CN113647012A - 电机驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器 - Google Patents

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松尾遥
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Abstract

电机驱动装置(2)驱动具有不对称形状的齿(12e)的单相电机(12)。电机驱动装置(2)具备向单相电机(12)供给交流电的逆变器(11)，在对单相电机(12)施加逆变器(11)的输出电压而起动单相电机(12)时，在流过逆变器(11)或单相电机(12)的电流的绝对值超过第一阈值(Vth1)的情况下，停止输出电压的施加，之后，使输出电压的极性反转。

Description

电机驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器
技术领域
本发明涉及驱动单相电机的电机驱动装置、搭载有由电机驱动装置驱动的单相电机的电动送风机、电动吸尘器以及干手器。
背景技术
以往，当在多相无刷电机中进行无位置传感器起动的情况下，存在如下方法：以电机追随逆变器生成的旋转磁场而旋转的方式施加高频的电压。另外，在下述专利文献1中公开了如下方法：在三相的无传感器无刷电机的起动方法中，通过一次通电来设定转子的初始位置，基于所设定的初始位置使转子的旋转速度上升，在旋转速度上升之后，进行转子的位置检测。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平1-308192号公报
发明内容
发明要解决的课题
如上所述，在多相电机中提出了各种起动方法。但是，在单相电机的情况下，无法利用逆变器生成旋转磁场。因此，即便施加高频的电压，也难以判断转子的位置。因此，在以无位置传感器的方式起动单相电机的情况下，存在难以进行稳定的起动的课题。
本发明是鉴于上述状况而作出的，其目的在于得到一种即便在以无位置传感器的方式起动单相电机的情况下，也能够稳定地起动单相电机的电机驱动装置。
用于解决课题的方案
为了解决上述课题并实现上述目的，本发明是对具有不对称形状的齿的单相电机进行驱动的电机驱动装置。电机驱动装置具备向单相电机供给交流电的逆变器。电机驱动装置在对单相电机施加逆变器的输出电压而起动单相电机时，在流过逆变器或单相电机的电流的绝对值超过第一阈值的情况下，停止输出电压的施加，之后，使输出电压的极性反转。
发明的效果
根据本发明的电机驱动装置，能够起到如下效果：即便在以无位置传感器的方式起动单相电机的情况下，也能够稳定地起动单相电机。
附图说明
图1是表示包括实施方式的电机驱动装置在内的电机驱动系统的结构的框图。
图2是用于说明实施方式中的单相电机的结构的剖视图。
图3是表示对图2所示的单相电机进行了励磁时的转子位置的变化的图。
图4是表示图2所示的单相电机的转矩特性的图。
图5是图1所示的逆变器的电路图。
图6是表示图5所示的逆变器的变形例的电路图。
图7是表示图1所示的控制部的功能部位中的生成脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation：PWM)信号的功能部位的框图。
图8是表示图7所示的载波比较部的一例的框图。
图9是表示使用图8所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。
图10是表示图7所示的载波比较部的另一例的框图。
图11是表示使用图10所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。
图12是表示使用图8所示的载波比较部进行了动作时的主要部分的波形例的与图9不同的时序图。
图13是用于说明实施方式中的起动控制的第一图。
图14是用于说明实施方式中的起动控制的第二图。
图15是用于说明实施方式中的电流检测定时的时序图。
图16是具备实施方式的电机驱动装置的电动吸尘器的结构图。
图17是具备实施方式的电机驱动装置的干手器的结构图。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式的电机驱动装置、电动送风机、电动吸尘器以及干手器进行详细说明。需要说明的是，本发明并不限定于以下的实施方式。
实施方式.
