CN113765452A

CN113765452A - 一种基于qpr的电动汽车系统控制方法

Info

Publication number: CN113765452A
Application number: CN202111035017.7A
Authority: CN
Inventors: 贾慧利; 余云飞; 郭文举; 赵永丰; 王凡; 刁轩杰
Original assignee: Wuhu Institute of Technology
Current assignee: Wuhu Institute of Technology
Priority date: 2021-09-04
Filing date: 2021-09-04
Publication date: 2021-12-07
Anticipated expiration: 2041-09-04
Also published as: CN113765452B

Abstract

本发明公开了一种基于QPR的电动汽车系统控制方法，包括：基于准比例谐振控制理论(QPR)加入相应的谐波抑制算法，使用变参数化设计控制过程，采用预修正Tustin变换离散化，进一步设计电机运行在不同平面的控制并随变极切换。本发明改善了五相感应电机变极前后的稳态性能，电子变极动态切换过程中电机抖动问题，提高了转矩和转速动态响应性能，因此实现了电子变极五相感应电机两段式精确高性能控制，可有效提高电机运行平稳性、动态响应性和使用寿命。

Description

一种基于QPR的电动汽车系统控制方法

技术领域

本发明属于高性能多相感应电机控制领域，具体涉及一种基于 QPR的电动汽车变极五相感应电机电流系统控制方法。

背景技术

感应电机自身结构简单、成本低、且其具有更加宽广的速度范围以及优越的弱磁调速性能。多相电机由于相数的增加其突出的优势有转矩输出更加平稳，振动和噪声降低，电机运行性能提高；多相电机具有多个控制自由度，控制起来可以更加灵活，其驱动系统可靠性高、容错效果好。多相感应电机兼具两者的有点，非常适于重要的工业领域如智能化电动汽车驱动系统、航空驱动系统等，这些应用领域的电机同时需要满足低转速时输出大转矩和宽广的调速范围，其中电子变极技术是实现这些要求的便捷方法之一，即改变极对数来扩大电机的转速和转矩范围,在低速时采用大极对数，在高速时采用小极对数，实现了低速大转矩和宽广的恒功率运行范围。但是电机在电子变极过程中存在转矩和转速的波动大，系统运行不平稳和动态响应滞等问题，影响了电子变极技术的推广应用，因此提高电子变极多相感应电机的运行性能和控制精度意义重大。

基于五相感应电机的数学模型和电子变极控制，多相感应电机在自然坐标系下的电压方程如式(1)所示：

式中的U、I、R、L_sr依次为电压、电流、电阻、互感矩阵，下标s、 r依次代表定子参数和转子参数。

转矩方程如式(2)所示：

式中的T_e和θ各为电磁转矩、转子的电角度。

采用恒幅值变换矩阵Cs如式(3)所示，可将多相感应电机的定子电流、电压等效变换成同步速坐标系下的直流分量。

式中的x为谐波次数；θ₁,θ₂,θ₃,…θ_x为x次谐波在任意速坐标系下的相位电角度；n为电机相数。

α＝2π/n。矩阵的第1和2行构成q₁-d₁平面，为基波平面；第3和 4行构成的q₂-d₂面即2次谐波平面，以此论推可得n次谐波平面。当 n为偶数时，电机存在的q-d平面个数m＝(n-2)/2；当n为奇数时，m＝(n-1)/2，Cs矩阵要删除最后一行。当电机的相带分布为2π/n，则有偶次谐波平面；相带分布为π/n，则仅有奇次谐波平面，要在矩阵中去除偶次谐波平面对应行。

由集中整距绕组分布的多相电机的坐标变换矩阵式(3)可得，其变换后则形成m个相互正交的控制平面，即有m个自由度，在旋转坐标系下各谐波平面相互解耦。

多相感应电机在基波q₁-d₁平面和x次谐波q_x-d_x平面的电压和转矩方程表达式如(4)所示。

式中的下标xds、xqs、xdr、xqr依次代表x次谐波平面的定子的d轴分量、定子的q轴分量、转子的d轴分量、转子的q轴分量；p代表微分运算；L_xm,L_x0s,L_x0r依次为x次谐波平面的互感、定子漏感及转子漏感；R_xr为x次谐波对应的折算后转子电阻；ω,ω_r为定子电角度和转子电角度：T_xe为x次谐波的电磁转矩；n_p为极对数。

