CN113708673A - 高速开关电机驱动控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及一种高速开关电机驱动控制方法，该方法包括：获取电机的运行参数；将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。采用本方法能够对反电势滑模观测器确定的第一反电势进行滤波处理，滤除目标次谐波，提高反电势的精确度。通过第二反电势、运行参数和预设的目标参数对电机进行直接转矩控制时，能够有效抑制非理想反电动势谐波和电机低速运行时电流换相所引起的转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。

Description

高速开关电机驱动控制方法
技术领域
本申请涉及电机控制技术领域，特别是涉及一种高速开关电机驱动控制方法。
背景技术
在电力工业，电机作为电能生产、输送和应用的主要装置，在农业、工矿企业、国防、交通运输业和科学文化以及日常生活等方面得到广泛应用。
以无刷直流电机为例，无刷直流电机既具有交流电机结构简单，运行可靠，维修方便的优点，又具有直流电机运行效率高，无励磁损耗，调速性能好等优点。为了使无刷直流电机能在精密驱动领域中应用，需要无刷直流电机提供较小的转矩脉动，然而，非理想反电动势谐波引起的转矩脉动和换相引起的转矩脉动，严重影响无刷直流电机的性能，增大无刷直流电机的损耗。
因此，亟需一种抑制无刷直流电机的产生较大的转矩脉动的方法。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够抑制转矩脉动的高速开关电机驱动控制方法。
一方面，提供了电机控制方法，其特征在于，方法包括：
获取电机的运行参数；
将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；
滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；
根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压和定子相电流；
则将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势，包括：
通过预设的第一变换函数，将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
将坐标轴测量电流和坐标轴测量电压作为反电势滑模观测器的输入，得到电机在两相静止坐标系下的反电势；
将两相静止坐标系下的反电势确定为第一反电势。
在其中一个实施例中，滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势，包括：
通过预设的第二变换函数，将第一反电势转换为旋转坐标系下的反电势；
滤除旋转坐标系下的反电势中的二次谐波和六次谐波，得到旋转坐标系下滤波处理后的反电势；
通过第二变换函数的逆变换，将旋转坐标系下滤波处理后的反电势转换为两相静止坐标系下滤波处理后的反电势，并确定两相静止坐标系下滤波处理后的反电势为第二反电势。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压、定子相电流和转子角速度；目标参数包括目标转矩和目标磁链幅值；
则根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，包括：
根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值；根据定子相电压和定子相电流，确定定子磁链幅值；
根据转矩测量值和目标转矩确定转矩误差值，根据定子磁链幅值和目标磁链幅值确定磁链误差值；
根据转矩误差值和磁链误差值，生成电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值，包括：
将第二反电势转换为三相静止坐标系下电机的反电势测量值；
将反电势测量值和转子角速度，确定转矩测量值。
在其中一个实施例中，根据定子相电压和定子相电流，确定定子磁链幅值，包括：
将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
根据坐标轴测量电流和坐标轴测量电压，确定定子磁链幅值。
在其中一个实施例中，根据转矩误差值和磁链误差值，生成电机转矩控制信号，包括：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第一控制参数，将磁链误差值作为磁链滞环调节器的输入，确定第二控制参数；
根据第一控制参数和第二控制参数，生成相应的开关信号；开关信号用于指示逆变器输出电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压、定子相电流、定子空间位置和转子角速度；目标参数包括目标转矩；
则根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，包括：
根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值；
根据转矩测量值和目标转矩，确定转矩误差值；
根据转矩误差值和定子空间位置，生成电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，根据转矩误差值和定子空间位置，生成电机转矩控制信号，包括：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第三控制参数；
根据第三控制参数和定子定子空间位置，生成相应的开关信号；开关信号用于指示逆变器输出电机转矩控制信号。
另一方面，提供了一种电机控制装置，该装置包括：
获取模块，用于获取电机的运行参数；
反电势确定模块，用于将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；
滤波模块，用于滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；
控制模块，用于根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。
另一方面，提供了一种计算机设备，包括存储器和处理器，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时实现上述一方面提供的任一项电机控制方法的步骤。
另一方面，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述一方面提供的任一项电机控制方法的步骤。