图1是表示包括实施方式的电机驱动装置2在内的电机驱动系统1的结构的框图。图1所示的电机驱动系统1具备单相电机12、电机驱动装置2以及蓄电池10。电机驱动装置2是向单相电机12供给交流电来驱动单相电机12的驱动装置。蓄电池10是向电机驱动装置2供给直流电的直流电源。
电机驱动系统1具备电压传感器20以及电流传感器22。电机驱动系统1是不使用用于检测转子12a的旋转位置的位置传感器信号的所谓的无位置传感器的驱动系统。
电机驱动装置2具备逆变器11、模拟数字转换器30、控制部25以及驱动信号生成部32。
电压传感器20是检测从蓄电池10向电机驱动装置2输出的直流电压Vdc的传感器。直流电压Vdc是蓄电池10的输出电压，是向逆变器11施加的电压。
电流传感器22是检测电机电流Im的传感器。电机电流Im是从逆变器11向单相电机12供给的交流电流。电机电流Im与在卷绕于单相电机12的定子12b的、在图1中未图示的绕组中流动的交流电流相等。电流传感器22能够例示变流器(Current Transformer：CT)、或使用分流电阻来检测电流的电流检测器。
单相电机12被用作使未图示的电动送风机旋转的旋转电机。电动送风机搭载于电动吸尘器以及干手器这样的装置。
需要说明的是，在本实施方式中，电压传感器20检测直流电压Vdc，但并不限于此。电压传感器20的检测对象也可以是作为电机驱动装置2的输出电压的逆变器输出电压。需要说明的是，逆变器输出电压与从逆变器11向单相电机12输出的交流电压相等。另外，逆变器输出电压与后述的电机施加电压同义。
逆变器11是将从蓄电池10施加的直流电压Vdc转换为交流电压的电力转换器。逆变器11与单相电机12连接，通过对单相电机12施加转换而得到的交流电压，向单相电机12供给交流电。
模拟数字转换器30是将模拟数据转换为数字数据的信号转换器。模拟数字转换器30将由电压传感器20检测到的直流电压Vdc的检测值转换为数字数据并输出到控制部25。另外，模拟数字转换器30将由电流传感器22检测到的电机电流Im的检测值转换为数字数据并输出到控制部25。
控制部25基于由模拟数字转换器30转换而得到的数字输出值30a和电压振幅指令V*，生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4(以下，适当标记为“Q1～Q4”)。关于电压振幅指令V*，在后面叙述。
驱动信号生成部32基于从控制部25输出的PWM信号Q1～Q4，生成用于驱动逆变器11内的开关元件的驱动信号S1、S2、S3、S4(以下，适当标记为“S1～S4”)。
控制部25具有处理器31、载波生成部33以及存储器34。处理器31生成用于进行PWM控制的PWM信号Q1～Q4。处理器31是进行与PWM控制以及提前角控制相关的各种运算的处理部。作为处理器31，能够例示CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、微处理器、微型计算机、微机、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)或系统LSI(Large ScaleIntegration：大规模集成电路)。
在存储器34中保存由处理器31读取的程序。存储器34也被用作处理器31进行运算处理时的作业区域。存储器34通常是RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable ROM：可擦除可编程ROM)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM：电EPROM)这样的非易失性或易失性的半导体存储器。载波生成部33的结构的详细情况在后面叙述。
图2是用于说明实施方式中的单相电机12的结构的剖视图。在图2中，作为实施方式中使用的单相电机12的一例，示出单相的永磁铁无刷电机的转子12a以及定子12b的截面形状。
转子12a与轴12c嵌合，构成为能够沿图示的箭头方向、即逆时针方向旋转。在转子12a沿周向排列有4个永磁铁。这4个永磁铁以磁化方向在周向上交替地反转的方式配置，形成转子12a的磁极。需要说明的是，在本实施方式中，例示转子12a的磁极数为4极的情况，但转子12a的磁极数也可以是4极以外的磁极数。
在转子12a的周围配置有定子12b。定子12b通过将4个分割芯12d呈环形连结而构成。
分割芯12d具有不对称形状的齿12e。在齿12e上卷绕有绕组12f。齿12e具有向转子12a侧突出的第一前端部12e1以及第二前端部12e2。相对于旋转方向，处于旋转方向的前方的一侧是第一前端部12e1，处于旋转方向的后方的一侧是第二前端部12e2。在此，将第一前端部12e1与转子12a之间的距离称为“第一间隙”，用G1表示。另外，将第二前端部12e2与转子12a之间的距离称为“第二间隙”，用G2表示。在第一间隙G1与第二间隙G2之间存在G1<G2的关系。
图3是表示对图2所示的单相电机12进行了励磁时的转子位置的变化的图。图4是表示图2所示的单相电机的转矩特性的图。在图3的上段部表示转子12a的停止位置。在转子12a的停止位置，表示磁极的中心的磁极中心线和表示结构上的中心的齿中心线以磁极中心线相对于旋转方向在前的方式错开。这是因单相电机12具有不对称形状的齿12e的结构而产生的。通过该结构，表现出图4所示那样的转矩特性。
