电压的方式，获得多组参考电压；由于所获得的的参考电压是采样ADC芯片受时间漂移后的值，所以需要多组数据联立方程组，解算出真实数据；采用继电器作为补偿电路的开关器件。继电器是由内部金属触点吸合控制电路通断，电阻极小，且不受时间漂移影响。

Description

一种BMS系统的时间漂移补偿方法

技术领域

本发明涉及一种BMS系统，具体为一种BMS系统的时间漂移补偿方法，属于新能源锂电池储能行业技术领域。

背景技术

随着国家对新能源行业的政策倾斜，锂电池及BMS系统被大量应用在诸多领域。为精确快速采集电池电压信息，BMS系统通常采用专业的AFE芯片。但包括AFE芯片在内的半导体器件往往会随着时间的推移发生老化，因此需要进行补偿。

但对于现有的补偿措施，往往存在以下不足：

1、该过程是一个非常缓慢的过程，时间跨度往往长达十年，所以在日常工作中不易发现，不易测量，不易补偿。时间漂移是一种元器件的自然老化，对所有器件都有影响，但由于各个元件体质不同，材料不同，漂移程度也会不同，所以无法精确估计，常规方案往往是按照经验值，人工补偿；

2、由于半导体器件易受时间漂移影响，某些电路中作为电压基准的器件也会受到时间漂移影响，因此基于电压基准器件的时间漂移补偿无法做到准确；

3、在BMS系统中，每个AFE芯片所处的环境并不会完全相同，每个芯片本身的体质也不会完全相同，所以受到时漂影响往往差异极大，无法估计。何时进行补偿，补偿多少合适，均无法确定。传统方法一般在设备使用一段时间后，统一加一定补偿量作为时间漂移补偿。由于每个芯片受时间漂移影响不同，这种补偿方式反而可能放大误差，甚至在如储能这些对充放电电压有严格要求的行业，这种补偿方式甚至可能给电芯造成过充风险；

4、由于作为基准，与AFE芯片比较的ADC芯片也会受到时间漂移影响，所以需要设计一种方法，规避时间漂移带来的影响。由于时间漂移是一个长期的过程，所以补偿电路在默认状态下不应接入主电路。由于补偿电路对采样精度要求较高，所以不应使用同样易受时间漂移影响，同时会对电路带来明显电压降的三极管、MOS管作为电路开关原件；

5、时间漂移是一个缓慢的过程，人工监控可能会被遗忘，所以要设计一种定期自动运行，基于负反馈的自动补偿方法；

6、电路波动，采样误差都是在设备实际运行过程中容易遇到的问题，所以频繁补偿可能造成系统不稳定，应设置补偿阈值，并且多次检测后再进行补偿。

发明内容

本发明的目的就在于为了解决问题而提供一种BMS系统的时间漂移补偿方法。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：一种BMS系统的时间漂移补偿方法，包括电压基准检测电路，所述电压基准检测电路布置在每个AFE芯片负责锂电池串的总负极起第一节电池两端，且所述电压基准检测电路包括：

等效电阻，其由呈并联设置接入到电路中的高精度等效电阻R1、R2、R3以及R4构成；

采样电阻，其由与并联设置的所述等效电阻R1、R2、R3以及R4进行串联连接的高精度采样电阻R5构成，且所述采样电阻R5与电压基准检测电路的负极相连接，所述等效电阻R1、R2、R3以及R4的阻值为采样电阻R5的四倍；

采样芯片，其由与所述采样电阻R5并联，且由采样管脚分别接在所述采样电阻R5前后的ADC采样芯片U1构成；

单片机，其为BMS系统pack从板控制MCU，且其用于控制AFE芯片工作、以及与BMS系统上层进行通讯，其由与所述ADC采样芯片U1通讯的单片机U2构成。

其补偿方法包括以下步骤：

步骤一、参数校准初始偏差标定以及校准延时，在全新设备初次运行时，各个元器件未受到时间漂移影响，且由于各元件存在体质差异，工艺安装存在误差，需要对参数进行校准，标定初始偏差参数α₁，此参数为所述AFE芯片与所述ADC采样芯片U1的初始误差；由于时间漂移为长时间过程，频繁校准可能引起系统不稳定，所以需要设定校准延时，当延时结束，开始进行校准；

