CN113796893A - 二维阵列超声波探头以及加法运算电路 - Google Patents

二维阵列超声波探头以及加法运算电路 Download PDF

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Abstract

本发明提出了二维阵列超声波探头以及加法运算电路，在抑制芯片面积的增大的同时根据主体装置的接收信道切换接收信号的加法运算单位。加法运算电路在输出加法运算信号的加法运算输出端子(P1～P4)与振子信道(CH1～CH4)之间具备：布线(L1～L8)，对于每个子阵列，按包含在纵向方向上排列的振子信道的每个振子信道列设置，并且与对应的振子信道列的振子信道连接；输出开关(SW_OUT1、SW_OUT2)，按每个布线(L1～L8)设置，与对应的振子信道列布线连接；以及输出间开关(SW_INT1)，经由输出开关(SW_OUT1、SW_OUT2)连接与在横向方向上相邻的振子信道列对应的布线(L1、L5(L2～L4、L6～L8))。

Description

二维阵列超声波探头以及加法运算电路
技术领域
本发明涉及二维阵列超声波探头以及加法运算电路。
背景技术
超声波诊断装置是通过将超声波探头贴在体表，由此例如能够实时地显示心脏的脉动、胎儿的活动等的对人体非侵入且安全性高的医疗诊断设备。
近年来，开发了可得到三维立体图像的超声波诊断装置。为了获取三维立体图像，需要使超声波探头内的振子从以往的一维排列成为二维排列。于是，振子数相对于以往的超声波探头以平方增加，因此包含布线等的装置结构变得复杂。
由于不可能使连接超声波探头和主体装置的电缆的根数以平方增加，所以需要在超声波探头内进行调相加法运算来削减接收信号的根数。为了实现在超声波探头内的调相加法运算，例如将收发功能以及调相加法运算功能作为IC来实现，在IC内按每个振子配置收发电路。
具体地，在二维阵列超声波探头中，有时在IC搭载数千至一万以上的收发电路。根据超声波诊断装置的主体装置的接收信道数，在IC的加法运算电路中，存在通过调相加法运算将数千至一万以上的接收信号削减至200个信道左右的情况。
图16是示出二维振子阵列中的接收信号的加法运算方法的一个例子的图。在图16示出了具有24×12＝288个振子信道的二维振子信道阵列ARRAY。在图16中，288个振子信道被划分为以2×2＝4个振子信道为1个单位的72个子阵列SUB。然后，按每个子阵列将对各振子信道的接收信号进行了加法运算的加法运算信号向主体装置进行传输，由此能够将288个信道减少到1/4的72个信道，通过72根电缆与主体装置连接。
然而，在将具有图16的结构的超声波探头连接在接收信道数比72个信道少的主体装置的情况下，一部分的振子信道的信号无法利用。因此，在接收信道数少的主体装置中，信噪比劣化。
图17是示出二维振子阵列中的接收信号的加法运算方法的其他例的图。在图17中，288个振子信道被划分为以3×3＝9个振子信道为1个单位的32个子阵列(203)。这样，通过增加构成子阵列的振子信道，能够减少信道数。
这样，在搭载于二维阵列超声波探头内的IC中，如果能够根据所连接的主体装置的接收信道数切换振子信道的加法运算单位，则能够不依赖于主体装置的接收信道数而利用宽的接收开口，即使在接收信道数少的主体装置中，也能够确保信噪比。
作为这样的振子信道的加法运算单位的切换方法，例如公开了专利文献1。在专利文献1中记载了使用能够进行控制的开关来切换振子信道与主体装置接收信道的连接。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第6165855号公报
图18是以发明人的视点重新描绘专利文献1的图4的图。通过图18的矩阵开关，二维阵列超声波探头能够在对于具有不同的接收信道数的主体装置而言高成本效益的探针电缆中使用。在图18中，各振子信道的接收电路(Rx)构成为能够经由开关(SW)与主体装置的全部的接收信道连接。
在该情况下，在设为二维阵列超声波探头的振子信道数为N、主体装置的最大接收信道数为M的情况下，IC需要N×M个开关。此外，在1个振子信道的收发电路上会设置M根布线。
但是，存在二维阵列超声波探头中使用的振子信道为数千至一万以上，主体装置的最大接收信道数为200左右的情况。在该情况下，会设置许多开关以及许多布线，因此加法运算电路的芯片面积增大。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供一种能够在抑制芯片面积的增大的同时根据主体装置的接收信道切换接收信号的加法运算单位的二维阵列超声波探头。
用于解决课题的手段
如果简单说明本申请中公开的发明当中的代表性的方案的概要，则如以下那样。