在图4中，实线所示的曲线K1表示电机转矩，虚线所示的曲线K2表示齿槽转矩。电机转矩是因在定子12b的绕组中流动的电流而在转子12a产生的转矩。齿槽转矩是在电流未流过定子12b的绕组时因永磁铁的磁力而在转子12a产生的转矩。将逆时针方向取为转矩的正向。另外，图4的横轴表示机械角，磁极中心线与齿中心线一致的转子12a的停止位置为机械角0°。如图4所示，机械角为0°时的齿槽转矩为正。因此，转子12a沿逆时针方向旋转，在齿槽转矩为零的机械角θ1的位置停止。该机械角θ1的位置是图3的上段部所示的停止位置。
在图2所示的单相电机12的情况下，转子12a的停止位置有两处。一个停止位置是上述图3的上段部所示的停止位置，另一个是图3的下段部所示的停止位置。当对绕组12f施加直流电压时，沿逆时针方向旋转，经过图3的中段部所示的励磁中的状态，在图3的下段部所示的状态下停止。在图3的例子的情况下，由于通过直流电压的施加而在齿12e产生的磁力与相向的转子12a的磁极为同极，因此，在旋转方向上施加转矩，转子12a旋转。接着，经过某个时间，在产生于齿12e的磁力和相向的转子12a的磁极成为异极的图3的下段部的位置稳定地停止。
图5是图1所示的逆变器11的电路图。逆变器11具有桥接的多个开关元件51、52、53、54(以下，标记为“51～54”)。
开关元件51、52构成作为第一分支的分支5A。分支5A是串联连接有作为第一开关元件的开关元件51和作为第二开关元件的开关元件52的串联电路。
开关元件53、54构成作为第二分支的分支5B。分支5B是串联连接有作为第三开关元件的开关元件53和作为第四开关元件的开关元件54的串联电路。
分支5A、5B以在高电位侧的直流母线16a与低电位侧的直流母线16b之间相互并联的方式连接。由此，分支5A、5B与蓄电池10的两端并联连接。
开关元件51、53位于高电位侧，开关元件52、54位于低电位侧。通常，在逆变器电路中，高电位侧被称为“上臂”，低电位侧被称为“下臂”。因此，有时将分支5A的开关元件51称为“上臂的第一开关元件”，将分支5A的开关元件52称为“下臂的第二开关元件”。同样地，有时将分支5B的开关元件53称为“上臂的第三开关元件”，将分支5B的开关元件54称为“下臂的第四开关元件”。
开关元件51和开关元件52的连接端6A与开关元件53和开关元件54的连接端6B构成桥接电路中的交流端。在连接端6A与连接端6B之间连接有单相电机12。
开关元件51～54分别使用金属氧化膜半导体场效应型晶体管即MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)。MOSFET是FET(Field-EffectTransistor：场效应晶体管)的一例。
在开关元件51形成有在开关元件51的漏极与源极之间并联连接的体二极管51a。在开关元件52形成有在开关元件52的漏极与源极之间并联连接的体二极管52a。在开关元件53形成有在开关元件53的漏极与源极之间并联连接的体二极管53a。在开关元件54形成有在开关元件54的漏极与源极之间并联连接的体二极管54a。多个体二极管51a、52a、53a、54a分别是在MOSFET的内部形成的寄生二极管，作为续流二极管使用。需要说明的是，也可以连接另外的续流二极管。另外，也可以代替MOSFET而使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。
开关元件51～54并不限于由硅系材料形成的MOSFET，也可以是由碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的MOSFET。
通常，WBG半导体与硅半导体相比，耐电压以及耐热性高。因此，通过将WBG半导体用于多个开关元件51～54中的至少一个，开关元件的耐电压性以及容许电流密度变高，能够使装配有开关元件的半导体模块小型化。另外，WBG半导体的耐热性也高。因此，能够实现用于对在半导体模块中产生的热进行散热的散热部的小型化。另外，能够简化对在半导体模块中产生的热进行散热的散热结构。
另外，图6是表示图5所示的逆变器11的变形例的电路图。图6所示的逆变器11A在图5所示的逆变器11的结构中，进一步追加了分流电阻55a、55b。分流电阻55a是用于检测在分支5A中流动的电流的检测器，分流电阻55b是用于检测在分支5B中流动的电流的检测器。如图6所示，分流电阻55a连接在开关元件52的低电位侧的端子与直流母线16b之间，分流电阻55b连接在开关元件54的低电位侧的端子与直流母线16b之间。在使用具备分流电阻55a、55b的逆变器11A的情况下，能够省略图1所示的电流传感器22。在该结构的情况下，分流电阻55a、55b的检测值经由模拟数字转换器30发送到处理器31。处理器31基于分流电阻55a、55b的检测值，实施后述的起动控制。
需要说明的是，分流电阻55a只要能够检测在分支5A中流动的电流即可，并不限定于图6的结构。分流电阻55a也可以配置在直流母线16a与开关元件51的高电位侧的端子之间、开关元件51的低电位侧的端子与连接端6A之间、或连接端6A与开关元件52的高电位侧的端子之间。同样地，分流电阻55b也可以配置在直流母线16a与开关元件53的高电位侧的端子之间、开关元件53的低电位侧的端子与连接端6B之间、或连接端6B与开关元件54的高电位侧的端子之间。另外，也可以采用如下结构：代替分流电阻55a、55b，而利用MOFFET的导通电阻，通过在导通电阻的两端产生的电压来进行电流检测。