上述高速开关电机驱动控制方法，通过获取电机的运行参数；将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。也即是，反电势滑模观测器确定的第一反电势中存在谐波，通过对目标次谐波进行滤除，可以提高反电势的精确度。进而通过第二反电势、运行参数和预设的目标参数对电机进行直接转矩控制时，能够有效抑制非理想反电动势谐波引起的转矩脉动，以及电机低速运行时电流换相引起的转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。
附图说明
图1a为本申请一个实施例中一种电机控制系统的结构示意图；
图1b为本申请一个实施例中另一种电机控制系统的结构示意图；
图2为本申请一个实施例中电机控制方法的流程示意图；
图3为本申请另一个实施例中电机控制方法的流程示意图；
图4为本申请一个实施例中反电势滑模观测器的结构框图；
图5为本申请另一个实施例中电机控制方法的流程示意图；
图6为本申请一个实施例中反电势滑模观测器中ANF滤波模块的结构框图；
图7为本申请一个实施例中自适应陷波器的结构框图；
图8为本申请另一个实施例中电机控制方法的流程示意图；
图9为本申请另一个实施例中电机控制方法的流程示意图；
图10为本申请一个实施例中电机控制装置的结构框图；
图11为一个实施例中计算机设备的内部结构图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
在对本申请提供的电机的控制方法进行解释说明之前，先对本申请方案涉及的技术名词和应用背景进行说明。
无刷直流电机：无刷直流电机(Brushless Direct Current Motor，BLDCM)是在传统电机的基础上，随着电子技术的迅速发展而发展起来的一种新型直流电机。与传统的直流电机相比，无刷直流电机用电子换相取代了原有直流电机的机构换相，取消了电刷和换相器；并将原有直流电机中的定转子颠倒，即电枢绕组在定子上，与静止的电子换相电路联接方便，励磁在转子上，为永磁磁体，不需要励磁绕组，也更不需要向转子通电的滑环和电刷；在原有的直流电机中，换相器在转子上，它能保证当电枢导体从一个定子磁极下转到另一个极下时其中的电流同步改变方向，无刷直流电机电枢绕组中电流方向的改变由功率管的开关来控制，为保证开关信号与转子磁极转过的位置同步，需要在电机控制系统中增加检测转子位置角的传感器。
电机本体的定子绕组一般制成多相(三相、四相、五相不等)。转子由永久磁钢按一定的极对数组成。位置检测装置与电动机转轴相连接。当定子绕组的某一相通电时，该电流所产生的磁场与磁极所产生的磁场相互作用，驱动转子旋转，再由位置传感器将转子位置变换成电信号，去控制逆变器，从而使定子各相绕组按一定次序导通，定子相电流随转子位置的变化而按一定的次序换相。由于逆变器的导通次序是与转子转角同步的，因而起到了与机械换相器相同的换相作用。
无刷直流电机的数学模型：以三相桥式Y接无刷直流电机为例来说明微分方程模型的建立过程。电机定子绕组为Y接集中整距绕组，转子采用隐极内转子结构，3个霍尔传感器在空间相隔120°对称放置。在此结构基础上，作出以下假设：
(1)忽略电机铁心饱和，不计涡流损耗和磁滞损耗；
(2)不计电枢反应，气隙磁场分布近似认为是平顶宽度为120°电角度的梯形波；
(3)忽略齿槽效应，电枢导体连续均匀分布于电枢表面；
(4)驱动系统逆变电路的功率管和续流二极管均具有理想的开关特性。
定子三相绕组的电压平衡方程可以表示为：
Figure BDA0003162127520000051
其中，uA、uB和uC为定子三相绕组电压，Rs为定子绕组电阻，iA、iB和iC为定子三相绕组电流，P为微分算子，LA、LB和LC为定子三相绕组自感，LAB、LAC、LBA、LBC、LCA和LCB为三相绕组互感，eA、eB和eC为三相绕组感应电动势。
对于面装式转子结构，可认为自感和互感为常值，与转子位置无关，即有下述关系：
LA＝LB＝LC＝Ls (2)
LAB＝LAC＝LBA＝LBC＝LCA＝LCB＝M (3)
其中，Ls为每相绕组自感，M为相间绕组互感。
因为
iA+iB+iC＝0 (4)
所以
MiB+MiC＝-MiA (5)
根据上述等式(4)和(5)，可以将上述公式(1)的无刷直流电机定子三相绕组的电压平衡方程表示为：
Figure BDA0003162127520000061
在上述式中:
Figure BDA0003162127520000062
其中，uA、uB和uC为电机的端电压，un为中性点电压。
当非换相工作时，设i，j两相导通(i，j＝A、B或C，且i≠j)，则根据上述等式(4)、(6)和(7)可得：
Figure BDA0003162127520000063
当换相工作时，可得：
Figure BDA0003162127520000064
无刷直流电机反电势波形为梯形波，反电势是与空间位置角有关的一个量，可以根据分段函数形式写出反电势e的表达式，此处以eA为例：
Figure BDA0003162127520000071
其中，eA为A相定子的反电势，ke为电机的反电动势系数，ωr为永磁转子的电角速度，θ为转子与坐标轴A的夹角。
eB和eC分别滞后eA 120°和240°电角度。
此外，电机的转矩方程为：
Figure BDA0003162127520000072
其中，eA、eB和eC为电机的反电势，iA、iB和iC为定子相电流，ω为电机的机械角速度。
为产生恒定的电磁转矩，也即是，电机可以输出稳定的转矩，就要求输入是方波定子电流，或者当定子电流为方波时，要求反电势波形为梯形波。且在每半个周期内，方波电流的持续时间为120°电角度，那么梯形波反电势的平顶部分也为120°电角度，并且两者应严格同步。在任何时刻，定子只有两相导通。
直接转矩控制：直接转矩控制(Direct Torque Control，DTC)是继矢量控制之后发展起来的另一种高动态性能的交流电机机变压变频调速系统。直接转矩控制技术，用空间矢量的分析方法，直接在定子坐标系下计算与控制交流电动机的转矩，采用定子磁场定向，借助离散的两点式调节(Bang-Bang控制)产生脉宽调制信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制，以获得转矩的高动态性能。
直接转矩控制技术是直接在定子坐标系下分析交流电机的数学模型、控制电机的磁链和转矩，采用的是定子磁链磁场定向，只要知道定子电阻就可以利用反电势积分法将定子磁链观测出来。
也即是，直接转矩控制是一种直接的转矩控制，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量，直接控制转矩。因此，直接转矩控制是从控制转矩的角度出发，强调的是转矩的控制效果，采用离散的电压状态和六边形磁链轨迹或近似圆形磁链轨迹的概念。直接转矩控制技术对转矩实行直接控制的控制方式是通过转矩两点式调节器把转矩检测值与转矩给定值做滞环比较把转矩波动限定在一定的容差范围内。
