CN1136572C - 一种光学储存媒体读取通道的取样系统及取样方法 - Google Patents

Abstract

一种光学储存系统读取通道的取样系统，至少包含模拟转数字取样装置、定时回复内插模组、2T时间等化电路模组、直流偏位控制电路、两倍因数内插电路模组及串列检测器。模拟转数字装置读取储存媒体的模拟讯号，定时回复内插模组对模拟转数字取样装置输出的样本进行内插，再以2T时间等化电路模组，进行高频信号补偿，以两倍因数内插电路模组将相邻数据中间的数据以内插法补回，再以串列检测器输出零错误率的位元数据。其中直流成分的讯号可在前述两倍因数内插电路模组前，模拟转数字取样后的任一时间去除。

Description

一种光学储存媒体读取通道的取样系统及取样方法

技术领域

本发明涉及一种光学储存媒体读取通道的取样系统及方法，特别是涉及以一种只读光盘驱动器(CD-ROM)或数字多用途光盘机(DVD)模拟信号读取通道的取样系统及方法。

背景技术

随着多媒体电脑与互联网络的流行，人类不但可以比从前更方便的使用电脑，还可以获得舒适的视听享受。此外，人与人之间的距离也随着通讯科技的进步而越来越近。而这其中最大的功臣之一，便是储存媒体技术的快速进步，因为不但上述的应用程序可以使用可携式高容量光学储存媒体，例如CD，VCD或DVD光碟片来传播，电脑使用者也可以通过上述的光学储存媒体或通过互联网络来传递数据、影像与声音等信息或者进行相关数据的备份，不但方便而且更为安全可靠。

对于光学储存媒体技术，市场竞争的结果，不但是追求容量的增大，例如由CD-ROM所能储存容量的极限，即从640(M byte)百万位元组还进展至容量高一个数量级或以上的DVD片(G byte)。更进一步地，也同时在进行速度的竞赛；不只是CD-ROM(唯读光碟机)、CD-R(复写一次录放机)或CD-RW(可重复读写录放机)，及至于DVD-ROM或DVD-RW等光学储存系统的发展都在进行速度倍数竞赛。

为方便说明光学储存系统面对速度不断提高的要求与成本的降低所要面临的问题，首先就需了解数字数据是如何储存于储存媒体的，之后再说明储存于储存媒体的数字数据还原技术。众所周知，光学或磁性储存系统是将数字或模拟数据记录于具有同心圆轨道(track)的或螺旋轨道(spiral track)的圆盘状的储存媒体上，例如光盘或磁碟片(盘)。数字数据调变写入头(write-head)的操作以依序记录二进位的数据于快速旋转的碟片。对于光学记录系统，数字数据是调变雷射束光的强度，以便记录一系列连续或不连续的凹坑(pit)于光盘上。

当读取记录于光盘或磁碟片上的数字数据时，同样的读取头(read-head)则以极为贴近碟片的距离对着快速旋转中的碟片读取。读取头侦测储存媒体表面的变化而产生一序列的对应脉冲并以模拟的读取信号存在，这些模拟信号可以由模拟式读取通道(analogread channe)读取，也可以由数字式读取通道(dgtal readchannel)读取。模拟式读取通道电路以连续的时间侦测上述读取头读出的模拟读取信号的尖峰(peak)，再分割(segmented)时间以解译(interpreted)为多个位元胞周期(btcellperiod)。当位元胞周期有尖峰时，位元胞就以“1”表示，否则就以“0”表示。然而，如果读取信号的尖峰没有正确的对准位元胞周期的中心就会发生错误。因此，就需要定时回复(time recovery)电路校正。

当数据密度增加时，很容易因尖峰信号的太过密集而使得非尖峰的信号和尖峰的信号互相重叠而产生错误，因此，模拟读取头读取数据时通常要以电压控制频率产生器(Voltage control frequencygenerator；VCF)配合锁相回路(phase locked loop；PLL)以降低数据的错误率。其次，当读取速率需求越高时，若以模拟式读取通道电路处理，不但成本将因速度的要求而快速成长(需要更多的组件)且对于信号的处理也不胜负荷。因为对于模拟读取头直流偏位的处理速度(DC offset tracklng)过慢而且不具有传输错误的侦测，所以模拟式读取通道电路通常适用于低速数据存取应用。