图7是表示图1所示的控制部25的功能部位中的生成PWM信号的功能部位的框图。
在图7中，向载波比较部38输入在生成后述的电压指令Vm时使用的提前角控制后的提前角相位θv和基准相位θe。基准相位θe是将转子12a的从基准位置起的角度即转子机械角θm换算为电气角而得到的相位。需要说明的是，如上所述，实施方式的电机驱动装置2是不使用来自位置传感器的位置传感器信号的所谓的无位置传感器驱动的结构。因此，通过运算来推定转子机械角θm以及基准相位θe。另外，在此所说的“提前角相位”是以相位表示电压指令的“超前角”即“提前角”的相位。并且，在此所说的“超前角”是对定子12b的绕组12f施加的电机施加电压与在定子12b的绕组12f感应的电机感应电压之间的相位差。需要说明的是，在电机施加电压比电机感应电压提前时，“超前角”取正值。
另外，除了向载波比较部38输入提前角相位θv和基准相位θe之外，还向载波比较部38输入由载波生成部33生成的载波、直流电压Vdc以及电压指令Vm的振幅值即电压振幅指令V*。载波比较部38基于载波、提前角相位θv、基准相位θe、直流电压Vdc以及电压振幅指令V*，生成PWM信号Q1～Q4。
图8是表示图7所示的载波比较部38的一例的框图。在图8中示出载波比较部38A以及载波生成部33的详细结构。
在图8中，在载波生成部33中设定载波的频率即载波频率fC[Hz]。在载波频率fC的箭头的前端，作为载波波形的一例，示出在“0”与“1”之间上下的三角波载波。在逆变器11的PWM控制中，存在同步PWM控制和非同步PWM控制。在同步PWM控制的情况下，需要使载波与提前角相位θv同步。另一方面，在非同步PWM控制的情况下，不需要使载波与提前角相位θv同步。
如图8所示，载波比较部38A具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、乘法部38f、加法部38e、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V*的绝对值|V*|。在除法部38b中，绝对值|V*|除以由电压传感器20检测到的直流电压Vdc。在图8的结构中，除法部38b的输出成为调制率。蓄电池10的输出电压即蓄电池电压因使电流持续流动而变动。另一方面，通过将绝对值|V*|除以直流电压Vdc，能够调整调制率的值，避免电机施加电压因蓄电池电压的降低而降低。
在乘法部38c中，运算基准相位θe与提前角相位θv相加得到的“θe+θv”的正弦值。运算出的“θe+θv”的正弦值与除法部38b的输出即调制率相乘。在乘法部38d中，乘法部38c的输出即电压指令Vm与“1/2”相乘。在加法部38e中，乘法部38d的输出与“1/2”相加。在乘法部38f中，加法部38e的输出与“-1”相乘。加法部38e的输出作为用于驱动多个开关元件51～54中的、上臂的2个开关元件51、53的正侧电压指令Vm1被输入到比较部38g，乘法部38f的输出作为用于驱动下臂的2个开关元件52、54的负侧电压指令Vm2被输入到比较部38h。
在比较部38g中，对正侧电压指令Vm1与载波的振幅进行比较。将比较部38g的输出反转后的输出反转部38i的输出成为向开关元件51发送的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52发送的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，对负侧电压指令Vm2与载波的振幅进行比较。将比较部38h的输出反转后的输出反转部38j的输出成为向开关元件53发送的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54发送的PWM信号Q4。通过输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通，通过输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时接通。
图9是表示使用图8所示的载波比较部38A进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。在图9中，示出从加法部38e输出的正侧电压指令Vm1的波形、从乘法部38f输出的负侧电压指令Vm2的波形、PWM信号Q1～Q4的波形、以及逆变器输出电压的波形。
PWM信号Q1在正侧电压指令Vm1比载波大时成为“低(Low)”，在正侧电压指令Vm1比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。PWM信号Q3在负侧电压指令Vm2比载波大时成为“低(Low)”，在负侧电压指令Vm2比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图8所示的电路由“低激活(Low Active)”构成，但也可以由各自的信号成为相反的值的“高激活(High Active)”构成。