针对无刷直流电机的齿槽转矩脉动、非理想反电动势波形引起的转矩脉动和电机换相引起的转矩脉动，非理想反电动势谐波引起的转矩脉动和换相引起的转矩脉动所造成的影响最为严重。
且通过上述分析可知，电机的换相转矩脉动与永磁转子的电角速度，以及逆变器两端的直流电压有关。若不改变直流电压，电机处于低速工况，电机非换相相电流会变大，导致换相转矩也随之增大；当电机处于高速工况，电机非换相相电流会变小，导致换相转矩也随之减小。在换相过程中，当非换相相电流不发生变化时，电机的转矩没有波动。所以只有通过直接转矩控制方法，及时调节直流电压，电机才不会产生转矩脉动。
基于此，本申请利用滑模观测器和自适应滤波器确定电机的反电势，在滤除高次谐波的同时更好地抑制了转矩脉动，极大减少了计算量，在进行转矩脉动抑制的同时，也提升了电机控制的精度和稳定性。
在对本申请方案涉及的技术名词和应用场景进行介绍之后，接下来结合附图1a和附图1b，对本申请的电机控制方法的适用系统进行说明。
本申请提供的电机控制方法，可以应用于如图1a或图1b所示的电机控制系统中。在电机控制系统100中，由逆变器160为电机供电，保证电机的正常运行。如图1a所示，该电机控制系统100包括参数采集装置110、滑模观测器120、滤波器130、滞环调节器140、PID控制器器150和逆变器160。
电机的控制包括转速控制外环和转矩控制内环，转速控制外环设置有比例-积分-微分(Proportional Integral Derivative Control，PID)控制器150，具体地，该控制器中可以具体为PI控制。PID控制器150用于根据电机的转子角速度和预设的目标角速度之间的差值，确定电机的目标转矩。
参数采集器110用于采集电机的运行参数，可以设置在电机中，也可以设置在电机的输出端或者输入端，其中，设置在电机输入端时用于采集电机的定子相电流和相电压，设置在电机输出端时用于采集电机的转子角速度，还可以设置在电机中，用于获取转子磁场位置。参数采集器110可以是编码器、旋转变压器或者霍尔传感器。
滑模观测器120用于根据采集的定子相电压、相电流和转子角速度，估计电机的反电势。滑模观测器的滑模面可以根据被控电机的运行状态预先进行设计，本申请在进行电机转矩控制时，将设计好的滑模观测器直接拿来使用。
由于反电势是根据电机运行参数计算得到的，但数据采集过程中容易夹杂其他的噪声信号，反电势中包含谐波成分。因此，设置的滤波器130用于对反电势中的目标次谐波进行滤除，以提高反电势估计的准确性。
在一种可能的实现方式中，如图1a所示，转矩控制可以通过两个滞环调节器进行控制，包括：用于控制转矩的滞环调节器140和用于控制磁链的滞环调节器140，两个滞环调节器140根据输入的转矩误差值和磁链误差值，输出电机转矩控制信号。基于电机转矩控制信号和空间电压矢量，选择施加的电压矢量，以实现对电机转矩的直接控制。
由于无刷直流电机中有位置传感器，因此，无刷直流电机的转矩控制除图1a所示的控制方式以外，还可以通过一个滞环调节器140进行控制。
在另一种可能的实现方式中，如图1b所示，用于控制转矩的滞环调节器140根据转矩误差值，输出电机转矩控制信号。基于电机转矩控制信号、转子磁场位置和空间电压矢量，选择施加的电压矢量，以实现对电机转矩的直接控制。
逆变器160使用三相电压源供电，输出的三相电用于驱动无刷直流电机运行。也即是，通过选择适当的电压矢量直接控制逆变器输出相应的空间电压矢量，进而直接控制电机的输出转矩。
基于上述电机控制系统100，在一种可能的实现方式中，将滑模观测器120、滤波器130、PID控制器150、滞环调节器140和电压空间矢量等相应的功能模块和算法集成到一个数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)控制器中实现，并由该DSP中嵌入的软件程序调用相应的功能单元，具体算法等进行工作。具体实现流程参见下述图2对应的实施例。DSP输出控制信号后，根据该控制信号选择相应的空间电压矢量去控制逆变器，进而使得电机输出稳定的转矩。
基于上述电机控制系统，接下来，结合附图对本申请的电机控制方法进行解释说明。
在一个实施例中，如图2所示，提供了一种电机控制方法，该方法可以应用于图1a或图1b所示的电机控制系统中，该方法包括以下步骤：
步骤210：获取电机的运行参数。
其中，电机的运行参数包括电机中定子的相电流、相电压、转子角速度和转子磁场位置。
参见图1a所示的电机控制系统，电机的运行参数可以具体为：定子的三相电流iA、iB、iC，定子三相电压uA、uB、uC，以及转子角速度ω。
参见图1b所示的电机控制系统，电机的运行参数可以具体为：定子的三相电流iA、iB、iC，定子三相电压uA、uB、uC，转子的空间位置HA、HB、HC，以及转子角速度ω。
步骤220：将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势。
由于电机的反电势无法直接测量，则如何根据电机的运行参数估计电机的反电势就显得尤为重要。
滑模观测可以在动态过程中，根据系统当前的状态(如偏差及其各阶导数等)有目的地不断变化，迫使系统按照预定“滑动面”的状态轨迹运动。由于滑动面可以进行设计且与对象参数及扰动无关，这就使得滑模控制具有快速响应、对应参数变化及扰动不灵敏、无须系统在线辨识、物理实现简单等优点。
因此，本申请采用预先设计的反电势滑模观测器来确定电机的反电势。反电势滑模观测器根据无刷直流电机的实际模型构建构造模型，并与实际模型并联连接，以电机的实际模型和构建的构造模型的状态误差等于零为控制目标，选用切换函数不断调整构造模型的参数，达到稳定后提取电机反电势参数值，即为观测值。
具体地，反电势滑模观测器中中存储有无刷直流电机的状态方程、滑模面方程、切换函数以及反电势的计算方程等算法，在输入电机运行参数的情况下，可以通过反电势滑模观测器预计电机的反电势。在此，将反电势滑模观测器输出的反电势确定为第一反电势。
步骤230：滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势。
其中，目标次谐波可以预先设定。第二反电势是指滤波处理后的反电势，该反电势后续用于确定电机的转矩测量值。
作为一个示例，对电机的电压继续傅里叶变换分析(FFT)，可知采集的电机电压中3次、5次、7次谐波分量较多，谐波成分的存在会对电机转矩的估计结果造成影响，因此，本申请在确定第一反电势后，对第一反电势中的谐波进行滤除，从而使得最终的转矩计算结果更为精确。
步骤240：根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。
其中，预设的目标参数包括目标转矩和目标磁链幅值。