上述模拟式读取通道电路所面对的问题若改由数字式读取通道读取处理时，则可以获得大致满意的解决。例如：数字式读取通道以抗混淆信号(anti-aliasing)的低通滤波器做为模拟信号的取样，且具有自适应等化器(adaptive equalizer)，其可以在数据传输过程中因数字调变信号发生传输畸变情形时进行自动补偿而把非线性相移等干扰减到最小的程度。其次，直流偏位的处理速度快速，此外，且对于传输错误的侦测或说最大可能侦测(maximumlikely detection)容易，因此，对于高倍速应用时代，数字式读取通道几乎已完全取代模拟式读取通道。

有鉴于光学储存系统，高速读取已是一种趋势，传统方法虽已由模拟读取通道发展至错误率较低的数字读取通道，然而由于通道速率(baud rate)越来越高，例如以16倍速而言，速率约为16倍速×26Mbit/s/倍速＝400Mbit/s，要以传统的数字读取通道读取，将会很困难，因为，一般认为ADC取样频率(时序速率也是这样)至少要跟得上通道速率，即取样频率约为耐奎斯特取样率(Nyquistrate)才不会产生错误。但面对如此高的速率，ADC的设计组成元件更复杂且其成本也因此快速增加。即如最近的专利文献中，美国专利第5966415号由Bliss在1999年10月所获得的专利，“Adaptive equalization in a sub-sampled read channelfor a disk storage system”提供的sub-sampled的观念一样。其中“sub--sampled read channel”所指的便是ADC取样频率小于通道速率的技术。

Bliss提供的方法，可以以图1所示的方块图做一概述。图1中，固定时序产生器10提供一频率f_s给A/D取样电路模组20以进行模拟数据的分离时间(discrete time)取样。取样的速率，约比读取通道的速率小10％，接着被取样的数据信号输入定时回复内插电路模组(timing recovery interpolator module)30进行内插取样，定时回复内插电路模组30还提供一信号50回授给时序控制(timing control)模组40以调整定时回复内插电路模组30的工作的时序(clock)。不过，其平均进行内插的速率约和读取通道相等。因此就其实施例而言，内插的取样速率是向上调整(9/10T→T)和通道读取的速率同步，紧接着，内插取样值再经由等化器(equalizer)60进行高频讯号的补偿以便横轴(零电压)上方的信号或下方的信号更明显，以降低噪声的干扰。最后，再由串列检测器(sequence detector)70找出最大可能的数字数据以输出接近零错误率的数字信号。

然而，Bliss提供的方法仍旧需要下列步骤(1)ADC取样频率接近于(小于或相等于9/10)通道频率；(2)定时回复内插器(timing recovery interpolator)执行取样转换，因此和速率同步(即1/T)产生内插取样值；及(3)以等化器进行速率样本的内插值的数据高频补偿。因此，对于降低ADC线路及定时回复内插器的设计复杂度，帮助很有限。

发明内容

本发明的目的在于提供一种具有低成本及高速数据存取特性的一种光学储存媒体读取通道的取样系统。

本发明的另一目的在于因应ADC取样电路频率的降低而提供一种光学储存媒体读取通道的取样方法，是一种新的内插法，它所需工作频率也是通道速率的一半，因此可以大幅简化ADC取样电路所需的元件并同时也省下一半内插电路的元件。

为实现上述目的，本发明提供了一种光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：至少包含：

模拟转数字取样装置，该模拟转数字取样装置以读取通道速率一半以上的频率读取一储存媒体的模拟信号；

定时回复内插模组，该定时回复内插模组与该模拟转数字取样装置相耦合，以依据该模拟转数字取样装置输出的多个样本进行内插，而得到读取通道所有位元胞一半个数的内插数据样本；

2T时间等化电路模组，用以将内插数据样本进行数据的高频信号补偿以提高该内插数据样本的信号振幅；及，

两倍因数内插电路模组，以内插法获得读取通道所有位元胞的另一半位元胞的数据；

串列检测器，与该两倍因数内插电路模组相耦合，用以将该两相邻位元胞的串列数字数据进行检测，并输出两个位元数据为一组的二元数字码；及

直流偏位控制电路，与该两倍因数内插电路模组相耦合用以计算直流偏位的值。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：还包含一混加器，该混加器将直流偏位的值混加入该2T时间等化电路模组输出，用以将已高频信号补偿的内插数据样本中的直流偏位信号去除。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含时序控制模组，与该两倍因子内插电路模块相耦合，用以控制定时回复内插模组的取样位置和时脉致能与否计算直流偏位的值；