基于本发明的代表性的实施方式的二维阵列超声波探头在第1方向以及第2方向上配置有多个包含超声波振子以及对超声波振子的接收信号进行传输的接收电路的振子信道。多个振子信道按接收信号的每个加法运算单位划分为多个子阵列。二维阵列超声波探头按每个子阵列具备生成对子阵列包含的振子信道的接收信号进行了加法运算的加法运算信号的加法运算电路。加法运算电路在输出加法运算信号的加法运算输出端子与振子信道之间具备：振子信道列布线，针对每个子阵列，按包含在第1方向上排列的振子信道的每个振子信道列设置，并且与对应的振子信道列的振子信道连接；第1开关，按每个振子信道列布线设置，与对应的振子信道列布线连接；以及第2开关，经由第1开关连接与在第2方向上相邻的振子信道列对应的振子信道列布线。
发明效果
如果简单说明通过本申请中公开的发明当中的代表性的方案得到的效果，则如以下那样。
即，根据本发明的代表性的实施方式，能够在抑制芯片面积的增大的同时根据主体装置的接收信道切换接收信号的加法运算单位。
附图说明
图1是示出具有本发明的实施方式1涉及的二维阵列超声波探头的超声波诊断装置的一个例子的结构图。
图2是示出收发电路的结构的一个例子的电路框图。
图3是说明加法运算电路的动作的图。
图4是将图3的电阻置换为开关的图。
图5是说明加法运算电路的课题的图。
图6是例示实现图5的具体的电路结构的图。
图7是与图5对应地示出消除电阻值的偏差的加法运算电路的图。
图8是例示实现图7的具体的电路结构的图。
图9是示出图8的等效电路的图。
图10是例示切换了加法运算单位的电路结构的图。
图11是示出图10的等效电路的图。
图12是一览示出图11中的信号衰减率的数式的图。
图13是说明切换开关的导通电阻的方法的图。
图14是例示与图13不同的输出开关的结构的图。
图15是说明本发明的实施方式2涉及的电路的测试方法的图。
图16是示出二维振子阵列中的接收信号的加法运算方法的一个例子的图。
图17是示出二维振子阵列中的接收信号的加法运算方法的其他例的图。
图18是以发明人的视点重新描绘专利文献1的图4的图。
附图标记说明
1：超声波诊断装置，100：二维阵列超声波探头，300：主体装置，ADD：加法运算电路，BUF：缓存电路，CH：振子信道，L1～L12：布线，OUT、P1～P4：加法运算输出端子，TD：超声波振子，SUB：子阵列，SW_INT：输出间开关，SW_OUT：输出开关，SW_SUB：子开关。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。以下说明的各实施方式是用于实现本发明的一个例子，并不限定本发明的技术范围。另外，在实施例中，对具有相同的功能的构件标注相同的附图标记，除了特别需要的情况以外，省略其重复的说明。
(实施方式1)
<超声波诊断装置的结构>
图1是示出具有本发明的实施方式1涉及的二维阵列超声波探头的超声波诊断装置的一个例子的结构图。如图1所示，超声波诊断装置1具备二维阵列超声波探头100以及主体装置300。在超声波诊断装置1中，根据从二维阵列超声波探头100传输的信号，在主体装置300中生成检查对象物的三维立体图像。
<主体装置>
主体装置300具备处理器CPU、多个接收信道(模拟前端)AFE等。
处理器CPU向二维阵列超声波探头100内的控制逻辑电路IC发送控制信号。根据控制信号进行二维阵列超声波探头100的控制。在控制信号中例如包含收发的切换、超声波的波束成型(beamforming)以及用于波束扫描的延迟控制等。虽然没有特别限制，但是在发送电路不是线性放大器方式而是脉冲发生器方式的情况下，由于波形作为数字值被发送到脉冲发生器(pulser)，所以控制逻辑电路IC也可以包含存储脉冲发生器发送的波形数据的波形存储器。
向接收信道AFE传输对二维阵列超声波探头100的对应的子阵列(详情将后述)中的接收信号进行了加法运算的加法运算信号。根据所传输的加法运算信号，例如由处理器CPU进行信号处理。
<二维阵列超声波探头>
在图1的二维阵列超声波探头100中，例如如图1、图17中说明的那样，多个振子信道CH被配置为二维阵列状。如图1所示，在二维阵列超声波探头100设置有多个包含多个振子信道CH的子阵列SUB。各个子阵列SUB与主体装置300具备的多个接收信道AFE分别对应。
配置为阵列状的振子信道CH被划分为多个子阵列SUB。进行振子信道CH的划分，使得例如各个子阵列SUB包含相互相同数量的振子信道CH。子阵列SUB与加法运算电路ADD连接。
如图1所示，各个振子信道CH具备超声波振子TD以及收发电路TRV。超声波振子TD与对应的收发电路TRV连接。即，超声波振子TD以及收发电路TRV一对一地相互连接。另外，超声波振子TD也可以包含在收发电路TRV。在该情况下，存在将包含超声波振子TD以及收发电路TRV的电路总称为收发电路TRV的情况。
超声波振子TD通过从对应的收发电路TRV供给的驱动信号进行振动，由此发送超声波。此时，在供给到各个超声波振子TD的驱动信号中被分别赋予给定的延迟。由此，使多个超声波振子TD协作，进行针对检查对象物的超声波的波束成型以及波束扫描。