具体地，根据第二反电势和电机的运行参数，可以计算电机的转矩测量值；根据电机的运行参数，可以计算电机的定子磁链幅值。
参见图1a，在一种可能的实现方式中，步骤240的实现过程为：通过第二反电势确定电机的转矩测量值。用于控制转矩的滞环调节器根据目标转矩和转矩测量值之间的差值，输出第一控制信号；用于控制磁链的滞环调节器根据目标磁链幅值和定子磁链幅值之间的差值，输出第二控制信号。基于第一控制信号、第二控制信号和空间电压矢量，选择施加的电压矢量，以实现对电机转矩的直接控制，使得电机可以输出稳定的转矩。
如图1b所示，在另一种可能的实现方式中，步骤240的实现过程为：通过第二反电势确定电机的转矩测量值。用于控制转矩的滞环调节器根据目标转矩和转矩测量值之间的差值，输出第一控制信号；基于第一控制信号、转子磁场位置和空间电压矢量，选择施加的电压矢量，以实现对电机转矩的直接控制，使得电机可以输出稳定的转矩。
上述电机控制方法中，获取电机的运行参数；将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。也即是，反电势滑模观测器确定的第一反电势中存在谐波，通过对目标次谐波进行滤除，可以提高反电势的精确度。进而通过第二反电势、运行参数和预设的目标参数对电机进行直接转矩控制时，能够有效抑制非理想反电动势谐波引起的转矩脉动，以及电机低速运行时电流换相引起的转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。
基于上述图2对应实施例，在一个实施例中，如图3所示，运行参数包括定子相电压和定子相电流，则将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势(即上述步骤220)的具体实现方式包括以下步骤：
步骤310：通过预设的第一变换函数，将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压。
其中，第一变换函数为Clark变换或3/2变换，用于将一个旋转矢量从三相定子坐标系(A-B-C坐标系)变换到定子两相静止坐标系(α-β坐标系)。则上述坐标轴电流包括α轴测量电流iα，和β轴测量电流iβ；坐标轴测量电压包括α轴测量电压uα，和β轴测量电压uβ。
将定子相电流iA、iB、iC转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流iα、iβ的过程为：
Figure BDA0003162127520000121
将定子三相电压uA、uB、uC转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压uα、uβ的过程为：
Figure BDA0003162127520000122
步骤320：将坐标轴测量电流和坐标轴测量电压作为反电势滑模观测器的输入，得到电机在两相静止坐标系下的反电势，并将两相静止坐标系下的反电势确定为第一反电势。
在一种可能的实现方式中，滑模观测器在确定第一反电势过程中用到的公式有：
无刷直流电机在α-β坐标系下的电压方程：
Figure BDA0003162127520000123
Figure BDA0003162127520000124
其中，Rs为定子绕组电阻，eα为定子在α轴的反电势，eβ为定子在β轴的反电势，Ls为每相绕组自感，M为相间绕组互感。
无刷直流电机的状态方程：
Figure BDA0003162127520000125
其中，系数矩阵
Figure BDA0003162127520000131
系数矩阵
Figure BDA0003162127520000132
定子电流矢量i＝[iα iβ]Τ，定子电流矢量的导数
Figure BDA0003162127520000133
定子电压矢量u＝[uα uβ]Τ，电机反电势e＝[eα eβ]Τ。
滑模面方程为：
Figure BDA0003162127520000134
式中，“～”代表对应变量的误差，“^”代表对应变量的估计值。
以A相为例设计观测器，根据坐标轴测量值uα、uβ、iα、iβ、无刷直流电机的定子电阻Rs，以及定子电感Ls-M，建立无刷直流电机反电势滑模观测器的方程为：
Figure BDA0003162127520000135
反电势滑模观测器的误差动态方程为：
Figure BDA0003162127520000136
其中，G为本文提出的一种连续光滑的反正切函数置换符号函数。其表达式为G(x)＝arctan(x)；K为滑模增益值，为一常数。
根据李雅普诺夫函数稳定性定理可推得：
Figure BDA0003162127520000137
由此可见，当K取足够大的正数时，系统会进入滑模面运动，此时定子电流测量值误差趋近于0，绕组反电势误差将会收敛到0。
本申请使用上述设计好的反电势滑模观测器，可以在输入两相静止坐标系下的坐标轴电流和坐标轴电压，且满足反电势滑模观测器稳定性的情况下，输出电机的第一反电势。
作为一个示例，设计的反电势滑模观测器的结构框图如图4所示。由于观测得到的第一反电势信号中，往往混有大量开关噪声，因此需要对第一反电势信号进行滤波处理，低通滤波环节通过反电势滑模观测器进行。其中，τ为滤波时间常数。
本申请实施例中，设计的反电势滑模观测器脉动波纹更小，对滑模运动产生的抖动有更好的抑制作用。反电势滑模观测器可以根据电机的定子相电流和定子相电压，估计电机的反电势，并对估计的反电势中的噪声信号进行滤除处理，得到第一反电势，提高了反电势估算的精度。
基于上述实施例，由于第一反电势信号中混有大量高频开关噪声，因此在反电势滑模观测器中采用简单的带通滤波进行滤波的效果不佳，第一反电势中的高次谐波仍然会影响反电势计算结果。
基于此，本申请在反电势滑模观测器的输出端设置一自适应陷波器(AdaptiveNotch Filter，ANF)，用于滤除第一反电势中的目标高次谐波。
需要说明的是，陷波器是对特定频率的信号有着很强的衰减的滤波器，也即阻带带宽极窄的带阻滤波器。在传统的数字陷波器设计中，为了能使某一频率信号得到足够大的衰减，通常的做法就是把阶数选的足够高来达到很大的衰减；但同时计算量也变得更大了。本申请提出的自适应陷波器的工作原理是：在知道原始信号里的干扰信号频率(例如最常见的50Hz工频干扰)的情况下，只需要知道这个干扰信号的相位和幅度，就可以完全的“再现”这个干扰信号，然后从原始信号中将其减去，从而就得到了想要的信号成分。
此外，在具体实施时，也可以将上述ANF的滤波器算法存储在反电势滑模观测器中，直接通过反电势滑模观测器预计第一反电势，并对第一反电势信号中的高次谐波进行滤波处理，得到第二反电势。本申请对此不做限制，滤波过程可以通过ANF来实现，也可以通过反电势滑模观测器来实现。