步骤二、AFE芯片采样样本数据，开始校准时，AFE芯片需要对电池串进行采样，保留总负极起第一节电池电压数据B₀作为样本数据；

步骤三、电压基准电路采样，电压基准检测电路开始采样，首先设定ADC芯片时间漂移参数为β₁，设定电压基准检测电路真实电压值为U，进行闭合四个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4全部并联接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为1:1，此时ADC芯片测量值B₁＝1/2U+β₁；闭合两个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中两个等效电阻并联接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为2:1，此时ADC芯片测量值B₂＝1/3U+β₁；闭合一个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中一个等效电阻接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为4:1，此时ADC芯片测量值B₃＝1/5U+β₁；

步骤四、解算基准电压以及ADC芯片时间漂移量，对所获得的三个ADC芯片测量值方程B₁＝1/2U+β₁、B₂＝1/3U+β₁、B₃＝1/5U+β₁，进行联立结算，进而获得ADC时间漂移参数为β1的值与电压基准检测电路真实电压值U；

步骤五、数字滤波并进行数据比较，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U输入数字滤波器，滤除干扰值，受到时间漂移影响，引入AFE时间漂移参数为β₀，电压基准检测电路真实电压值U为AFE测量电压与初始偏差参数、AFE时间漂移参数之和，即U＝B₀+α₁+β₀，可解出AFE时间漂移参数为β₀；

步骤六、补充阈值，设定补偿阈值β,当β₀<＝β时，进入校准延时，不予补偿；当β₀>β时，系统进行补偿；补偿依照比例积分算法，对AFE芯片测量值补偿，直到测量值B₀与真实电压值U相等。

作为本发明再进一步的方案：所述电压基准检测电路的每个等效电阻R1、R2、R3以及R4分别串联有一个用于控制通断的继电器K1、K2、K3、K4。

作为本发明再进一步的方案：所述电压基准检测电路的正极设置有继电器K5与主电路的连接。

作为本发明再进一步的方案：所述步骤三中，电压基准检测电路中的继电器K1、K2、K3、K4、K5均通过单片机U2控制通断。

作为本发明再进一步的方案：所述步骤五中，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U需进行多次测量。

本发明的有益效果是：

1、针对半导体器件易受时间漂移影响，补偿电路舍弃半导体电压基准元件，采用不易受时间漂移影响的高精度电阻作为基准元件；

2、由于时间漂移同样会对补偿电路的采样ADC芯片造成影响，所以采用多电阻并联，并通过开关选通进行阻值选择；串联分压电阻采样，ADC检测采样电阻电压的方式，获得多组参考电压；

3、由于所获得的的参考电压是采样ADC芯片受时间漂移后的值，所以需要多组数据联立方程组，解算出真实数据；

4、由于所以元器件都收到温度漂移影响，所以所得到的电压值，均不是真实值，均需要方程解算，除去时间漂移系数后，方可作为基准；

5、所以采用继电器作为补偿电路的开关器件。继电器是由内部金属触点吸合控制电路通断，电阻极小，且不受时间漂移影响；

6、采用自动触发运行，防止人工检测遗忘。采用数字滤波器滤波，并设定补偿阈值，防止频繁补偿造成系统不稳定。

附图说明

图1为本发明电压基准检测电路示意图；

图2为本发明流程示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

请参阅图1，一种BMS系统的时间漂移补偿方法，包括电压基准检测电路，所述电压基准检测电路布置在每个AFE芯片负责锂电池串的总负极起第一节电池两端，且所述电压基准检测电路包括：

等效电阻，其由呈并联设置接入到电路中的高精度等效电阻R1、R2、R3以及R4构成；

采样电阻，其由与并联设置的所述等效电阻R1、R2、R3以及R4进行串联连接的高精度采样电阻R5构成，且所述采样电阻R5与电压基准检测电路的负极相连接，所述等效电阻R1、R2、R3以及R4的阻值为采样电阻R5的四倍；

采样芯片，其由与所述采样电阻R5并联，且由采样管脚分别接在所述采样电阻R5前后的ADC采样芯片U1构成；

单片机，其为BMS系统pack从板控制MCU，且其用于控制AFE芯片工作、以及与BMS系统上层进行通讯，其由与所述ADC采样芯片U1通讯的单片机U2构成。

在本发明实施例中，所述电压基准检测电路的每个等效电阻R1、R2、R3以及R4分别串联有一个用于控制通断的继电器K1、K2、K3、K4，依靠内部触电吸合控制电路通断，不会产生电压降，不易受到时间漂移影响。