其中上述的两倍因数内插电路模组，更包含回授一信号至该直流偏位控制电路，以开启或关闭该直流偏位控制电路的运作，及回授另一信号至该时序控制模组。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含一混加器，用以将该直流偏位的值混加入该定时回复内插模组的输出，用以将已定时回复的内插数据样本中的直流偏位信号去除。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含一混加器，用以将该直流偏位的值混加入该模拟转数字取样装置的输出，用以将该模拟转数字取样的数据样本中的直流偏位信号去除。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的模拟转数字装置是以读取通道速率的至少一半速率进行模拟转数字取样。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组是以1/(2T)的读取通道速率进行每2T时间一个数据样本的内插。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组是一有限脉冲响应过滤电路。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组对每2T时间数据样本的内插是利用一定时化的系数表格，以获得多个相邻2T时间点的内插值的多项式系数，并予以计算而获得该时间点的内插值。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的另一半个数的位元胞数据是指所述每两个相邻且经高频信号补偿的该内插数据中间的时间的数据以该两倍因数内插电路模组内插法获得。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组至少包含：

多数个数据暂存器，用以储存2T时间间隔的该已高频信号补偿的内插数据样本；

多数个储存内插多项式系数的暂存器；

多数个乘法器，用以将该多数个内插多项式系数与经高频信号补偿的内插数据样本分别相乘；及

一加法器用以将该多数个乘法器的内容相加以输出信号。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组是以6个至8个固定值的多项式系数和最相邻的6个至8个经高频信号补偿的该内插数据样本分别相乘，并加总而得到该6个至8个已高频信号补偿的该内插数据样本最中间的一位元输出，及其相邻的一个该经高频信号补偿的该内插数据样本的另一位元输出。

所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的串列检测器是以Trellis状态转移图校正输出数据的正确性。

本发明还提供一种光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：至少包含以下步骤：

以该读取通道速率的一半进行取样，并由此取得该读取通道的模拟信号；

将所述模拟信号样本进行内插，以得到读取通道所有位元胞一半个数的内插值样本；

将所述一半个数的内插值以2T时间间隔等化器作高频补偿；

在每两个相邻高频信号补偿后的样本中间进行两倍因数内插，藉以补足未取样的中间样本；

对两倍因数内插补足后的数据样本作串列检测以输出两个位元数据为一组的二元数字码；及

根据两倍因数内插补足后的数据样本以计算直流偏位的值。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的取样是以模拟转数字取样装置进行取样。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的内插取样是以定时回复内插模组而取得2T时间间隔的数据样本。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的定时回复内插模组进行每2T时间一个数据样本的内插是利用定时变化的内插多项式系数表格，以获得多数个相邻2T时间点的内插值的多项式系数并予以计算而获得该时间点的内插值。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的进行两个相邻内插值样本中间漏失的数据内插是以两倍因数内插电路产生。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组是以6个至8个固定值的多项式系数和最相邻的6个至8个该内插数据样本分别相乘，并加总而得到该内插数据样本最中间的一位元输出。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的的两倍因数内插电路模组一次输出两个位元数据，一个是待计算的位元，另一个是其相邻的一个该内插数据样本。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：该串列检测器校正该两倍因数内插电路模组所输出的两个位元数据的错误数据是以Trellis状态转移图校正输出数据的正确性。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在内插值样本的高频补偿步骤后去除直流偏位成分。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在取样步骤后，及在模拟讯号样本进行内插前去除直流偏位成分。

所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在模拟讯号样本进行内插步骤后，及内插值样本进行高频补偿步骤前去除直流偏位成分。

采用了上述技术方案后，本发明的一种光学储存媒体读取通道的取样系统，该系统至少包含一模拟转数字取样装置，模拟转数字装置以大于读取通道速率一半的频率，例如8/7＊1/(2T)，读取储存媒体的模拟信号；此外，一定时回复内插模组(timing recoveryinterpolator module)根据模拟转数字取样装置输出的多数个样本进行内插，用以得到读取通道所有位元胞一半个数的内插数据样本。

一2T时间答化电路模组(2T-spaced equalizer)随后将内插数据样本进行数据的高频信号补偿，以提高内插数据样本的信号振幅，这样可以减少噪声干扰所导致的数据读取错误。一两倍因数内插电路模组(factor 2 interpolator)，则将读取通道所有位元胞的另一半个数的位元胞的数据以内插法补回且一次输出两相邻位元胞的串列数字数据。

最后，再以串列检测器(sequence detector)，利用两个样本输入—两位元输出的Trellis状态转移图将串列数字数据检测并依序以两样本进两位元出的方式输出零错误率位元数据。