基于上述图2对应实施例，在一个实施例中，如图5所示，滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势(即上述步骤230)的具体实现方式包括以下步骤：
步骤510：通过预设的第二变换函数，将第一反电势转换为旋转坐标系下的反电势。
其中，第二变换函数为Park变换或旋转变换，用于将一个旋转矢量从两相静止坐标系(α-β坐标系)变换到两相旋转坐标系(d-q坐标系)。变换关系如下所示：
Figure BDA0003162127520000151
Figure BDA0003162127520000152
其中，θ为d-q旋转坐标系的d轴和α-β坐标系的α轴的夹角，也即d轴为和A相绕组轴线的夹角。
将上述iα和iβ通过Park变换转换为id和iq，将上述uα和uβ通过Park变换转换为ud和uq，根据id、iq、ud和uq，即可计算得到旋转坐标系下的反电势。
此外，需要说明的是，由于ANF可以消除反电动势中的特定谐波，且在实际应用中，高次谐波对结果影响更大，基于输出波形的分析，发现第一反电势经过低通滤波后，还存在的主要高次谐波为二次谐波和六次，因此，需要使用ANF滤除第一反电势中的二次谐波和六次谐波。
在使用ANF滤波时，步骤510并非必要步骤。也即是，滤波也可以在传统α-β静止坐标系下及逆行，如此，采用ANF对反电势滑模观测器进行滤波，需要3个滤波环节。
由于谐波成分的数量决定了每条支路中滤波器环节的数量，在传统α-β静止坐标系下滤波需要3个滤波环节，而改为在d-q坐标下使用ANF对反电势滑模观测器进行滤波只需要2个滤波环节，极大地减少了计算量。
作为一个示例，反电势滑模观测器的ANF滤波模块的结构框图如图6所示，eA、eB和eC为第一反电势，
Figure BDA0003162127520000153
和
Figure BDA0003162127520000154
为滤波后的第二反电势，abc/dq表示从三相静止坐标系转换到两相旋转坐标系，该转换可以通过Clark变换和Park变换来实现。dq/abc表示从两相旋转坐标系转换到三相静止坐标系，该转换可以通过Park逆变换和Clark逆变换来实现。ω是电机转子角速度。
滤波包括两个环节，滤除第一反电势ed中的二次谐波和六次谐波，得到滤波处理后的
Figure BDA0003162127520000155
滤波第一反电势eq中的二次谐波和六次谐波，得到滤波处理后的
Figure BDA0003162127520000156
基于此，为减少计算量，在进行滤波处理时，可以先基于步骤510进行坐标系转换，然后再执行下述步骤520的滤波操作。
步骤520：滤除旋转坐标系下的反电势中的二次谐波和六次谐波，得到旋转坐标系下滤波处理后的反电势。
作为一个示例，ANF的结构框图如图7所示。
ANF的传递函数为：
Figure BDA0003162127520000161
其中，ω是电机转子角速度，h是主要谐波成分的次序；ξ是阻尼系数。当阻尼系数ξ较大时，ANF滤波器的动态响应十分迅速，但超调量较大；当阻尼系数ξ较小时，ANF的超调量虽然得到有效的控制，但是调节时间变长。经过仿真分析，适用于设计ANF的阻尼系数ξ为0.7。
步骤530：通过第二变换函数的逆变换，将旋转坐标系下滤波处理后的反电势转换为两相静止坐标系下滤波处理后的反电势，并确定两相静止坐标系下滤波处理后的反电势为第二反电势。
其中，第二变换函数为Park变换或旋转变换，其逆变换为Park逆变换，在此用于将旋转坐标系下滤波处理后的反电势
Figure BDA0003162127520000162
和
Figure BDA0003162127520000163
转换为两相静止坐标系下滤波处理后的反电势
Figure BDA0003162127520000164
和
Figure BDA0003162127520000165
Figure BDA0003162127520000166
和
Figure BDA0003162127520000167
即为第二反电势。
在本申请实施例中，通过ANF可以有效滤除第一反电势中的二次谐波和六次谐波，使得反电势确定结果更为精确。
基于上述图2对应实施例和图1a所示的电机控制系统，在一个实施例中，如图8所示。运行参数包括定子相电压、定子相电流和转子角速度；目标参数包括目标转矩和目标磁链幅值；则根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号(即上述步骤240)的具体实现方式包括以下步骤：
步骤810：根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值；根据定子相电压和定子相电流，确定定子磁链幅值。
在一种可能的实现方式中，转矩测量值的确定过程为：将第二反电势转换为三相静止坐标系下电机的反电势测量值，将反电势测量值和转子角速度，确定转矩测量值。
其中，将第二反电势转换为三相静止坐标系下电机的反电势测量值可以通过Clark逆变换来实现，将第二反电势
Figure BDA0003162127520000168
转换为
Figure BDA0003162127520000169
和
Figure BDA00031621275200001610
作为一个示例，转矩测量值可以通过下述公式确定：
Figure BDA00031621275200001611
其中，
Figure BDA00031621275200001612
和
Figure BDA00031621275200001613
为电机在三相静止坐标系下的第二反电势，iA、iB和iC为定子相电流，ω为电机的转子角速度。
在一种可能的实现方式中，定子磁链幅值的确定过程为：将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；根据坐标轴测量电流和坐标轴测量电压，确定定子磁链幅值。
其中，将定子相电压、相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流可以通过Clark变换来实现，将iA、iB、iC转换为iα、iβ，将uA、uB、uC转换为uα、uβ。
作为一个示例，定子磁链幅值可以通过下述公式确定：
Figure BDA0003162127520000171
Figure BDA0003162127520000172
其中，ψs为α-β静止坐标系下定子磁链幅值，ψsα、ψsβ为定子磁链在静止坐标系下的α分量和β分量，Rs为定子绕组电阻。
步骤820：根据转矩测量值和目标转矩确定转矩误差值，根据定子磁链幅值和目标磁链幅值确定磁链误差值。
在一种可能的实现方式中，可以通过比较器确定转矩误差值和磁链误差值。其中，转矩误差值即为转矩测量值和目标转矩之间的差值，磁链误差值为定子磁链幅值和目标磁链幅值之间的差值。
步骤830：根据转矩误差值和磁链误差值，生成电机转矩控制信号。