在本发明实施例中，所述电压基准检测电路的正极设置有继电器K5与主电路的连接，防止电压基准检测电路长时间接入主电路对主电路采样精度造成影响，同时为了防止长时间通电加速电压基准检测电路元件老化。

实施例二

请参阅图2，一种BMS系统的时间漂移补偿方法，等效电阻R1、R2、R3、R4取值为4KΩ0.1％；采样电阻R5取值为1KΩ0.1％，其补偿方法包括以下步骤：

步骤一、参数校准初始偏差标定以及校准延时，在全新设备初次运行时，各个元器件未受到时间漂移影响，且由于各元件存在体质差异，工艺安装存在误差，需要对参数进行校准，标定初始偏差参数α₁，此参数为所述AFE芯片与所述ADC采样芯片U1的初始误差；由于时间漂移为长时间过程，频繁校准可能引起系统不稳定，所以需要设定校准延时，当延时结束，开始进行校准；

步骤二、AFE芯片采样样本数据，开始校准时，AFE芯片需要对电池串进行采样，保留总负极起第一节电池电压数据B₀作为样本数据；

步骤三、电压基准电路采样，电压基准检测电路开始采样，首先设定ADC芯片时间漂移参数为β₁，设定电压基准检测电路真实电压值为U，进行闭合四个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4全部并联接入电路，其等效阻值为单个电阻值的1/4，即1kΩ。由于采样电阻R5阻值为1kΩ，与所述采样电阻R5分压比例为1:1，此时ADC芯片测量值B₁＝1/2U+β₁；闭合两个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中两个等效电阻并联接入电路，其等效阻值为单个电阻值的1/2，即为2kΩ。由于采样电阻R5阻值为1kΩ，与所述采样电阻R5分压比例为2:1，此时ADC芯片测量值B₂＝1/3U+β₁；闭合一个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中一个等效电阻接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为4:1，此时ADC芯片测量值B₃＝1/5U+β₁；

步骤四、解算基准电压以及ADC芯片时间漂移量，对所获得的三个ADC芯片测量值方程B₁＝1/2U+β₁、B₂＝1/3U+β₁、B₃＝1/5U+β₁，进行联立结算，进而获得ADC时间漂移参数为β1的值与电压基准检测电路真实电压值U；

步骤五、数字滤波并进行数据比较，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U输入数字滤波器，滤除干扰值，受到时间漂移影响，引入AFE时间漂移参数为β₀，电压基准检测电路真实电压值U为AFE测量电压与初始偏差参数、AFE时间漂移参数之和，即U＝B₀+α₁+β₀，可解出AFE时间漂移参数为β₀；

步骤六、补充阈值，设定补偿阈值β,当β₀<＝β时，进入校准延时，不予补偿；当β₀>β时，系统进行补偿；补偿依照比例积分算法，对AFE芯片测量值补偿，直到测量值B₀与真实电压值U相等。

在本发明实施例中，所述步骤三中，电压基准检测电路中的继电器K1、K2、K3、K4、K5均通过单片机U2控制通断，单片机U2控制继电器K5吸合，以实现接入主电路，并通过控制继电器K1、K2、K3、K4的通断，改变并联等效电阻的阻值，使并联等效电阻与采样电阻R5进行不同比例的分压。

在本发明实施例中，所述步骤五中，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U需进行多次测量，防止电路波动、元件误差、电磁干扰等造成的误差。

工作原理：时间漂移对半导体器件影响较大，但对电阻、继电器等非半导体元件影响较小，为了尽量减小时间漂移影响，电压检测基准电路尽可能规避半导体器件。由于检测电压的AFE芯片和ADC芯片均会受到时间漂移影响，且影响程度未知，所以需要改变检测条件，取得多组参数，联立方程，消除时间漂移影响参数，解算出真实电压值。通过改变电阻并联数量，改变等效阻值，即可改变采样电阻分压值。由于分压比例可以确定，测量值、真实值、时间漂移影响参数间的关系可以确定，则可进行方程解算。

在制造、安装过程中，均会产生不同程度的误差，所以需要在设备运行初期确定偏差量，防止在后续测量中过度补偿。

设备在运行过程中由于电路状态的不同，收到的信号往往不是线性的，无法直接使用，所以需要进行数字滤波，得到稳定的，高可信度的信号。

获得的基准电压与AFE芯片测量的电压值一定会有不同程度的偏差，但并不需要每次都进行补偿，频繁的补偿反而会使系统不稳定，影响数据采集的准确度，影响SOC计算的准确性。所以需要设置补偿阈值，当偏差大于阈值时，再进行补偿。