如图9所示，逆变器输出电压的波形表现出由于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压而引起的电压脉冲和由于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压而引起的电压脉冲。这些电压脉冲作为电机施加电压施加于单相电机12。
作为生成PWM信号Q1～Q4时使用的调制方式，已知有双极调制和单极调制。双极调制是输出按照电压指令Vm的每一个周期以正电位或负电位变化的电压脉冲的调制方式。单极调制是输出按照电压指令Vm的每一个周期以3个电位变化的电压脉冲、即变化为正电位、负电位和零电位的电压脉冲的调制方式。图9所示的波形是基于单极调制的波形。在实施方式的电机驱动装置2中，可以使用任意的调制方式。需要说明的是，在需要将电机电流波形进一步控制为正弦波的用途中，优选采用高次谐波含有率比双极调制少的单极调制。
另外，图9所示的波形在电压指令Vm的半周期T/2的期间，通过使构成分支5A的开关元件51、52和构成分支5B的开关元件53、54这4个开关元件进行开关动作的方式而得到。该方式在正侧电压指令Vm1和负侧电压指令Vm2双方进行开关动作，因此，被称为“两侧PWM”。与此相对，也存在如下方式：在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中，使开关元件51、52的开关动作暂停，在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中，使开关元件53、54的开关动作暂停。该方式被称为“单侧PWM”。以下，对“单侧PWM”进行说明。需要说明的是，在以下的说明中，将以两侧PWM进行动作的动作模式称为“两侧PWM模式”，将以单侧PWM进行动作的动作模式称为“单侧PWM模式”。
图10是表示图7所示的载波比较部38的另一例的框图。在图10中示出基于上述“单侧PWM”的PWM信号的生成电路的一例，具体而言，示出载波比较部38B以及载波生成部33的详细结构。需要说明的是，图10所示的载波生成部33的结构与图8所示的结构相同或等同。另外，在图10所示的载波比较部38B的结构中，对与图8所示的载波比较部38A相同或等同的结构部标注相同的附图标记来表示。
如图10所示，载波比较部38B具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38k、加法部38m、加法部38n、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。
在绝对值运算部38a中，运算电压振幅指令V*的绝对值|V*|。在除法部38b中，绝对值|V*|除以由电压传感器20检测到的直流电压Vdc。在图10的结构中，除法部38b的输出也成为调制率。
在乘法部38c中，运算基准相位θe与提前角相位θv相加得到的“θe+θv”的正弦值。运算出的“θe+θv”的正弦值与除法部38b的输出即调制率相乘。在乘法部38k中，乘法部38c的输出即电压指令Vm与“-1”相乘。在加法部38m中，乘法部38c的输出即电压指令Vm与“1”相加。在加法部38n中，乘法部38k的输出、即电压指令Vm的反转输出与“1”相加。加法部38m的输出作为用于驱动多个开关元件51～54中的、上臂的2个开关元件51、53的第一电压指令Vm3被输入到比较部38g。加法部38n的输出作为用于驱动下臂的2个开关元件52、54的第二电压指令Vm4被输入到比较部38h。
在比较部38g中，对第一电压指令Vm3与载波的振幅进行比较。将比较部38g的输出反转后的输出反转部38i的输出成为向开关元件51发送的PWM信号Q1，比较部38g的输出成为向开关元件52发送的PWM信号Q2。同样地，在比较部38h中，对第二电压指令Vm4与载波的振幅进行比较。将比较部38h的输出反转后的输出反转部38j的输出成为向开关元件53发送的PWM信号Q3，比较部38h的输出成为向开关元件54发送的PWM信号Q4。通过输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通，通过输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时接通。
图11是表示使用图10所示的载波比较部38B进行了动作时的主要部分的波形例的时序图。在图11中，示出从加法部38m输出的第一电压指令Vm3的波形、从加法部38n输出的第二电压指令Vm4的波形、PWM信号Q1～Q4的波形、以及逆变器输出电压的波形。需要说明的是，在图11中，为便于说明，振幅值比载波的峰值大的第一电压指令Vm3的波形部分和振幅值比载波的峰值大的第二电压指令Vm4的波形部分由平坦的直线表示。
PWM信号Q1在第一电压指令Vm3比载波大时成为“低(Low)”，在第一电压指令Vm3比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q2是PWM信号Q1的反转信号。PWM信号Q3在第二电压指令Vm4比载波大时成为“低(Low)”，在第二电压指令Vm4比载波小时成为“高(High)”。PWM信号Q4是PWM信号Q3的反转信号。这样，图10所示的电路由“低激活(Low Active)”构成，但也可以由各自的信号成为相反的值的“高激活(High Active)”构成。