无刷直流电机一般采用两两通电方式，即每一时刻有2个功率管导通，每隔60°电角度换向一次，每次换向1个功率管，每一功率管导通120°电角度。因此，可以用六位二进制数来表示其电压空间矢量，得到6个非零电压空间矢量V1(100001)、V2(001001)、V3(011000)、V4(010010)、V5(000110)、V6(100100)和1个零电压空间矢量V0(000000)，其中，从左到右的每一位分别表示A相、B相和C相对应的上、下桥臂开关信号的状态。零电压空间矢量表示各功率管都关断时，电机定子端电压为零。6个非零电压空间矢量相互间隔60°，将A－B－C定子三相坐标系分为6个扇区，如下表1所示的空间6扇区划分表：
表1
Figure BDA0003162127520000181
电角度θe可以通过下述公式确定：
Figure BDA0003162127520000182
基于上述分析，直接转矩控制就是通过对转矩误差值和磁链误差值进行滞环比较控制，然后根据滞环调节器的输出值和定子磁链当前所在的位置选择空间电压矢量实现对电机转矩的直接控制。
在一种可能的实现方式中，上述步骤830的实现过程为：将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第一控制参数，将磁链误差值作为磁链滞环调节器的输入，确定第二控制参数；根据第一控制参数和第二控制参数，生成相应的开关信号，开关信号用于指示逆变器输出电机转矩控制信号。
这里磁链采用三值滞环比较控制，磁链滞环调节器输出量ψQ为“1”时，表示要增加磁链，输出量ψQ为“0”时，表示保持磁链不变，输出量ψQ为“-1”时，表示要减小磁链；转矩采用二值滞环比较控制，转矩滞环调节器输出量TQ为“1”时，表示要增加转矩，输出量TQ为“0”时，表示要减小转矩。把ψQ、TQ和定子磁链所在的扇区共同决定的空间电压矢量用一张表表示出来，即为无刷直流电机直接转矩控制的开关表，如下表2(无刷直流电机转矩控制信号表)所示：
表2
Figure BDA0003162127520000183
Figure BDA0003162127520000191
通过上述表2可知，在任一扇区，如实际定子磁链幅值与目标磁链幅值相等，用一个非零矢量和零矢量控制转矩的增大或减小；当实际定子磁链幅值小于目标磁链幅值，用一个非零矢量增加磁链；当实际定子磁链幅值大于目标磁链幅值，则用另一个非零矢量减小定子磁链，实现对空间电压矢量的选择，如此，即可实现无刷直流电机的转矩控制。
在本申请实施例中，根据磁链滞环调节器输出量ψQ，转矩滞环调节器输出量TQ，以及定子磁链所在的扇区，通过查表2的方式确定逆变器中功率管的导通情况，驱动逆变器导通为电机供电，可以抑制转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。
基于上述图2对应实施例和图1b所示的电机控制系统，在另一个实施例中，如图9所示。运行参数包括定子相电压、定子相电流、转子磁场位置和转子角速度；目标参数包括目标转矩；则根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号(即上述步骤240)的具体实现方式包括以下步骤：
步骤910：根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值。
具体实现过程可参见上述步骤810和公式(24)，在此不再赘述。
步骤920：根据转矩测量值和目标转矩，确定转矩误差值。
在一种可能的实现方式中，可以通过比较器确定转矩误差值，转矩误差值即为转矩测量值和目标转矩之间的差值。
步骤930：根据转矩误差值和转子磁场位置，生成电机转矩控制信号。
由于无刷直流电机具有位置传感器(一般采用霍尔元件作为其位置传感器)，电机根据霍尔元件的3个输出信号HA、HB、HC的不同逻辑组合选择相应的电压空间矢量，给出的电压空间矢量恰好能够在电机定子上产生六边形的磁链，以实现连续电动运行。
在一种可能的实现方式中，上述步骤930的实现过程为：将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第三控制参数，根据第三控制参数和转子磁场位置，生成相应的开关信号，开关信号用于指示逆变器输出所述电机转矩控制信号。
当无刷直流电机被施加非零的基本电压矢量时，定子磁链以所加基本电压矢量幅值的速度沿所加电压矢量方向运动；当施加激励为零电压矢量时，磁链静止不动。这样，通过判断定子磁链所在的区域，施加相应的基本电压矢量，就可以使定子磁链沿着电压矢量顶点连线组成的六边形轨迹运动，实现定子磁链的自控制。
通过三个霍尔磁极位置传感器采集转子磁场位置HA、HB和HC。由于采用的是开关锁相型霍尔元件，每个输出的霍尔信号为以霍尔磁极位置传感器放置位置为中心的180°电角度宽的方波。这样，可以根据霍尔信号来判断永磁转子磁链的位置。进而使定子磁链定向于转子磁场，得到同相位的定子磁链位置。因此，只要根据霍尔信号检测出的转子磁场位置，施加相应的电压，就可实现无刷直流电机定子磁链的自控制。
具体地，转矩采用三值滞环比较控制，当转矩滞环调节器输出量TQ为“1”时，表示要增加转矩，输出量TQ为“0”时，表示要保持转矩，输出量TQ为“-1”时，表示要减小转矩。把ψQ、转子磁场位置，以及根据转子磁场位置对应的扇区共同决定的空间电压矢量用一张表表示出来，即为无刷直流电机直接转矩控制的开关表，如下表3的无刷直流电机转矩控制信号表所示：
表3
Figure BDA0003162127520000201
Figure BDA0003162127520000211
参见表3，以定子磁链位于第Ⅰ扇区为例，当施加电压V2(001001)时，定子磁链沿V6至V1顶点方向运动，同时带动转子逆时针方向旋转，由机产生的时针方向转矩增加。相反地，如果施加电压V5(000110)，则电机产生顺时针方向转矩；施加零电压矢量V0(000000)时，电机输出转矩为零。同理，其他扇区也有相同的结论。
因此，通过上述表3可知，控制电机的转矩时，可以根据定子磁链所处扇区和转矩滞环调节器的输出值TQ来选择施加的电压矢量，如此，即可实现对电机转矩的动态直接控制。
本申请实施例中，根据转矩滞环调节器的输出值TQ和定子磁链所处扇区，通过查表3的方式确定逆变器中功率管的导通情况，驱动逆变器导通为电机供电，可以抑制转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。
应该理解的是，虽然上述实施例对应的方法流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其他的顺序执行。而且，上述实施例对应的方法流程图中的至少一部分步骤可以包括多个步骤或者多个阶段，这些步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其他步骤或者其他步骤中的步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