电子变极五相感应电机采用基于PI电流控制器：

基于转子磁场定向矢量控制，电机电子变极的过程中的激磁电流分量为i_1ds、i_2ds，转矩电流分量为i_1qs、i_2qs，切换的过程改进的指数响应的方法来实现电子变极调速，以1对极向2对极变换展示其具体如数学表达式(5)所示。

式中的t变极的动态时间减去变极的开始时间；T_m为变极全过程的总时间。上标*代表分量为给定的参考值，k₁、k₂为常系数。

五相感应电机的传统PI电流控制器，其经过坐标变换在离散域中数学表达如式(6)所示：

式中的k_1p、k_2p分别为基波平面、二次谐波平面电流环比例系数；k_1i、k_2i分别为基波平面、二次谐波平面电流积分系数。

设G(z)为五相感应电机的数学模型，结合式(6)可得五相感应电机基于传统PI电流控制器的结构框图见图1。

设定反馈的定子电流i_dq1s＝[i_d1s,i_q1s]，i_dq2s＝[i_d2s,i_q2s]，则由图1可得其表达式为：

进一步得基于PI控制的跟踪斜坡输入的运动轨迹表达式为：

Y(t)＝kt-c+be^-mt. (8)

式中的c为大于零的常数，其取值受电机参数和PI参数两方面影响；b、m为实数。

五相感应电机基于传统PI电流控制器的电子变极控制系统结构图见图2。

虽然电子变极五相感应电机采用传统PI电流控制器即可实现系统的正常工作，但是PI由于其算法本身固有的滞后特性决定了动态响应慢，控制精度不高，导致五相感应电机动态变极切换时转矩、转速波动大且动态响应慢，变极前后稳态时存在谐波干扰，很难达到高性能的控制效果。

基于上述研究，为了实现对电动汽车变极五相感应电机实现高性能控制，则要提高五相感应电机电子变极过程中转矩、转速动态响应性和减小其波动，同时提高变极前和变极后电机在稳态时的运行性能，本发明设计一种准比例谐振(quasi proportionalresonance,QPR)电流控制方法：首先基于传统比例谐振改进得出基础的QPR，根据电子变极前后谐波不同加入相应的谐波抑制算法，再对QPR变参数化设计使谐振频率点随电机转速自适应变化；其次，采用预修正Tustin变换离散化保QPR控制器的稳定性；最后，设计QPR控制随电机运行平面的不同切换谐振频率，对电子变极前后实施两段式精准控制，并在Speedgoat多相电机半实物仿真平台上对所提控制方法进行了验证。

发明内容

本发明的目的拟在提高电子变极五相感应电机动态变极切换时转矩、转速动态响应性和减小其波动，同时改善变极前和变极后电机在稳态时的运行性能，对电子变极前后实施两段式精准控制。最终提高电动汽车变极五相感应电机控制性能和使用寿命。

本发明提供了一种用于电子变极五相感应电机的基于准比例谐振控制的电流控制系统。该控制系统采用准比例谐振控制加入谐波抑制算法，并设计其实现变参数化控制，且随变极切换实施两段式精准控制可以实现变极电机更加精准的控制，降低了变极过程中的电机抖动和提高其动态响应性，包括如下步骤：

(1)在传统的比例谐振控制中加入阻尼项进行修正得到准比例谐振点控制；

(2)设计谐波抑制算法：在QPR控制器上叠加需要抑制的第n 次谐波抑制项；进一步设计变参数化QPR；

(3)采用预修正Tustin变换离散化变参数的QPR控制；

(4)基于静止坐标系，为电子变极五相感应电机设计1控制平面和2控制平面的QPR电流控制器并适时切换。

所述步骤(1)中的准比例谐振(QPR)控制方式是，在传统的比例谐振控制中加入阻尼项进行修正。其中，传统的PR控制器其传递函数为:

式中的Kp、Kr、依次为比例增益、积分增益、谐振频率即电机中的电角频率。

在传统的PR控制器中加入阻尼项进行修正，G_QPR(s)传递函数为：

式中的ω_c为截止频率。

所述步骤(2)中叠加第n次谐波抑制项，谐波抑制项G_HC(s) 的传递函数为：

所述步骤(2)中变参数QPR，是将ω₀＝2πf代入上式，则变参数QPR的G_VHC(s)的传递函数为：

所述步骤(3)中，预修正Tustin变换如式所示：

所述步骤(3)中，预修正Tustin变换离散化变参数QPR是把 ω₀＝2πf带入上式得：

使用上式预修正Tustin变换离散化传递函数G_VHC(s)。

所述步骤(4)中，以1平面的电角速度ω₁换和转差频率ω_1s算得f₁构建1平面QPR控制器。同理以由ω₂和ω_2s算得f₂构建2平面 QPR控制器，2个QPR控制器工作的切换时刻为电子变极过程的中间时刻，其结构框图如图3所示。

有益效果

本发明的有益技术效果为：

(1)在五相感应电机电子变极过程中采用所设计的QPR电流控制器取代PI电流控制器，可明显提高转矩电流的动态响应性，有效降低转矩和转速波动，使变极过渡更加平滑。

(2)采用两段式QPR电流控制器可随着变极前后电机频率的不同对五相感应电机实施更加精准的控制，以及加入对应的谐波抑制算法，均可有效减小五相感应电机在电子变极动态切换程中的抖动，另外谐波抑制算法改善了电机稳态时相电流的正弦性。

(3)QPR电流控制器基于静止坐标系，其算法更加简单，且适于电机的容错控制。

附图说明

图1为传统PI电流控制器结构图；

图2为传统PI电流控制器的五相感应电机电子变极控制系统结构图；

图3为设计的两段式QPR控制器结构图；

图4为基于设计的QPR电流控制器的五相感应电机电子变极控制系统结构图；

图5为基于QPR电流控制器的五相感应电机电子变极控制系统仿真图；

图6为基于PI电流控制器的电子变极实验波形和基于QPR电流控制器电子变极实验波形对比图(1对极→2对极)：(a)i_q1s、i_q2s；(b)相电流；(c)转速；(d)电磁转矩。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面对本发明的技术方案及其相关工作原理进行详细说明。

如图3所示，一种基于QPR的电动汽车变极五相感应电机电流控制方法，包括的准比例谐振控制(QPR)的计算模块G_VQPRHC(z)的设计过程如下：

首先采用传统的PR控制器传递函数：

传统的比例谐振控制器通过比例环节和谐振环节可对交流信号在静止坐标系进行无静差跟踪控制，并可以减小外部干扰对系统的影响。相较于PI控制其减少了Park坐标变换简化了运算且适用于多相感应电机的容错控制。

式中的K_p、K_r、ω₀依次为比例增益、积分增益、谐振频率即电机中的电角频率。

由于传统的PR控制器在谐振频率点ω₀处具有无穷大增益，因而此时其可实现零稳态误差跟踪。但是在非谐振频率点处增益低且频带宽，不能抑制非谐振频率点处的干扰信号。

其次，加入阻尼项修正转为QPR控制：

在传统的PR控制器中加入阻尼项进行修正，即为QPR控制器。通过加入阻尼项修正，可为控制器设定满足要求的谐振点增益，适当增加带宽，适度降低系统的灵敏度，以适于多相感应电机的控制，G_QPR(s)传递函数为：

式中的ω_c为截止频率，K_r的作用是控制稳态误差，且其取值会影响基波频率处的增益。

ω_c与系统的带宽成正比，决定信号的选择性且和信号的选择性成正比关系，选取适当的ω_c值，可以保证电机在一定的速度范围内实现大增益。

下一步，加入谐波抑制项的变参数QPR控制：

由于多相感应电机谐波含量较多，可进一步利用QPR控制器的谐波抑制特性，在QPR控制器上叠加需要抑制的第n次谐波抑制项。谐波抑制项G_HC(s)的传递函数为：

绕组结构为π/n，则为：3，5，7，11，13次等；而本实验五相感应电机绕组结构为2π/5相带分布，则含有偶次偕波；根据电机变极前后运行平面不同，选择抑制不同的谐波。