被波束成型的超声波由检查对象物反射。超声波振子TD接收来自检查对象物的微弱的反射信号(超声波)。超声波振子TD通过接收来自检查对象物的微弱的反射信号并进行振动，由此将反射信号变换为电信号。与反射信号对应的电信号作为超声波振子TD的接收信号向收发电路TRV传输。
图2是示出收发电路的结构的一个例子的电路框图。图2在示出子阵列SUB的结构的同时示出了收发电路TRV的具体的结构。收发电路TRV具备发送电路Tx、收发分离开关TRSW、低噪声放大器LNA、延迟电路DLY。
发送电路Tx的输入侧与延迟电路DLY连接，输出侧与超声波振子TD以及收发分离开关TRSW连接。发送电路Tx例如构成为包含高耐压的元件(例如MOSFET等)。发送电路Tx根据从延迟电路DLY传输的驱动信号，生成高电压的驱动信号，向超声波振子TD传输。超声波振子TD根据高电压的驱动信号进行振动，由此发送超声波。
收发分离开关TRSW为了接受高电压的驱动信号由高耐压的元件构成。在从发送电路Tx传输驱动信号时，收发分离开关TRSW成为断开状态，保护接收电路免受高电压的驱动信号的影响。而且，在从超声波振子TD传输接收信号时，收发分离开关TRSW成为接通状态，使微小的接收信号通过，向低噪声放大器LNA传输。低噪声放大器LNA是进行接收信号的放大的低噪声的电路。低噪声放大器LNA将放大后的接收信号向延迟电路DLY传输。另外，以下存在将放大后的接收信号称为接收信号的情况。
延迟电路DLY对向发送电路Tx传输的驱动信号赋予给定的延迟。各个延迟电路DLY中的延迟时间被设定为给定的值。然后，在多个延迟电路DLY中对驱动信号赋予给定的延迟，由此进行超声波的波束成型以及波束扫描。
此外，各个延迟电路DLY对从低噪声放大器LNA传输的放大后的接收信号赋予延迟。由此，进行多个振子信道CH间的接收信号的调相。进行了调相的接收信号向加法运算电路传输。另外，以下存在将进行了调相的接收信号称为接收信号的情况。
《加法运算电路》
接着，对加法运算电路ADD进行详细说明。加法运算电路ADD是生成对从子阵列SUB包含的各个振子信道CH输出的信号进行了加法运算的加法运算信号，并从加法运算输出端子OUT向对应的接收信道AFE传输加法运算信号的电路。
在此，首先，列举简化了的加法运算电路为例，对加法运算电路的动作进行说明。图3是说明加法运算电路的动作的图。在图3示出了简化了的加法运算电路ADD的结构以及与对应的振子信道CH的连接关系。在图3示出了子阵列SUB包含N个振子信道CH的例子。各个振子信道CH的端子Vin0、…、Vin(N-1)表示传输从对应的低噪声放大器LNA传输的放大后的接收信号的端子。
在各个振子信道CH中，被放大的接收信号输入到延迟电路DLY，在延迟电路DLY中对接收信号赋予延迟。被赋予了延迟的接收信号由对应的放大器BUF变换为低阻抗的接收信号。阻抗变换后的接收信号经由电阻RES传输到加法运算点ADD_P。在加法运算点ADD_P，对从子阵列SUB包含的全部的振子信道CH传输的变换后的接收信号进行加法运算，生成加法运算信号。加法运算信号经由电缆CAB从加法运算输出端子OUT向主体装置300的对应的接收信道AFE传输。
这样，通过经由电阻RES用N个振子信道CH来连接缓存电路BUF的输出，在加法运算点ADD_P中，得到接受了基于电阻RES的电压的插补平均的加法运算输出作为加法运算信号。
另外，到此为止，为了方便称为了信号(接收信号)的加法运算。但是，对多个信号进行加法运算并乘以1/N的增益与平均等效，在信号处理中，由于进行加法运算并乘以一定的增益和进行平均并乘以一定的增益并没有本质的差异，所以包含平均在内而称为加法运算。
另外，缓存电路BUF是为了在电缆CAB的负载下传输加法运算信号而所需的构成要素，因此明确地进行了添加描绘。使缓存电路BUF的输出阻抗与电阻RES的串联阻抗并联了N个时的阻抗成为加法运算电路的输出阻抗。
图4是将图3的电阻置换为输出开关的图。在图4中，除了图3的各振子信道CH以外，还一并示出了具有端子VinB、VinC的2个振子信道CH。另外，追加的振子信道CH是为了方便说明开关的功能，追加的振子信道CH的个数并不限定于图4的例子。
若从各振子信道CH传输被赋予了延迟的接收信号，则由对应的缓存电路BUF变换为低阻抗的接收信号。阻抗变换后的接收信号经由开关传输到加法运算点ADD_P。
如图4所示，图3的电阻RES被置换为输出开关SW_OUT_AO、…、SW_OUT_A(N-1)，由于接通的输出开关SW_OUT_A0、…、SW_OUT_A(N-1)具有导通电阻，所以分别与电阻RES等效。
另一方面，如图4所示，输出开关SW_OUT_B、SW_OUT_C断开。断开的开关由于成为接近无限大的电阻值，所以从端子VinB、VinC传输的接收信号不传输到加法运算点ADD_P。因此，与输出开关SW_OUT_B、SW_OUT_C对应的振子信道CH对接收信号的加法运算没有贡献。即，在图4中，包含端子VinA、…、VinA(N-1)的各个振子信道CH电构成1个子阵列SUB。