因此，本发明具有低成本及高速数据存取特性；并且本发明的方法是一种新的内插法，它所需工作频率也是通道速率的一半，所以可以大幅简化ADC取样电路所需的元件并同时也省下一半内插电路的元件。

下面，结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细的描述。

附图说明

图1绘示依据传统方法设计的数字读取通道的方块示意图。

图2绘示依据本发明的第二实施例设计的光学储存系统数字读取通道的方块示意图。

图3(A)至图3(E)绘示依据图2的方块示意图中各节点输出信号的示意图，其中：

图3(A)绘示ADC取样后输出信号的示意图、图3(B)绘示定时回复内插电路模组输出信号的示意图、图3(c)绘示2T时间等化电路模组输出信号的示意图、图3(D)绘示两倍因数内插电路模组输出信号的示意图，而图3(E)绘示串列检测器输出信号的示意图。

图4绘示依据本发明方法设计的光学储存系统的两倍因数内插电路模组细部方块图说明。

图5绘示依据本发明方法设计的光学储存系统的串列检测器以Trellis状态转移图进行两个样本输入—两位元输出的示意图。

图6绘示依据本发明的第二实施例设计的光学储存系统数字读取通道的方块示意图。

图7绘示依据本发明的第三实施例设计的光学储存系统数字读取通道的方块示意图。

具体实施方式

有鉴于光学储存系统，传统的模拟式读取通道或者数字式读取通道所存在的问题，以本发明所提供的方法，相较于传统数字读取通道取样方法或Bliss所提供的子取样(sub-sampled)将更具有竞争性。由于光学储存媒体的模拟式信号读回(analog read-backsignal)的频谱(frequency spectrum)的频宽极限制(bandwidth limit)是1/(4T)，因此本发明方法，是以(1)首先A/D取样率仅略大于一半的通道速率(约1/(2T))；(2)接着以定时回复内插器以一速率执行向下的取样，以产生内插取样；(3)以2T时间间隔的等化器补偿上述一半速率的内插值；且(4)最后再以2倍个数内插电路产生两个相邻内插值中间漏失的数据。因此，A/D取样电路的设计或者组成元件将更简单，同样的进行内插的电路也可以因其速度不必像读取通道的速率一般快(仅需其一半即可)，因此元件所需个数更是可以简化。关于定时回复内插与两倍因数内插的关系以及作用原理，已经在(1)Gardner，F.M.″Interpolation in digital modems.I.Fundamentals，″IEEE Transactions on Communications，Volume 41，Issue 3，Pages：501-507，Mar 1993.；(2)Erup，L.；Gardner，F.M.；Harris，R.A.，″Interpolation indigital modems.II.Implementation and performance″，IEEE Transactions on Communications，Volume 41，Issue6，Pages：998-1008，Jun 1993.；(3)Vaidyanathan，P.P.，“Multirate systems and filter banks，Chapter 4，Prentice Hall，Englewood Cliffs，NJ.，1993的文献中提出详细说明，而可为熟悉该项技术的人士所熟知而据以实施，故此不再赘述。

本发明数字通道读取系统的第一较佳实施例说明，参考图2所示的方块图，至少包含A/D取样电路模组100、频率产生器模组110、定时回复内插电路模组(timing recovery interpolatormodule简称TRI)120、时序控制器(timingcontrol circuit)130、2T时间等化电路模组(2T-spaced equalizer)140、直流偏位控制电路150、两倍因数内插电路模组(factor 2interpolator)160及串列检测器(sequencedetector)190。其中，两倍因数内插电路模组(factor 2 interpolator)160以串列式输出两相邻的内插数据，并回授讯号170及180分别给直流偏位控制电路150及时序控制模组130，以调整开启或关闭的时机。

以下将分别说明各电路模组的功能与其相互关系。首先A/D取样电路模组100是由一低通滤波器及取样电路所组成，以频率产生器模组110所提供的固定频率f_s进行读取通道模拟信号的取样，以一较佳的实施例而言，f_s取样频率大于读取头所读取的模拟信号速率(1/T)的一半即可，以图3A的A/D取样输出示意图为例，所选定f_s约为8/7＊1/(2T)。以此一取样频率，将可以大幅减少A/D取样电路所需的元件数量。

定时回复内插电路模组与时序控制模组详细说明：

仍参考图2，A/D取样电路模组100取样的数据，接着输入定时回复内插电路模组TRT 120以进行内插取样。定时回复内插电路模组是一有限脉冲响应过滤电路(finite impulse responsefilter，简FIRF)。FIRF是一种对单位脉冲的输入信号的响应为有限长度序列的数字过滤器，其具有精确的线性相位特性。此种FIRF的滤波器系数可由内插多项式系数所构成。