QPR控制器需要根据电机转速的变化自适应地调整控制器的谐振频率点，即转化为变参数QPR。

将ω₀＝2πf代入式(11)，则变参数QPR的G_VHC(s)的传递函数为：

对于绕组结构为2π/n相带的多相感应电机，其分布加入谐波抑制的变参数QPR的传递函数G_VQPRHC(s)表达式如(13)所示：

最后，变参数QPR预修正Tustin变换离散化：

变参数QPR要用数字控制器进行控制须离散化处理。而基于广义积分器的数字离散化会使控制系统的稳定性能变差，采用Tustin 变换离散化处理能有效保证系统的稳定性，其表达式为：

式中的T_s为采样时间。

但这种Tustin变换离散化后会导致积分器谐振频率出现偏差，为抑制该缺点，将其优化为预修正Tustin变换如式(15)所示：

把ω₀＝2πf代入上式得：

采用修正项

取代Tustin变换中的系数

保证变换后离散域谐振频率与连续域设定值相同。

根据五相感应电机特性取值ω_c为πf/25，用ω_c的取值和式(16) 进一步推导式(13)，得到离散化的有谐波抑制项的变参数QPR传递函数：

基于静止坐标系，根据式(17)为五相感应电机设计1控制平面和2控制平面的QPR电流控制器。以1平面的电角速度ω₁换和转差频率ω_1s算得f₁构建1平面QPR控制器。同理以由ω₂和ω_2s算得f₂构建2平面QPR控制器，其结构框图如图3所示。

如图4所示，为基于设计的QPR电流控制器的五相感应电机电子变极框图：

五相感应电机的速度环采用PI控制同时基于“变极切换公式(5)” 控制转矩电流切换，实现电子变极；

五相感应电机电流环采用基于“式(17)”设计的QPR控制，控制过程为：1平面工作时使用1平面QPR控制器符合电机的频率f₁， 2平面工作时使用2平面QPR控制器符合电机的频率f₂，2个QPR 控制器工作的切换时刻为对应的电子变极过程的中间时刻。举例当五相感应电机转速为1600rpm时,QPR的1控制平面f₁取28.9Hz,k_1p取9,k_1r取30；QPR的2控制平面f₂取59.2Hz,k_2p取10,k_2r取20。

如图5所示，为基于QPR设计的五相感应电机电流控制系统的电子变极仿真系统图。

如图6所示，为基于Speedgoat在一台相带为2π/5的五相感应电机上设定为转速1600rpm,加载15N·m,选取1对极向2对极变极，基于PI电流控制器的五相感应电机电子变极系统和所设计的QPR电流控制器的五相感应电机电子变极系统的实验结果对比图。

以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。

Claims

1.一种基于QPR的电动汽车系统控制方法，其特征在于，采用准比例谐振控制加入谐波抑制算法，并设计其实现变参数化控制，且随变极切换实施两段式精准控制实现变极电机更加精准的控制，降低了变极过程中的电机抖动和提高其动态响应性，包括如下步骤：

(2)设计谐波抑制算法：在QPR控制器上叠加需要抑制的第n次谐波抑制项；进一步设计变参数化QPR；

(3)采用预修正Tustin变换离散化变参数的QPR控制；

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(1)中的准比例谐振QPR控制方式是，在传统的比例谐振控制中加入阻尼项进行修正，其中，传统的PR控制器其传递函数为:

式中的ω_c为截止频率。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(2)中叠加第n次谐波抑制项，谐波抑制项G_HC(s)的传递函数为：

所述步骤(3)中，预修正Tustin变换如式所示：

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(3)中，预修正Tustin变换离散化变参数QPR是把ω₀＝2πf带入上式得：

使用上式预修正Tustin变换离散化传递函数G_VHC(s)。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(4)中，以1平面的电角速度ω₁换和转差频率ω_1s算得f₁构建1平面QPR控制器；同理以由ω₂和ω_2s算得f₂构建2平面QPR控制器，2个QPR控制器工作的切换时刻为电子变极过程的中间时刻。