在加法运算点ADD_P中，仅从端子VinAO、…、VinA(N-1)传输的接收信号被进行加法运算，加法运算信号经由电缆CAB向主体装置300的对应的接收信道AFE传输。这样，通过用开关来置换电阻，可适当变更用于生成加法运算信号的振子信道数。这样，通过输出开关SW_OUT的接通/断开，能够适当选择构成子阵列SUB的振子信道CH。
接着，对与图3、图4相关的课题进行详细说明。图5是说明加法运算电路的课题的图。在图5示出了在各个振子信道CH的输出侧设置有缓存电路BUF并且在相邻的缓存电路BUF的输出间设置有开关的加法运算电路。
如图5所示，由于输出间开关SW_INT_B(N-1)、SW_INT_A(N-1)断开，所以仅从端子VinAO、…VinA(N-1)传输的接收信号在加法运算点ADD_P进行加法运算。
另一方面，由于输出间开关SW_INT_B(N-2)接通，所以从端子VinB(N-2)、VinB(N-1)传输的接收信号作为其他组进行加法运算。此外，与此同样地，由于输出间开关SW_INT_C0接通，所以从端子VinCO、VinC1传输的接收信号作为与这些不同的组进行加法运算。
然而，根据图5的结构，根据加法运算点ADD_P(或加法运算输出端子OUT)到各缓存电路BUF为止经由的开关的个数，缓存电路BUF与加法运算点ADD_P(或加法运算输出端子OUT)之间的电阻值在振子信道CH间产生偏差。因此，图5中的接收信号的加法运算不是简单的插补平均，而是对插补平均赋予权重。例如，与端子VinA0对应的从缓存电路BUF到加法运算点ADD_P为止的电阻值是1个开关的对应量的电阻值(R)，但是与端子VinA(N-1)对应的从缓存电路BUF到加法运算点ADD_P为止的电阻值是串联配置的N-2个开关的对应量的电阻值((N-2)×R)。
电阻插补平均的前提在于，对于子阵列SUB内的全部的振子信道CH，从缓存电路BUF到加法运算点ADD_P为止的电阻值相等。但是，若电阻值根据取出加法运算信号的位置而变动，则成为加权平均，按每个振子信道，接收信号的增益产生偏差。于是，受到开关的导通电阻的影响，能够得到所希望的加法运算动作。
图6是例示实现图5的具体的电路结构的图。在图6中，示出了各个子阵列包含2×2的4个振子信道CH的例子。即，图6的加法运算电路通过对4个振子信道的接收信号进行加法运算生成加法运算信号。在图6中，在纵向配置有4个作为加法运算单位的包含2×2个振子信道的子阵列。各个子阵列SUB构成为：包含在图示中在纵向方向(第1方向)上排列的2个振子信道CH的振子信道列在图示中在横向方向(第2方向)上配置有两列。
而且，按每个振子信道列分别设置对应的布线(振子信道列布线)。例如，布线L1～L4分别对应于子阵列SUB1～SUB4的左侧的振子信道列。布线L5～L8分别对应于子阵列SUB1～SUB4的右侧的振子信道列。
在图6所示的振子信道CH中，在收发电路TRV的输出侧设置1∶4的多路转换器(multiplexer)MUX。各振子信道CH经由多路转换器MUX与对应的任一布线连接。布线L1、L5经由输出间开关SW_INT1相互连接。由此，对加法运算输出端子(加法运算点)P1传输子阵列SUB_1的加法运算信号。
同样地，子阵列SUB_2的加法运算信号经由相互连接的布线L2、L6向加法运算输出端子P2传输。子阵列SUB_3的加法运算信号经由相互连接的布线L3、L7向加法运算输出端子P3传输。子阵列SUB_4的加法运算信号经由相互连接的布线L4、L8向加法运算输出端子P4传输。
然而，如图6所示，从各子阵列SUB的左侧的振子信道列输出的接收信号只通过多路转换器MUX，但是从右侧的振子信道列输出的接收信号通过多路转换器MUX以及输出间开关SW_INT1。
即，右侧的振子信道列的加法运算输出端子P1与振子信道CH之间的电阻值比左侧的振子信道列大输出间开关SW_INT1的导通电阻的相应量。因此，对于子阵列SUB_1的信号的加法运算不是所希望的电阻插补平均，而是加权平均即加权加法运算，在振子信道间接收信号增益产生偏差。这样的状况在其他子阵列中也同样。
因此，研究加法运算输出端子(加法运算点)与子阵列的各振子信道之间的电阻值成为相同的结构。
图7是与图5对应地示出消除电阻值的偏差的加法运算电路的图。在图7中，在延迟电路DLY与输出开关SW_OUT之间设置有进行接收信号的阻抗变换的缓存电路BUF。即，在各个振子信道CH(缓存电路BUF)的输出侧设置输出开关SW_OUT。
通过设置接收信号输出开关SW_OUT，在加法运算点与子阵列SUB之间，基于输出间开关(第2开关)SW_INT以及输出开关SW_OUT的串并联梯形开关作为开关组GRP而构成。而且，从开关组GRP或加法运算点起，加法运算输出端子OUT通过电缆CAB连接。