由于TRT 120取样的频率是由时序控制模组130所提供，以一较佳的实施例而言，时序控制模组130提供的频率等于读取通道的频率的一半。时序控制模组130还受到两倍因数内插电路模组 60提供的回授信号180而调整TRT 120进行内插取样的时机，即可决定何时开启或关闭。在此步骤中仍然不将每一位元数据以内插补齐(如此每两个通道的位元胞(bit cells)只需计算一个样本)，其原因是：因A/D取样电路模组100及数字芯片的时序(clock)f_s是略大于读取通道的时序除以2，即1/(2T)，如此可大幅降低电力消耗与简化定时回复内插电路模组120的组件(component)个数与设计而降低其设计复杂度。

然而，由于TRI 120自A/D取样电路模组100(频率约为8/7＊1/(2T)得到的数据，在进行某一时间点的内插(interpolation)时，用以做为该时间点计算的A/D取样点和该时间点的距离并非等距，而是随时间而变化。为满足这种情况，则是先建立一定时变化的内插多项式系数(timing-varyingcoefficient)表格，然后，由TRI 120依据时间查询表格内各时间点的差距而获得多项式系数，以计算每2T时间点的内插值。例如，图3B的第k1时间的内插数据是以图3A的m1、m2、m3、m4、m5、m6等时间点的多个数据进行内插，因为即使m1、m2、m3、m4、m5、m6等距，但相对于第k1时间，m4对k1与计算第k2时间的m5对k2并不等距。因此，只有依据时间查询表格内的系数做为内插多项式的系数才能计算。

请注意，当IC时序以f_s的频率供应A/D取样电路模组100时，定时回复内插电路模组120则是以1/(2T)的每秒取样率同步取样，换言之，当内插电路模组120产生一有效的取样值时，附属时序便允许进行随后的下一个程序处理，当内插电路120不在作用(not activated)时，附属时序便失效(disable)，这部分是由两倍因数内插电路模组160提供的回授讯号180而控制。因此，平均而言，每秒将有(f_s-1/(2T))的时脉是失效的，1/(2T)的时脉是致能的(enable)。

为了更详细说明定时回复内插电路模组120与时序控制模组130进行内插取样的步骤以及所得到的内插取样值，今特别举出一个实际范例来详加说明。以f_s＝8/7＊1/(2T)为例，假设DVD(t)为读取头模拟讯号，AD(n)为A/D取样电路模组100取样值，其中t为连续时间指标(continuous-time index)，而n为整数分离时间指标(discrete-timeindex)。A/D取样值为

AD(-1)＝DVD(-2T＊7/8)、

AD(0)＝DVD(0)、

AD(+1)＝DVD(2T＊7/8)、

AD(+2)＝DVD(2＊2T＊7/8)、

AD(+3)＝DVD(3＊2T＊7/8)、

也就是说AD(n)＝DVD(n＊2T＊7/8)，A/D取样电路模组取样在时间t＝n＊2T＊7/8。为了要取得欲取DVD(t)一半速率(1/2T)的同步数据样本，时序控制模组130必须产生频率为1/2T的时序，以控制定时回复内插电路模组120以内插方式计算出

····················

DVD(-2T)＝AD(-8/7)、

DVD(0)＝AD(0)、

DVD(+2T)＝AD(+8/7)、

DVD(+4T)＝AD(+2＊8/7)、

DVD(+6T)＝AD(+3＊8/7)、

等内插值。以4阶定时回复内插为例，

AD(k+□)＝

□_-1(□)＊AD(k-1)+□₀(□)＊AD(k)+

□₁(□)＊AD(k+1)+□₂(□)＊AD(k+2)

其中0<＝□□□□□，而□_-1(□)、□₀(□)、□₁(□)、□₂(□)为依据时间查询表格而得的内插多项式的系数。例如欲取得DVD(4T)，k＝2，□＝2/7，计算如下

DVD(4T)＝AD(2＊8/7)

AD(2+2/7)＝

□_-1(2/7)＊AD(1)+□₀(2/7)＊AD(2)+

□₁(2/7)＊AD(1)+□₂(2/7)＊AD(2)