在一个实施例中，如图10所示，提供了一种电机控制装置，该装置1000包括：获取模块1010、反电势确定模块1020、滤波模块1030和控制模块1040，其中：
获取模块1010，用于获取电机的运行参数；
反电势确定模块1020，用于将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；
滤波模块1030，用于滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；
控制模块1040，用于根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压和定子相电流和；
则反电势确定模块1020，还用于：
通过预设的第一变换函数，将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
将坐标轴测量电流和坐标轴测量电压作为反电势滑模观测器的输入，得到电机在两相静止坐标系下的反电势；
将两相静止坐标系下的反电势确定为第一反电势。
在其中一个实施例中，滤波模块1030，还用于：
通过预设的第二变换函数，将第一反电势转换为旋转坐标系下的反电势；
滤除旋转坐标系下的反电势中的二次谐波和六次谐波，得到旋转坐标系下滤波处理后的反电势；
通过第二变换函数的逆变换，将旋转坐标系下滤波处理后的反电势转换为两相静止坐标系下滤波处理后的反电势，并确定两相静止坐标系下滤波处理后的反电势为第二反电势。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压、定子相电流和转子角速度；目标参数包括目标转矩和目标定子磁链幅值；
则控制模块1040，包括：
参数确定子模块1041，用于根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值；根据定子相电压和定子相电流，确定定子磁链幅值；
误差确定子模块1042，用于根据转矩测量值和目标转矩确定转矩误差值，根据定子磁链幅值和目标磁链幅值确定磁链误差值；
控制子模块1043，用于根据转矩误差值和磁链误差值，生成电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，参数确定子模块1041，还用于：
将第二反电势转换为三相静止坐标系下电机的反电势测量值；
将反电势测量值和转子角速度，确定转矩测量值。
在其中一个实施例中，参数确定子模块1041，还用于：
将定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将定子相电压转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
根据坐标轴测量电流和坐标轴测量电压，确定定子磁链幅值。
在其中一个实施例中，控制子模块1043，还用于：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第一控制参数，将磁链误差值作为磁链滞环调节器的输入，确定第二控制参数；
根据第一控制参数和第二控制参数，生成相应的开关信号；开关信号用于指示逆变器输出电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，运行参数包括定子相电压、定子相电流、转子角速度和转子磁场位置；目标参数包括目标转矩；
则控制模块1040，包括：
参数确定子模块1041，用于根据第二反电势和转子角速度，确定转矩测量值；
误差确定子模块1042，用于根据转矩测量值和目标转矩，确定转矩误差值；
控制子模块1043，用于根据转矩误差值和转子磁场位置，生成电机转矩控制信号。
在其中一个实施例中，控制子模块1043，还用于：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第三控制参数；
根据第三控制参数和转子磁场位置，生成相应的开关信号；开关信号用于指示逆变器输出电机转矩控制信号。
在本申请实施例中，电机控制装置通过获取电机的运行参数；将运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过反电势滑模观测器确定电机的第一反电势；滤除第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；根据第二反电势、运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，电机转矩控制信号用于控制电机输出稳定的转矩。也即是，反电势滑模观测器确定的第一反电势中存在谐波，通过对目标次谐波进行滤除，可以提高反电势的精确度。进而通过第二反电势、运行参数和预设的目标参数对电机进行直接转矩控制时，能够有效抑制非理想反电动势谐波引起的转矩脉动，以及电机低速运行时电流换相引起的转矩脉动，使得电机输出稳定的转矩。
上述实施例提供的电机控制装置在对电机进行直接转矩控制时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。此外，上述电机控制装置中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
可以理解的是，上述实施例提供的电机控制装置与电机控制方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见上稳的电机控制方法实施例，这里不再赘述。
在一个实施例中，提供了一种计算机设备，该计算机设备可以为终端，其内部结构图可以如图11所示。该计算机设备包括通过系统总线连接的处理器、存储器、通信接口、显示屏和输入装置。其中，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时实现上述电机控制方法实施例中的全部或部分流程。
具体地，该计算机设备的处理器用于提供计算和控制能力。该计算机设备的存储器包括非易失性存储介质、内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统和计算机程序。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该计算机设备的通信接口用于与外部的终端进行有线或无线方式的通信，无线方式可通过WIFI、运营商网络、NFC(近场通信)或其他技术实现。该计算机程序被处理器执行时以实现一种电机控制方法。该计算机设备的显示屏可以是液晶显示屏或者电子墨水显示屏，该计算机设备的输入装置可以是显示屏上覆盖的触摸层，也可以是计算机设备外壳上设置的按键、轨迹球或触控板，还可以是外接的键盘、触控板或鼠标等。