如图11所示，逆变器输出电压的波形表现出由于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压而引起的电压脉冲和由于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压而引起的电压脉冲。这些电压脉冲作为电机施加电压施加于单相电机12。
在图11所示的波形中，在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中，开关元件51、52的开关动作暂停，在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中，开关元件53、54的开关动作暂停。
另外，在图11所示的波形中，在电压指令Vm的一个周期T中的一个半周期中，开关元件52被控制为始终成为接通状态，在电压指令Vm的一个周期T中的另一个半周期中，开关元件54被控制为始终成为接通状态。需要说明的是，图11是一例，也可能存在如下情况：在一个半周期中，开关元件51被控制为始终成为接通状态，在另一个半周期中，开关元件53被控制为始终成为接通状态。即，在图11所示的波形中，具有如下特征：在电压指令Vm的半周期中，开关元件51～54中的至少一个被控制为成为接通状态。
另外，在图11中，逆变器输出电压的波形成为按照电压指令Vm的每一个周期以3个电位变化的单极调制。如前所述，也可以代替单极调制而使用双极调制，但在需要将电机电流波形进一步控制为正弦波的用途中，优选采用单极调制。
图12是表示使用图8所示的载波比较部38A进行了动作时的主要部分的波形例的与图9不同的时序图。图9是正侧电压指令Vm1以及负侧电压指令Vm2为正弦波的情况下的例示，与此相对，图12示出正侧电压指令Vm1以及负侧电压指令Vm2为固定值的情况、即电压指令Vm为直流的情况。以下，将基于直流的电压指令Vm驱动单相电机12称为“直流励磁”。在直流励磁中，在直流的电压指令Vm在电压指令Vm的半周期T/2的每个期间为恒定值的情况下，在各个PWM信号Q1～Q4中，能够得到脉冲宽度相等的即等宽的电压脉冲序列。另外，即便使用图10所示的载波比较部38B，也能够生成直流励磁的PWM信号Q1～Q4。具体而言，在图10所示的载波比较部38B的情况下，例如，通过将输入到乘法部38c的“θe+θv”的值设定为π/2，适当调整在加法部38m中相加的系数“1”的值以及在加法部38n中相加的系数“1”的值，能够得到直流励磁的PWM信号Q1～Q4的波形。
接着，对本实施方式中的主要部分的控制即起动控制进行说明。图13是用于说明实施方式中的起动控制的第一图。在图13中，示出PWM信号Q1～Q4的波形、逆变器输出电压的波形、电机电流Im的波形以及转子位置。需要说明的是，以下所示的动作波形例示使用图10所示的载波比较部38B进行了动作的情况。
首先，为了起动单相电机12而对绕组12f进行直流励磁。在图13的例子中，如(a)的上段部所示，通过作为脉冲电压的PWM信号Q2、Q3，使开关元件52、53接通。在此，假定转子位置是(a)的下段部所示的磁极位置。在该情况下，在绕组12f产生的磁极与转子12a的磁极为异极，在绕组12f与转子12a之间产生吸引力。由于转子12a处于停止状态，因此，不会产生速度电动势。因此，在转子12a中流动仅与绕组电阻相应的电流。因此，产生(a)的中段部所示那样的急剧上升的电机电流Im。控制部25为了切断该电流，使所有的PWM信号Q1～Q4断开。具体而言，控制部25在电机电流Im超过第一阈值Vth1的情况下，将PWM信号Q1～Q4控制为断开，使逆变器输出电压为零。由此，停止对单相电机12施加逆变器输出电压。另外，通过该控制，能够保护绕组12f免受过电流的影响。
通过上述直流励磁，判明转子12a的磁极的位置。因此，控制部25基于与上述相反极性的PWM信号，对绕组12f进行直流励磁。在图13的例子中，如(b)的上段部所示，通过PWM信号Q1、Q4使开关元件51、54接通后，使用图11所示的基于单侧PWM的脉冲状的电压脉冲序列即PWM信号Q1～Q4，驱动开关元件51～54。接着，电机电流Im增长，在电机电流Im超过比第一阈值Vth1小的第二阈值Vth2时，使励磁方向反转。此后，每当电机电流Im超过第二阈值Vth2时，使励磁方向反转。通过以上的控制，转子位置交替地重复(b)以及(c)的下段部所示的磁极的状态。由此，即便在以无位置传感器的方式起动单相电机12的情况下，也能够稳定地起动单相电机12。
需要说明的是，图13的例子示出电机电流Im在基于PWM信号Q2、Q3的一个脉冲中超过第一阈值Vth1的情况，但也考虑在一个脉冲中电机电流Im未达到第一阈值Vth1的情况。在该情况下，施加多个脉冲，在电机电流Im超过第一阈值Vth1时，将PWM信号Q1～Q4控制为断开。
图14是用于说明实施方式中的起动控制的第二图。图14中的与图13的不同点在于，如图13(a)以及图14(a)的各转子位置所示，转子12a的磁极的极性与图13相反。由此，在图14中，负极性的电机电流Im缓慢地上升。因此，通过将电机电流Im与第一阈值Vth1进行比较，能够唯一地确定转子12a的停止位置处的磁极。