适当地设定输出间开关SW_INT以及输出开关SW_OUT的导通电阻的电阻值，由此构成为加法运算输出端子(加法运算点)与子阵列SUB内的各振子信道CH之间的电阻值成为相同。由此，振子信道间的接收信号增益的偏差被消除。
在图7中，与缓存电路BUF的输出串联地插入有输出开关(第1开关)SW_OUT。在此，将输出间开关SW_INT的导通电阻值全部设为R。此外，将与端子VinAO对应的输出开关SW_OUT_A0的导通电阻设定为αR，将与端子VinA1对应的输出开关SW_OUT_A1的导通电阻设定为βR，并设计各个输出开关SW_OUT的电阻比，以使振子信道CH间的接收信号增益不产生偏差。由此，能够使来自各振子信道CH的接收信号的到加法运算点ADD_P为止的电阻分压衰减量相等，能够使从各振子信道CH到加法运算点ADD_P为止的接收信号增益相等。
在图7中，从输出间开关SW_INT_A0与输出间开关SW_INT_A1之间取出加法运算信号，经由电缆CAB向主体装置300的接收信道AFE传输。但是，并不限定于这样的结构，即使加法运算信号的取出位置设定在其他输出间开关之间，也能够设定输出开关SW_OUT的导通电阻的电阻比的组合，以使来自各振子信道CH的接收信号增益相等。
图8是例示实现图7的具体的电路结构的图。图8对应于图6。如图8所示，在布线L1～L4连接有输出开关SW_OUT1，在布线L5～L8连接有输出开关SW_OUT2。
图9是示出图8的等效电路的图。电路CIR1是相当于图8的振子信道CH1、CH2的并联电路的电路，电路CIR2是相当于图8的振子信道CH3、CH4的并联电路的电路。为了使说明简单，在此，将电路CIR1、CIR2的输出阻抗设为0Ω，将电阻RES1的电阻值设为R1，将电阻RES2的电阻设为R。此外，将电阻RES3的电阻值设为R。
在该情况下，从电路CIR1的输出到加法运算输出端子P1为止的信号衰减率A1为A1＝2R/(R1+2R)，从电路CIR2的输出到加法运算点ADD_P为止的信号衰减率A2为A2＝R1/(R1+2R)。若使它们的信号衰减率A1、A2相等(A1＝A2)，则能够使从各振子信道CH到加法运算输出端子P1为止的信号增益相等。因此，根据2R/(R1+2R)＝R1/(R1+2R)，计算出R1＝2R。因此，通过将R1设定为2R，能够使从各振子信道到加法运算点ADD_P为止的信号增益相等。
在图8中，通过前述的方法来设计输出开关SW_OUT1、SW_OUT2、输出间开关SW_INT1的电阻组间的各个开关的导通电阻的电阻比，由此即使从加法运算输出端子P1～P4中的任一端子取出加法运算信号，也能够使从各振子信道CH到加法运算点为止的信号增益相等。
在图7～图9中，示出了作为加法运算单位的子阵列SUB包含2×2的振子信道CH的例子，但是振子信道CH的加法运算单位也可以切换为其他结构。图10是例示切换了加法运算单位的电路结构的图。在图10中，电路结构保持图8的状态，加法运算单位切换为3×3的振子信道。在图10中，在纵向配置有2个作为加法运算单位的包含9个振子信道的子阵列SUB_11、SUB_12。子阵列SUB_12包含振子信道CH11～CH19，子阵列SUB_21包含振子信道CH21～CH29。按每个子阵列对接收信号进行加法运算，各个加法运算信号从2个加法运算输出端子P1、P3分别向主体装置300传输。
在图10的例子中，按每个振子信道列使用2根布线。具体地，在包含振子信道CH11～CH13、CH21～CH23的振子信道列中，分别使用布线L1、L3。在包含振子信道CH14～CH16、CH24～CH26的振子信道列中，分别使用布线L5、L7。在包含振子信道CH17～CH19、CH27～CH29的振子信道列中，分别使用布线L9、L11。
子阵列SUB_11的左列的振子信道CH11～CH13仅经由输出开关SW_OUT1与加法运算点ADD_P连接。中央列的振子信道CH14～CH16经由输出开关SW_OUT2以及输出间开关SW_INT1与加法运算点ADD_P连接。右列的振子信道CH17～CH19经由输出开关SW_OUT3以及输出间开关SW_INT2、SW_INT1与加法运算输出端子P1连接。这样，根据列连接的开关的级数不同，但是如前述的那样，只要将各输出开关的导通电阻的电阻比(或电阻值)没定为根据加法运算输出端子与各振子信道间的信号衰减率计算出的值即可。对于子阵列SUB_12也同样。
另外，在图7、图8、图10等中，在加法运算输出端子的个数比主体装置300的接收信道AFE的个数大的情况下，也可以仅连接接收信道AFE的个数的相应量的加法运算输出端子与接收信道AFE。在该情况下，二维阵列超声波探头100也可以与多个主体装置连接。
例如，在将二维阵列超声波探头100的加法运算输出端子的个数设为N，并存在接收信道AFE的个数为M的第1主体装置和接收信道AFE的个数为L的主体装置，且N≥M＞L的情况下，也可以在N个加法运算输出端子中对第1主体装置连接M个加法运算输出端子，对第2主体装置连接L个加法运算输出端子。