本申请所提供的电机控制方法各实施例中所使用的对存储器、存储、数据库或其它介质的任何引用，均可包括非易失性和易失性存储器中的至少一种。非易失性存储器可包括只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、磁带、软盘、闪存或光存储器等。易失性存储器可包括随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)或外部高速缓冲存储器。作为说明而非局限，RAM可以是多种形式，比如静态随机存取存储器(Static Random Access Memory，SRAM)或动态随机存取存储器(Dynamic Random Access Memory，DRAM)等。
本领域技术人员可以理解，图11中示出的结构，仅仅是与本申请方案相关的部分结构的框图，并不构成对本申请方案所应用于其上的计算机设备的限定，具体的计算机设备可以包括比图中所示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者具有不同的部件布置。
在本申请的一个实施例中，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述各个电机控制方法实施例的流程。
具体地，实现上述电机控制方法实施例中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，该计算机程序在执行时，可包括如上述各个电机控制方法实施例的流程。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种电机控制方法，其特征在于，所述方法包括：
获取电机的运行参数；
将所述运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过所述反电势滑模观测器确定所述电机的第一反电势；
滤除所述第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势；
根据所述第二反电势、所述运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，所述电机转矩控制信号用于控制所述电机输出稳定的转矩。
2.根据权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述运行参数包括定子相电压和定子相电流；
则所述将所述运行参数作为反电势滑模观测器的输入，通过所述反电势滑模观测器确定所述电机的第一反电势，包括：
通过预设的第一变换函数，将所述定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将所述定子相电压转换为所述两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
将所述坐标轴测量电流和所述坐标轴测量电压作为所述反电势滑模观测器的输入，得到所述电机在两相静止坐标系下的反电势；
将所述两相静止坐标系下的反电势确定为所述第一反电势。
3.根据权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述滤除所述第一反电势中的目标次谐波，得到第二反电势，包括：
通过预设的第二变换函数，将所述第一反电势转换为旋转坐标系下的反电势；
滤除所述旋转坐标系下的反电势中的二次谐波和六次谐波，得到旋转坐标系下滤波处理后的反电势；
通过所述第二变换函数的逆变换，将所述旋转坐标系下滤波处理后的反电势转换为两相静止坐标系下滤波处理后的反电势，并确定所述两相静止坐标系下滤波处理后的反电势为所述第二反电势。
4.根据权利要求1-3任一所述的电机控制方法，其特征在于，所述运行参数包括定子相电压、定子相电流和转子角速度；所述目标参数包括目标转矩和目标磁链幅值；
则所述根据所述第二反电势、所述运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，包括：
根据所述第二反电势和所述转子角速度，确定转矩测量值；根据所述定子相电压和所述定子相电流，确定定子磁链幅值；
根据所述转矩测量值和所述目标转矩确定转矩误差值，根据所述定子磁链幅值和所述目标磁链幅值确定磁链误差值；
根据所述转矩误差值和所述磁链误差值，生成所述电机转矩控制信号。
5.根据权利要求4所述的电机控制方法，其特征在于，所述根据所述第二反电势和所述转子角速度，确定转矩测量值，包括：
将所述第二反电势转换为三相静止坐标系下电机的反电势测量值；
将所述反电势测量值和所述转子角速度，确定所述转矩测量值。
6.根据权利要求4所述的电机控制方法，其特征在于，所述根据所述定子相电压和所述定子相电流，确定定子磁链幅值，包括：
将所述定子相电流转换为两相静止坐标系下的坐标轴测量电流，将所述定子相电压转换为所述两相静止坐标系下的坐标轴测量电压；
根据所述坐标轴测量电流和所述坐标轴测量电压，确定所述定子磁链幅值。
7.根据权利要4所述的方法，其特征在于，所述根据所述转矩误差值和所述磁链误差值，生成所述电机转矩控制信号，包括：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第一控制参数，将磁链误差值作为磁链滞环调节器的输入，确定第二控制参数；
根据所述第一控制参数和所述第二控制参数，生成相应的开关信号；所述开关信号用于指示逆变器输出所述电机转矩控制信号。
8.根据权利要求1-3任一所述的电机控制方法，其特征在于，所述运行参数包括定子相电压、定子相电流、转子角速度和转子磁场位置；所述目标参数包括目标转矩；
则所述根据所述第二反电势、所述运行参数和预设的目标参数，生成电机转矩控制信号，包括：
根据所述第二反电势和所述转子角速度，确定转矩测量值；
根据所述转矩测量值和所述目标转矩，确定转矩误差值；
根据所述转矩误差值和所述转子磁场位置，生成所述电机转矩控制信号。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述转矩误差值和所述转子磁场位置，生成所述电机转矩控制信号，包括：
将转矩误差值作为转矩滞环调节器的输入，确定第三控制参数；
根据所述第三控制参数和所述转子磁场位置，生成相应的开关信号；所述开关信号用于指示逆变器输出所述电机转矩控制信号。
10.一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至9中任一项所述的电机控制方法的步骤。
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