通过持续输出PWM信号Q1～Q4，电机电流Im缓慢地增长。因此，与图13的情况同样地，在电机电流Im超过第二阈值Vth2时，使励磁方向反转。以后的动作与图13时相同。
图15是用于说明实施方式中的电流检测定时的时序图。在图15中，在上段部示出载波的波形。另外，在中段部示出驱动时的电流检测以及电机控制运算的定时，在下段部示出起动时的电流检测以及电机控制运算的定时。需要说明的是，在图15中，例示出按照载波的每半个周期进行一次电流检测和一次电机控制运算的情况。
如图15的中段部所示，在驱动时，在载波的波峰以及波谷处进行电流检测。电机电流Im是交流电流，根据检测定时，得到的电流值也变化。因此，在驱动时，为了检测电机电流Im的平均电流值，在载波的波峰以及波谷处进行电流检测，这成为优选的实施方式。
另一方面，在起动时，从电机保护的观点出发，考虑电流检测的定时。载波的波峰以及波谷的时刻处于电机电流Im增长的途中，持续增长至载波的波峰与波谷的中间位置。因此，在起动时，使电流检测的定时与驱动时不同，将载波的波峰与波谷的中间位置作为电流检测的定时。由此，能够迅速检测在图13所示那样的、在绕组12f产生的磁极与转子12a的磁极为异极的情况下可能产生的过电流。另外，能够实现过电流的检测而不使用高性能的处理器31以及模拟数字转换器30。
如以上说明的那样，实施方式的电机驱动装置在对单相电机施加逆变器的输出电压而起动单相电机时，在流过逆变器或单相电机的电流的绝对值超过第一阈值的情况下，停止输出电压的施加，之后，使输出电压的极性反转。由此，即便在以无位置传感器的方式起动单相电机的情况下，也能够稳定地起动单相电机。
另外，在流过逆变器或单相电机的电流的绝对值不超过第一阈值的情况下，实施方式的电机驱动装置在从对单相电机施加输出电压起的经过时间超过第一时间且流过逆变器或单相电机的电流的绝对值超过比第一阈值小的第二阈值的情况下，使输出电压的极性反转。在此所说的第一时间是在图13中比电机电流超过第一阈值时的时间长的时间，并且是在图14中比电机电流超过第二阈值时的时间短的时间。由此，即便在以无位置传感器的方式起动单相电机的情况下，也能够稳定地起动单相电机。
需要说明的是，上述的控制也可以不是在即将起动单相电机之前实施，而是在刚停止单相电机之后实施。具体而言，在停止单相电机时，对单相电机施加逆变器的输出电压，在流过逆变器或单相电机的电流的绝对值超过第一阈值的时刻停止输出电压的施加。或者，在流过逆变器或单相电机的电流的绝对值不超过第一阈值的情况下，在从对输出电压施加单相电机起的经过时间超过上述第一时间且流过逆变器或单相电机的电流的绝对值超过比第一阈值小的第二阈值的时刻停止输出电压的施加。这些控制特别适合用于单相电机的结构为难以认为在单相电机的停止中因轴外力而旋转的产品结构的情况。在这些产品结构的单相电机中，通过在单相电机刚停止后实施上述停止控制，能够得到能够缩短下次起动时的起动时间的显著效果。
接着，对实施方式的电机驱动装置的应用例进行说明。上述电机驱动装置例如能够用于电动吸尘器。如电动吸尘器那样，在刚接通电源之后立刻使用的产品的情况下，实施方式的电机驱动装置具有的起动时间缩短所带来的效果变大。
图16是具备实施方式的电机驱动装置2的电动吸尘器61的结构图。图16所示的电动吸尘器61是所谓的杆式电动吸尘器。在图16中，电动吸尘器61具备：图1所示的蓄电池10、图1所示的电机驱动装置2、由图1所示的单相电机12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62以及操作部66。
使用电动吸尘器61的使用者把持操作部66对电动吸尘器61进行操作。电动吸尘器61的电机驱动装置2将蓄电池10作为电源来驱动电动送风机64。通过驱动电动送风机64，从吸入口体63进行垃圾的吸入。被吸入的垃圾经由延长管62向集尘室65收集。
需要说明的是，在图16中，例示了杆式电动吸尘器，但并不限定于杆式电动吸尘器。只要是搭载有电动送风机的电气设备，就能够将本发明应用于任意的产品。
另外，图16是将蓄电池10用作电源的结构，但并不限于此。也可以是代替蓄电池10而使用从插座供给的交流电源的结构。
接着，对实施方式的电机驱动装置的其他应用例进行说明。上述电机驱动装置例如能够用于干手器。在干手器的情况下，从插入手到驱动电动送风机的时间越短，使用者的使用感越提高。因此，能够显著地发挥实施方式的电机驱动装置具有的起动时间缩短的效果。
图17是具备实施方式的电机驱动装置2的干手器90的结构图。在图17中，干手器90具备：图1所示的电机驱动装置2、壳体91、手检测传感器92、接水部93、排水容器94、罩96、传感器97、吸气口98、以及由图1所示的单相电机12驱动的电动送风机95。在此，传感器97是陀螺仪传感器以及人检测传感器中的任一个。在干手器90中，通过将手插入到位于接水部93的上部的手插入部99中，从而利用电动送风机95的送风吹走水，被吹走的水被接水部93收集后，积存于排水容器94。
上述电动吸尘器61以及干手器90都是具备实施方式的电机驱动装置2的无位置传感器的产品，因此，能够得到以下所示的效果。
首先，在无位置传感器的结构的情况下，即便没有位置传感器也能够起动，因此，能够削减位置传感器的材料费、加工费等成本。另外，由于没有位置传感器，因此，能够消除由位置传感器的安装偏移引起的性能影响。由此，能够确保稳定的性能。