欲取得DVD(6T)，则k＝3，□＝3/7。欲取得DVD(8T)，则k＝4，□＝4/7。而时序控制模组130必须进行k及□的计数和内插模组120时脉致能与否。请注意，从DVD(12T)，k＝6，□＝6/7，跳到DVD(14T)，k＝8，□＝0，其中k从6跳到8，有1个时脉是失效的。平均而言，每秒共有f_s＝8/7＊1/(2T)个时脉，其中有1/8的时脉是失效的(内插模组关闭)，有7/8的时脉是致能的(内插模组开启)。关于如何使内插时序与读取通道的位元胞同步、如何实现定时回复内插、与如何产生内插多项式系数，这些原理与实现细节在前述的文献(1)与(2)中有详细说明。

2T时间等化电路模组详细说明：

在进行1/(2T)定时内插取样后，一2T时间等化电路模组140接着将1/(2T)定时内插数据值进行数据的高频信号补偿。这是因一般DVD或CD光碟系统对二位元数据读取的判断是以在crosspoint上或下来判断数据为1或0，因此，只要有噪声的干扰便极有可能造成数据的判别错误。最好的方式便是把A/D取样时所遗漏的高频信号补偿回来。如图3C所示每2T定时数据点的信号的振幅将以放大器而适当提高，以使得信号振幅高低更加明显(远离绝对时间轴)，但不可将高频部分过度补偿，否则可能有更多的的噪声也会被加入。

一般而言，高频讯号补偿补偿是在加强频率1/6T的高频信号部分。一个简单的3抽头(3-Tap)2T时间等化的例子为

EQ(2mT)＝a1＊DVD(2mT-2T)+a0＊DVD(2mT)

+a1＊DVD(2mT+2T)

其中a1与a0为等化系数，m为整数discrete-timeindex。DVD(2mT-2T)、DVD(2mT)、DVD(2mT+2T)为定时回复内插电路模组的输出，而EQ(2mT)为2T时间等化模组的输出。

直流偏位控制电路模组详细说明：

随后，以图2为例，两倍因数内插电路模组160同时也回授讯号170至直流偏位控制电路150以计算直流偏位，然后再经由混加器145消除非数据信号的直流偏位(负值)。

现以算术方法来说明直流偏位控制偏位元电路模组如何计算直流偏位。假设现在时刻为n，现在时刻的直流偏位值为DC(n)，现在时刻的两倍因数内插模组的两个输出为x(2nT)和x(2nT-T)，下个时刻的直流偏位值可计算为：

DC(n+1)＝DC(n)+b＊x(2nT)+b＊x(2nT-T)

其中b为一个小系数。于是同时，以图2为例，混加器145可将现时刻直流偏位值从2T时间等化模组140的输出扣除，

x(2nT+6T)＝EQ(2nT)-DC(n)，

而得到两倍因数内插电路模组的输入x(2nT+6T)。而直流偏位控制电路150则不断依上述算式调整直流偏位值。

两倍因数内插电路模组详细说明：

由于上述的步骤中并未于每一个T都取得数据，而是在每2T间隔时间内取一点，因此，两倍因数内插电路模组160(参考图2)便是用以将每一位元的取样数据补齐(参考图3D)。以一较佳的实施例而言，两倍因数内插电路是利用多数个数据点将做为运算的参考数据，运用为内插的参考数据点越多效果当然更佳，不过基于硬件架构的成本考虑与实际的需要约需6至8个数据点即可。为方便说明如何运算起见，参考图4，假设整数n为分离时间指标(discrete-time index)，而x(2nT+5T)、x(2nT+3T)、x(2nT+1T)、x(2nT-1T)、x(2nT-3T)、x(2nT-5T)为2T时间等化电路模组的输出，并分别储存于数据暂存器a、b、c、d、e、f中。欲求得待决定(pending)的数据点x(2nT)，六个数据暂存器值分别与常数系数C3、C2、C1、C1、C2、c3利用六个乘法器220相乘，其六个乘积由一加法器230加总。加总结果即为x(2nT)。以算术式可表示为

x(2nT)＝

C3＊x(2nT+5T)+C2＊x(2nT+3T)+C1＊x(2nT+T)+

C1＊x(2nT-T)+C2＊x(2nT-3T)+C3＊x(2nT-5T)。

举例而言，C3、C2、C1可为2/64、-9/64、39/64。关于两倍因数内插的原理是基于多相位元内插滤波器(PolyphaseInterpolation Filter)与半频带滤波器(Half-BandFilter)，可参考上述文献(3)中的详细说明。