进而，L个加法运算输出端子可以是M个加法运算输出端子的部分集合，换言之，与第2主体装置连接的加法运算输出端子也可以全部与第1主体装置1连接。
由此，能够进行单个的2D阵列超声波探头与多个主体装置的连接，通过不依赖于主体装置的接收信道数而利用宽的接收开口，由此即使在接收信道数少的主体装置中，也能够确保信噪比。
图11是示出图10的等效电路的图。CIR11相当于图10的振子信道CH11～CH13的并联电路，电路CIR12相当于图10的振子信道CH21～CH23的并联电路。电路CIR13相当于图10的振子信道CH14～CH16的并联电路，电路CIR14相当于图10的振子信道CH24～CH26的并联电路。电路CIR15相当于图10的振子信道CH17～CH19的并联电路，电路CIR16相当于图10的振子信道CH27～CH29的并联电路。
在此，为了简单，也将电路CIR11～CIR16的输出阻抗设为0Ω。此外，将电阻RES11的电阻值设为R1，将电阻RES12的电阻值设为R2，将电阻RES13的电阻值设为R3，将电阻RES14的电阻值设为R4，将电阻RES15～RES16的电阻值设为R。此外，将电阻RES21～RES24的电阻值设为R。
图12是一览示出图11中的信号衰减率的数式的图。此时，从电路CIR11的输出到加法运算输出端子P1为止的信号衰减率A11由图12的数式1表示。从电路CIR13的输出到加法运算输出端子P1为止的信号衰减率A13由图12的数式2表示。从电路CIR15的输出到加法运算输出端子P1为止的信号衰减率A15由图12的数式3表示。
另一方面，从电路CIR12的输出到加法运算输出端子P3为止的信号衰减率A12由图12的数式4表示。从电路CIR14的输出到加法运算输出端子P3为止的信号衰减率A14由图12的数式5表示。从电路CIR16的输出到加法运算输出端子P3为止的信号衰减率A16由图12的数式6表示。
为了使从各振子信道到加法运算输出端子P1、P3为止的信号增益全部相等，信号衰减率A11～A16必须全部相等。由此，计算开关间的各开关的导通电阻的电阻比，进而计算出各开关的电阻值为R1＝4R、R3＝2R、R2＝R、R4＝2R。
如果以基于这些值的电阻比设计各开关的导通电阻，则即使在加法运算单位不同的子阵列SUB_11、SUB_12间，也能够使从各振子信道到加法运算点为止的信号增益相等。
然而，在相同的电路结构中，需要根据切换加法运算单位来切换各开关的导通电阻的电阻值。因此，以下对导通电阻的切换方法进行说明。
图13是说明切换开关的导通电阻的方法的图。图13例示了与1根布线连接的输出开关SW_OUT的结构。在图13的输出开关SW_OUT中，导通电阻的电阻值相同(例如4R)的4个子开关SW_SUB1～SW_SUB4并联地连接。子开关SW_SUB1～SW_SUB4构成为分别并联连接了NMOSFET(以下NMOS)和PMOSFET(以下PMOS)。
在子开关SW_SUB1的NMOS的栅极被供给电阻值设定信号D1R。在子开关SW_SUB1的PMOS的栅极被供给电阻值设定信号D1R的反相信号。
在子开关SW_SUB2的NMOS的栅极被供给或门电路OR1的输出信号。在子开关SW_SUB2的PMOS的栅极被供给或门电路OR1的输出信号的反相信号。
在子开关SW_SUB3的NMOS的栅极被供给或门电路OR1的输出信号。在子开关SW_SUB2的PMOS的栅极被供给或门电路OR1的输出信号的反相信号。
在子开关SW_SUB4的NMOS的栅极被供给或门电路OR2的输出信号。在子开关SW_SUB4的PMOS的栅极被供给或门电路OR2的输出信号的反相信号。
在或门电路OR1被输入电阻值设定信号D1R、D2R。在或门电路OR2被输入电阻值设定信号D1R、D4R。
在图13的结构中，能够将输出开关SW_OUT的电阻值分3个阶段进行切换。例如，电阻值设定信号D1R的逻辑电平为高电平的情况下，子开关SW_SUB1～SW_SUB4接通。在该情况下，输出开关SW_OUT的导通电阻值为R。接着，在电阻值设定信号D2R的逻辑电平为高电平、电阻值设定信号D1R、D4R的逻辑电平为低电平的情况下，仅子开关SW_SUB2～SW_SUB3接通。在该情况下，输出开关SW_OUT的导通电阻值为2R。接着，在电阻值设定信号D4R的逻辑电平为高电平，电阻值设定信号D1R、D2R的逻辑电平为低电平的情况下，仅子开关SW_SUB4接通。在该情况下，输出开关SW_OUT的导通电阻值为4R。
这样，通过接通的子开关，设定输出开关SW_OUT中的所希望的导通电阻值。另外，MOS的导通电阻根据阈值电压的偏差、电源电压变动、温度而变动。但是，如在图9、图11中示出的那样，为了使从各振子信道到加法运算点为止的接收信号增益相等而所需要的是电阻比的精度。在IC设计中，难以高精度地得到各MOS的导通电阻的电阻值，但是通过并联的MOS的个数、各MOS的信道宽度的比率，能够提高开关间的电阻比的精度。因此，图13的结构适合作为IC进行安装。