另外，由于位置传感器是灵敏的传感器，因此，关于位置传感器的设置位置，要求高精度的安装精度。另外，在安装后需要进行与位置传感器的安装位置相应的调整。与此相对，在无位置传感器的结构的情况下，不需要位置传感器自身，还能够排除位置传感器的调整工序。由此，能够大幅削减制造成本。另外，由于不会因位置传感器的年久老化而产生影响，因此能够提高产品的品质。
另外，在无位置传感器的结构的情况下，不需要位置传感器，因此，能够将逆变器与单相电机分离而构成。由此，能够缓和对产品的制约。例如，在水分多的水场所使用的产品的情况下，能够将产品中的逆变器的搭载位置配置在远离水场所的部位。由此，能够减小逆变器发生故障的可能性，因此，能够提高装置的可靠性。
另外，在无位置传感器的结构的情况下，通过利用代替位置传感器而配置的电流传感器来检测电机电流或逆变器电流，由此能够检测轴锁定以及缺相这样的电机的异常。因此，即便没有位置传感器，也能够使产品安全地停止。
如上所述，对将实施方式的电机驱动装置应用于电动吸尘器以及干手器的结构例进行了说明，但并不限定于这些例子。电机驱动装置2能够广泛应用于搭载有电机的电气设备。搭载有电机的电气设备的例子是焚烧炉、粉碎机、干燥机、集尘器、印刷机械、清洁机械、制糖果机械、制茶机械、木工机械、塑料挤出机、纸板机、包装机械、热风产生机、OA设备以及电动送风机。电动送风机是物体输送用、吸尘用或一般送风排风用的送风构件。
需要说明的是，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一例，也能够与其他公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的主旨的范围内省略、变更结构的一部分。
附图标记说明
1电机驱动系统、2电机驱动装置、5A、5B分支、6A、6B连接端、10蓄电池、11、11A逆变器、12单相电机、12a转子、12b定子、12c轴、12d分割芯、12e齿、12e1第一前端部、12e2第二前端部、12f绕组、16a、16b直流母线、20电压传感器、22电流传感器、25控制部、30模拟数字转换器、30a数字输出值、31处理器、32驱动信号生成部、33载波生成部、34存储器、38、38A、38B载波比较部、38a绝对值运算部、38b除法部、38c、38d、38f、38k乘法部、38e、38m、38n加法部、38g、38h比较部、38i、38j输出反转部、51、52、53、54开关元件、51a、52a、53a、54a体二极管、55a、55b分流电阻、61电动吸尘器、62延长管、63吸入口体、64、95电动送风机、65集尘室、66操作部、68、97传感器、90干手器、91壳体、92手检测传感器、93接水部、94排水容器、96罩、98吸气口、99手插入部。

Claims (12)

1.一种电机驱动装置，驱动具有不对称形状的齿的单相电机，其中，
所述电机驱动装置具备向所述单相电机供给交流电的逆变器，
在对所述单相电机施加所述逆变器的输出电压而起动所述单相电机时，在流过所述逆变器或所述单相电机的电流的绝对值超过第一阈值的情况下，停止所述输出电压的施加，之后，使所述输出电压的极性反转。
2.如权利要求1所述的电机驱动装置，其中，
在所述电流的绝对值不超过所述第一阈值的情况下，在从对所述单相电机施加所述输出电压起的经过时间超过第一时间且所述电流的绝对值超过比所述第一阈值小的第二阈值的情况下，使所述输出电压的极性反转。
3.如权利要求1或2所述的电机驱动装置，其中，
在起动所述单相电机时，所述逆变器对所述单相电机施加脉冲状的电压。
4.如权利要求3所述的电机驱动装置，其中，
多个所述脉冲状的电压是等宽的电压脉冲序列。
5.如权利要求3或4所述的电机驱动装置，其中，
所述脉冲状的电压基于载波和电压指令而生成。
6.如权利要求5所述的电机驱动装置，其中，
在所述单相电机的起动时，在所述载波的波峰和波谷的中间地点检测所述电流，
在所述单相电机的驱动时，在所述载波的波峰以及波谷中的至少一个检测所述电流。
7.一种电机驱动装置，驱动具有不对称形状的齿的单相电机，其中，
所述电机驱动装置具备向所述单相电机供给交流电的逆变器，
在停止所述单相电机时，对所述单相电机施加所述逆变器的输出电压，
在流过所述逆变器或所述单相电机的电流的绝对值超过第一阈值的时刻停止所述输出电压的施加，
在流过所述逆变器或所述单相电机的电流的绝对值不超过所述第一阈值的情况下，在从对所述单相电机施加所述输出电压起的经过时间超过第一时间且流过所述逆变器或所述单相电机的电流的绝对值超过比所述第一阈值小的第二阈值的时刻，停止所述输出电压的施加。
8.如权利要求1～7中任一项所述的电机驱动装置，其中，
所述逆变器具有桥接的多个开关元件，
多个所述开关元件中的至少一个由宽带隙半导体形成。
9.如权利要求8所述的电机驱动装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓、氧化镓或金刚石。
10.一种电动送风机，其中，所述电动送风机具备权利要求1～9中任一项所述的电机驱动装置。
11.一种电动吸尘器，其中，所述电动吸尘器具备权利要求10所述的电动送风机。
12.一种干手器，其中，所述干手器具备权利要求10所述的电动送风机。
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