经两倍因数内插电路模组160运算的结果，除了在时序致能(clock enable)由加法器230输出待求点x(2nT)外，请注意图4中另有进行时间延迟2T的缓冲器240，这样才能保证两个相邻样本可以同时输出x(2nT-T)的值。两倍因数内插电路模组160补齐每一位的取样数据而使信号的高或低可以分辨，如图3D所示。接着串列检测器190在时序致能期则需一次处理两个输入的数据样本并产生两个数字输出数据以进行串列二元码的输出，其结果请参考图3E所示。

串列检测器详细说明：

一个最简单的串列检测器只须依照信号大于零或小于零来判定位元数据。为进一步防止噪声的干扰，可采用Trellis状态转移图来实现串列检测器。

图5说明本发明串列检测器190(参考图2)如何利用Trelis状态转移图一次处理由两倍因数内插电路模组160所输入的两个数据样本以成为一组的串列数据，并顺序产生两个位元为一组的二元码输出。由于光盘储存媒体，例如DVD，最小的执行长度(run-length)为3，且不允许单独二元码出现，例如“010”、“101”的状态或只有两个相同的二元码同时出现，例如串列顺序“0110”或“1001”都是禁止的以避免读出因噪声而造成错误的数据。因此在两倍因数内插电路模组160一次要处理两个输入的数据样本，并产生两个数字输出数据。其中第一纵列250的各位元组(b3b2b1)中的最后一个位元(b1)是用以推测目前输入的两个输入数据样本，如260所示(c2c1)最大可能的情况，第三纵列270则是依据第一纵列250的一位元组(b3b2b1)最后一位元(b1)及目前由260输入的两个输入(c2c1)结合，以输出新的可能的位元组(d3d2d1)。

纵列270位元组(d3d2d1)，随即成为两倍因数内插电路模组160下一组输出的先前可能位元组，即由(d3d2d1)--(b3b2b1)。依此，当串列检测器(sequence detector)190依序接收了数组数据样本后，即可以依据前后的路径，进行综合判断而校正因噪声所造成的错误以获得完全错误率极低或无(error free)的数字二元码的输出。

例如，目前串列检测器190最大可能的输入是“11”，先前已判读的二元码有下列几个可能即“000”，“001”，”011”或“111”其他均不可能，如纵列250所示。因此最后可能输出的数字二元码的结果则是第二纵列270中的“011”或“111”，其他均不可能。此外，又如果串列检测器240输入的是“01”，则先前第一纵列250只有“000”或“100”为可能的，依此输出的二元码是只有“001”为允许的。因此，利用上述的Trellis状态转移图，彼此互为校正的关系，即可用以捡出噪声所造成的错误。

由于，本发明的最重要观念是使用(1)等化器允许每2T-时间间隔取一数据，(2)以两倍因数内插电路以确保降低A/D速率，不会造成失真。至于直流偏位控制电路150的位置则并非关键，例如，上述第一实施例中，是在2T-时间等化模组140先对数据信号操作后，再去除直流成分，而依据本发明的第二实施例，如图6所示的设计，直流偏位控制电路150及混加器145则是安排于定时回复内插电路模组120与两倍时间等化模组140之间，因此，当定时回复内插电路模组120进行与A/D取样模组100非同步内插后，利用混加器145将直流偏位控制电路150导入以去除直流成分。

除此之外，本发明的较佳实施例，还可变化至如图7所示的第三实施例。直流偏位控制电路150及混加器145在A/D取样模组100进行取样后，即先行将直流成分去除，再进行定时回复内插电路模组120的操作。由于上述第二实施例及第三实施例仅将直流偏位控制电路150及混加器145的位置做适当的调整，其他各模组方块功能相同，因此在此不予赘述。

本发明仅以较佳实施例说明如上，并非用以限定本发明的申请范围。

Claims (24)

1、一种光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：至少包含：

模拟转数字取样装置，该模拟转数字取样装置以读取通道速率一半以上的频率读取一储存媒体的模拟信号；

定时回复内插模组，该定时回复内插模组与该模拟转数字取样装置相耦合，以依据该模拟转数字取样装置输出的多个样本进行内插，而得到读取通道所有位元胞一半个数的内插数据样本；

2T时间等化电路模组，用以将内插数据样本进行数据的高频信号补偿以提高该内插数据样本的信号振幅；及，

两倍因数内插电路模组，以内插法获得读取通道所有位元胞的另一半位元胞的数据；

串列检测器，与该两倍因数内插电路模组相耦合，用以将该两相邻位元胞的串列数字数据进行检测，并输出两个位元数据为一组的二元数字码；及

直流偏位控制电路，与该两倍因数内插电路模组相耦合用以计算直流偏位的值。

2、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：还包含一混加器，该混加器将直流偏位的值混加入该2T时间等化电路模组输出，用以将已高频信号补偿的内插数据样本中的直流偏位信号去除。