图13的输出开关是将NMOS和PMOS并联地连接的开关，对于通过的信号的直流电平变动，导通电阻的变动小。如果直流电平下降，则NMOS的导通电阻下降，PMOS的导通电阻变高。另一方面，如果直流电平上升，则NMOS的导通电阻变高，PMOS的导通电阻下降。
这样，通过使NMOS和PMOS并联，并联电阻的增减在某种程度上被抵消。但是，在通过的信号的直流电平比电源接近接地电平的情况下，不需要使子开关为NMOS以及PMOS的并联。在这样的情况下，能够使输出开关具有其他结构。
图14是例示与图13不同的输出开关的结构的图。在图14中，子开关SW_SUB1～SW_SUB4仅由NMOS构成。根据该结构，能够削减输出开关涉及的电路面积。
另外，在通过的信号的直流电平接近电源的情况下，也能够仅由PMOS来构成子开关。但是，在对相同的元件尺寸的PMOS以及NMOS施加相同电平的栅极-源极间电压的情况下，NMOS的导通电阻比PMOS低。因此，为了降低电路的噪声、IC的输出阻抗，并提高驱动力，使用NMOS更有利。
<基于本实施方式的主要效果>
根据本实施方式，在加法运算输出端子与振子信道CH之间构成包含输出开关SW_OUT和输出间开关SW_INT的梯形构造的开关组。
根据该结构，在搭载于2D阵列超声波探头100内的IC中，能够削减开关的个数以及布线根数。由此，能够在抑制芯片面积的增大的同时根据主体装置的接收信道切换接收信号的加法运算单位。
此外，根据本实施方式，设定各个输出开关SW_OUT以及各个输出间开关SW_INT间的导通电阻的电阻比，以使加法运算输出端子与各个振子信道CH之间的信号衰减率相等。根据该结构，在加法运算输出端子与各个振子信道CH之间，能够抑制接收信号的增益的偏差。此外，能够使接收信号的增益不依赖于振子信道CH的物理位置而在全振子信道间相等，能够防止由信号增益依赖于振子信道而引起的虚像的产生。
此外，根据本实施方式，输出开关SW_OUT以及输出间开关SW_INT设置在延迟电路DLY与加法运算输出端子P1～P4(OUT)之间。根据该结构，可降低输出开关SW_OUT以及输出间开关SW_INT的接通/断开控制对延迟处理后的接收信号造成的影响。
此外，根据本实施方式，输出开关SW_OUT能够根据加法运算单位的切换来切换导通电阻。具体地，输出开关SW_OUT并联地连接有包含MOSFET的多个子开关(例如SW_SUB1～SW_SUB4)，通过接通的子开关切换导通电阻。根据该结构，能够应对多种主体装置，能够提高通用性。
此外，根据本实施方式，在各个延迟电路DLY与输出开关之间设置有进行接收信号的阻抗变换的缓存电路BUF。根据该结构，能够使接收信号的输出路径中的阻抗降低，能够使信噪比提高。
(实施方式2)
接着，对实施方式2进行说明。对各振子信道输入测试用交流信号，在各个振子信道中，有时想要测试从信号的输入到输出为止振子信道是否如期待的那样进行动作。在硅晶片的状态下进行IC的测试的IC测试仪具有多个接收信道，来自IC的信号传输到多个接收信道，由此能够进行IC的测试。
然而，IC测试仪的接收信道大多为数字信号用的接收信道，只具备判定逻辑电平的高电平或低电平的功能。在IC测试仪中，实际情况是能够对模拟信号进行采样并进行模拟/数字变换的模拟信号用的接收信道少。因此，期望通过将任意的振子信道的信号与测试仪的模拟接收信道连接，能够将接收信号的振幅的大小判定为模拟值的测试。
图15是说明本发明的实施方式2涉及的电路的测试方法的图。在图15中，示出了将右下的振子信道CH_TEST包含的收发电路TRV_TEST路由到与IC测试仪的模拟接收信道连接的输出端子P_TEST的例子。
在图15中，振子信道CH_TEST通过多路转换器MUX_TEST与布线L9连接。而且，通过使输出开关SW_OUT3以及输出间开关SW_INT2、SW_INT1接通，振子信道CH_TEST经由布线L9等与模拟接收信道AFE_TEST连接。换言之，将加法运算输出端子P_TEST和特定的振子信道CH_TEST连接的路径上的输出开关SW_OUT3以及输出间开关SW_INT2、SW_INT1接通。
由此，根据IC测试仪，能够进行从振子信道CH_TEST传输的模拟的接收信号的振幅的大小以及各开关的导通判定。
此时，期望与测试用的信号路径没有关系的各开关断开。由此，能够减轻测试执行时的电路负载，能够一边切换开关一边容易地进行每个振子信道的导通测试。
另外，本发明并不限定于上述的实施方式，包含各种各样的变形例。此外，能够将某个实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，此外，还能够在某个实施方式的结构中添加其他实施方式的结构。此外，对于各实施方式的结构的一部分，能够进行其他结构的追加、删除、置换。另外，附图中记载的各构件、相对的尺寸为了易于理解地说明本发明而进行了简化、理想化，安装上存在成为更复杂的形状的情况。