补偿为负反馈，采用比例积分算法自动补偿，按照实际情况自动确定补偿值。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (5)

1.一种BMS系统的时间漂移补偿方法，其特征在于：包括电压基准检测电路，所述电压基准检测电路布置在每个AFE芯片负责锂电池串的总负极起第一节电池两端，且所述电压基准检测电路包括：

等效电阻，其由呈并联设置接入到电路中的高精度等效电阻R1、R2、R3以及R4构成；

采样电阻，其由与并联设置的所述等效电阻R1、R2、R3以及R4进行串联连接的高精度采样电阻R5构成，且所述采样电阻R5与电压基准检测电路的负极相连接，所述等效电阻R1、R2、R3以及R4的阻值为采样电阻R5的四倍；

采样芯片，其由与所述采样电阻R5并联，且由采样管脚分别接在所述采样电阻R5前后的ADC采样芯片U1构成；

单片机，其为BMS系统pack从板控制MCU，且其用于控制AFE芯片工作、以及与BMS系统上层进行通讯，其由与所述ADC采样芯片U1通讯的单片机U2构成；

其补偿方法包括以下步骤：

步骤一、参数校准初始偏差标定以及校准延时，在全新设备初次运行时，各个元器件未受到时间漂移影响，且由于各元件存在体质差异，工艺安装存在误差，需要对参数进行校准，标定初始偏差参数α₁，此参数为所述AFE芯片与所述ADC采样芯片U1的初始误差；由于时间漂移为长时间过程，频繁校准引起系统不稳定，所以需要设定校准延时，当延时结束，开始进行校准；

步骤二、AFE芯片采样样本数据，开始校准时，AFE芯片需要对电池串进行采样，保留总负极起第一节电池电压数据B₀作为样本数据；

步骤三、电压基准电路采样，电压基准检测电路开始采样，首先设定ADC芯片时间漂移参数为β₁，设定电压基准检测电路真实电压值为U，进行闭合四个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4全部并联接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为1:1，此时ADC芯片测量值B₁=1/2U+β₁；闭合两个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中两个等效电阻并联接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为2:1，此时ADC芯片测量值B₂=1/3U+β₁；闭合一个并联电阻采样，将四个等效电阻R1、R2、R3以及R4中的其中一个等效电阻接入电路，与所述采样电阻R5分压比例为4:1，此时ADC芯片测量值B₃=1/5U+β₁；

步骤四、解算基准电压以及ADC芯片时间漂移量，对所获得的三个ADC芯片测量值方程B₁=1/2U+β₁、B₂=1/3U+β₁、B₃=1/5U+β₁，进行联立结算，进而获得ADC时间漂移参数为β1的值与电压基准检测电路真实电压值U；

步骤五、数字滤波并进行数据比较，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U输入数字滤波器，滤除干扰值，受到时间漂移影响，引入AFE时间漂移参数为β₀，电压基准检测电路真实电压值U为第一节电池电压数据B₀与初始偏差参数、AFE时间漂移参数之和，即U=B₀+α₁+β₀，可解出AFE时间漂移参数为β₀；

步骤六、补充阈值，设定补偿阈值β,当β₀<=β时，进入校准延时，不予补偿；当β₀>β时，系统进行补偿；补偿依照比例积分算法，对AFE芯片测量值补偿，直到第一节电池电压数据B₀与真实电压值U相等。

2.根据权利要求1所述的一种BMS系统的时间漂移补偿方法，其特征在于：所述电压基准检测电路的每个等效电阻R1、R2、R3以及R4分别串联有一个用于控制通断的继电器K1、K2、K3、K4。

3.根据权利要求2所述的一种BMS系统的时间漂移补偿方法，其特征在于：所述电压基准检测电路的正极设置有继电器K5与电路连接。

4.根据权利要求3所述的一种BMS系统的时间漂移补偿方法，其特征在于：所述步骤三中，电压基准检测电路中的继电器K1、K2、K3、K4、K5均通过单片机U2控制通断。

5.根据权利要求1所述的一种BMS系统的时间漂移补偿方法，其特征在于：所述步骤五中，对所获得的电压基准检测电路真实电压值U需进行多次测量。

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