3、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含时序控制模组，与该两倍因子内插电路模块相耦合，用以控制定时回复内插模组的取样位置和时脉致能与否计算直流偏位的值；

其中上述的两倍因数内插电路模组，更包含回授一信号至该直流偏位控制电路，以开启或关闭该直流偏位控制电路的运作，及回授另一信号至该时序控制模组。

4、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含一混加器，用以将该直流偏位的值混加入该定时回复内插模组的输出，用以将已定时回复的内插数据样本中的直流偏位信号去除。

5、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：更包含一混加器，用以将该直流偏位的值混加入该模拟转数字取样装置的输出，用以将该模拟转数字取样的数据样本中的直流偏位信号去除。

6、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的模拟转数字装置是以读取通道速率的至少一半速率进行模拟转数字取样。

7、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组是以1/(2T)的读取通道速率进行每2T时间一个数据样本的内插。

8、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组是一有限脉冲响应过滤电路。

9、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的定时回复内插模组对每2T时间数据样本的内插是利用一定时化的系数表格，以获得多个相邻2T时间点的内插值的多项式系数，并予以计算而获得该时间点的内插值。

10、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的另一半个数的位元胞数据是指所述每两个相邻且经高频信号补偿的该内插数据中间的时间的数据以该两倍因数内插电路模组内插法获得。

11、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组至少包含：

多数个数据暂存器，用以储存2T时间间隔的该已高频信号补偿的内插数据样本；

多数个储存内插多项式系数的暂存器；

多数个乘法器，用以将该多数个内插多项式系数与经高频信号补偿的内插数据样本分别相乘；及

一加法器用以将该多数个乘法器的内容相加以输出信号。

12、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组是以6个至8个固定值的多项式系数和最相邻的6个至8个经高频信号补偿的该内插数据样本分别相乘，并加总而得到该6个至8个已高频信号补偿的该内插数据样本最中间的一位元输出，及其相邻的一个该经高频信号补偿的该内插数据样本的另一位元输出。

13、根据权利要求1所述的光学储存媒体读取通道的取样系统，其特征在于：所述的串列检测器是以Trelis状态转移图校正输出数据的正确性。

14、一种光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：至少包含以下步骤：

以该读取通道速率的一半以上进行取样，并由此取得该读取通道的模拟信号；

将所述模拟信号样本进行内插，以得到读取通道所有位元胞一半个数的内插值样本；

将所述一半个数的内插值以2T时间间隔等化器作高频补偿；

在每两个相邻高频信号补偿后的样本中间进行两倍因数内插，藉以补足未取样的中间样本；

对两倍因数内插补足后的数据样本作串列检测以输出两个位元数据为一组的二元数字码；及

根据两倍因数内插补足后的数据样本以计算直流偏位的值。

15、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的取样是以模拟转数字取样装置进行取样。

16、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的内插取样是以定时回复内插模组而取得2T时间间隔的数据样本。

17、根据权利要求16所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的定时回复内插模组进行每2T时间一个数据样本的内插是利用定时变化的内插多项式系数表格，以获得多数个相邻2T时间点的内插值的多项式系数并予以计算而获得该时间点的内插值。

18、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的进行两个相邻内插值样本中间漏失的数据内插是以两倍因数内插电路产生。

19、根据权利要求16所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的两倍因数内插电路模组是以6个至8个固定值的多项式系数和最相邻的6个至8个该内插数据样本分别相乘，并加总而得到该内插数据样本最中间的一位元输出。

20、根据权利要求16所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：所述的的两倍因数内插电路模组一次输出两个位元数据，一个是待计算的位元，另一个是其相邻的一个该内插数据样本。

21、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：该串列检测器校正该两倍因数内插电路模组所输出的两个位元数据的错误数据是以Trelis状态转移图校正输出数据的正确性。

22、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在内插值样本的高频补偿步骤后去除直流偏位成分。

23、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在取样步骤后，及在模拟讯号样本进行内插前去除直流偏位成分。

24、根据权利要求14所述的光学储存媒体读取通道的取样方法，其特征在于：还包含在模拟讯号样本进行内插步骤后，及内插值样本进行高频补偿步骤前去除直流偏位成分。

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