Claims (14)

1.一种二维阵列超声波探头，在第1方向以及第2方向上配置有多个包含超声波振子以及对所述超声波振子的接收信号进行传输的接收电路的振子信道，所述二维阵列超声波探头的特征在于，
多个所述振子信道按所述接收信号的每个加法运算单位划分为多个子阵列，
所述二维阵列超声波探头按每个所述子阵列具备生成对所述子阵列包含的所述振子信道的接收信号进行了加法运算的加法运算信号的加法运算电路，
所述加法运算电路在输出所述加法运算信号的加法运算输出端子与所述振子信道之间具备：
振子信道列布线，对于每个所述子阵列，按包含在所述第1方向上排列的所述振子信道的每个振子信道列而设置，并且与对应的所述振子信道列的所述振子信道连接；
第1开关，按每个所述振子信道列布线而设置，与对应的所述振子信道列布线连接；以及
第2开关，经由所述第1开关连接与在所述第2方向上相邻的所述振子信道列对应的所述振子信道列布线。
2.根据权利要求1所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
设定各个所述第1开关以及各个所述第2开关间的导通电阻的电阻比，以使各个所述振子信道与所述加法运算输出端子之间的信号衰减率相等。
3.根据权利要求1所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
按每个所述振子信道具备进行多个所述振子信道间的所述接收信号的调相的延迟电路，
所述第1开关以及所述第2开关设置在所述延迟电路与所述加法运算输出端子之间。
4.根据权利要求1所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
所述第1开关能够根据所述加法运算单位的切换来切换导通电阻。
5.根据权利要求4所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
所述第1开关并联地连接有包含MOSFET的多个子开关，通过接通的所述子开关切换导通电阻。
6.根据权利要求1所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
按每个所述振子信道具备进行多个所述振子信道间的所述接收信号的调相的延迟电路，
在各个所述延迟电路与所述第1开关之间具备进行所述接收信号的阻抗变换的缓存电路。
7.根据权利要求1所述的二维阵列超声波探头，其特征在于，
将所述加法运算输出端子和特定的所述振子信道连接的路径上的所述第1开关以及所述第2开关接通。
8.一种加法运算电路，在第1方向以及第2方向上配置有多个包含超声波振子以及对所述超声波振子的接收信号进行传输的接收电路的振子信道，在多个所述振子信道按所述接收信号的每个加法运算单位划分为多个子阵列的二维阵列超声波探头中，按每个所述子阵列生成对所述子阵列包含的所述振子信道的接收信号进行了加法运算的加法运算信号，所述加法运算电路的特征在于，
在输出所述加法运算信号的加法运算输出端子与所述振子信道之间具备：
振子信道列布线，对于每个所述子阵列，按包含在所述第1方向上排列的所述振子信道的每个振子信道列而设置，并且与对应的所述振子信道列的所述振子信道连接；
第1开关，按每个所述振子信道列布线而设置，与对应的所述振子信道列布线连接；以及
第2开关，经由所述第1开关连接与在所述第2方向上相邻的所述振子信道列对应的所述振子信道列布线。
9.根据权利要求8所述的加法运算电路，其特征在于，
设定各个所述第1开关以及各个所述第2开关间的导通电阻的电阻比，以使各个所述振子信道与所述加法运算输出端子之间的信号衰减率相等。
10.根据权利要求8所述的加法运算电路，其特征在于，
所述第1开关以及所述第2开关设置在按每个所述振子信道设置的进行多个所述振子信道间的所述接收信号的调相的延迟电路与所述加法运算输出端子之间。
11.根据权利要求8所述的加法运算电路，其特征在于，
所述第1开关能够根据所述加法运算单位的切换来切换导通电阻。
12.根据权利要求11所述的加法运算电路，其特征在于，
所述第1开关并联地连接有包含MOSFET的多个子开关，通过接通的所述子开关切换导通电阻。
13.根据权利要求8所述的加法运算电路，其特征在于，
在按每个所述振子信道设置的进行多个所述振子信道间的所述接收信号的调相的延迟电路与所述第1开关之间具备进行所述接收信号的阻抗变换的缓存电路。
14.根据权利要求8所述的加法运算电路，其特征在于，
将所述加法运算输出端子和特定的所述振子信道连接的路径上的所述第1开关以及所述第2开关接通。
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