CN113439389B - 电动机驱动装置以及制冷环路应用设备 - Google Patents

电动机驱动装置以及制冷环路应用设备 Download PDF

Info

Publication number
CN113439389B
CN113439389B CN201980091990.5A CN201980091990A CN113439389B CN 113439389 B CN113439389 B CN 113439389B CN 201980091990 A CN201980091990 A CN 201980091990A CN 113439389 B CN113439389 B CN 113439389B
Authority
CN
China
Prior art keywords
torque
motor
phase
value
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980091990.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113439389A (zh
Inventor
丰留慎也
畠山和德
高桥健治
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN113439389A publication Critical patent/CN113439389A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113439389B publication Critical patent/CN113439389B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/18—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring with arrangements for switching the windings, e.g. with mechanical switches or relays
    • H02P25/184—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring with arrangements for switching the windings, e.g. with mechanical switches or relays wherein the motor speed is changed by switching from a delta to a star, e.g. wye, connection of its windings, or vice versa
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B31/00—Compressor arrangements
    • F25B31/02—Compressor arrangements of motor-compressor units
    • F25B31/026—Compressor arrangements of motor-compressor units with compressor of rotary type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B13/00—Compression machines, plants or systems, with reversible cycle
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B2600/00—Control issues
    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/05—Torque loop, i.e. comparison of the motor torque with a torque reference
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Thermal Sciences (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

具备对电动机(7)进行驱动的逆变器(30)，该电动机(7)的绕组的接线能够切换，并且该电动机(7)驱动负载转矩周期性地变动的负载要素，其中，控制逆变器(30)以使电动机(7)的输出转矩跟随负载转矩的周期性变动，控制逆变器(30)以使在包括负载转矩为最小值或接近于该最小值的值的转矩最小相位的期间流过电动机的电流为零，在流过电动机(7)的电流为零的期间进行接线的切换。能够在电动机的旋转过程中切换绕组的接线，而且能够避免设备的大型化。

Description

电动机驱动装置以及制冷环路应用设备
技术领域
本发明涉及电动机驱动装置以及具备该电动机驱动装置的制冷环路应用设备。
背景技术
以往提出了如下方案：在使由逆变器驱动的电动机旋转着的状态下进行在星形接线与三角形接线之间的切换(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016-86587号公报(段落0042～0056)
发明内容
发明所要解决的技术课题
在专利文献1所记载的技术中，在切换时电动机的速度大幅降低，结果是有可能引起控制失败(失步)、电动机的轴的磨损等故障。
本发明是鉴于上述问题而做出的，目的在于提供能够在使电动机旋转着的状态下切换绕组的接线而且能够防止在切换时电动机的速度大幅降低的电动机驱动装置。
用于解决技术课题的技术方案
本发明的电动机驱动装置具有：
电动机，具有接线，驱动负载转矩周期性地变动的负载要素；
接线切换装置，切换所述电动机的所述接线；
逆变器，对所述电动机施加频率及电压值可变的交流电压；以及
控制装置，控制所述逆变器及所述接线切换装置，
其中，所述控制装置
控制所述逆变器以使所述电动机的输出转矩跟随所述负载转矩的周期性变动，
控制所述逆变器以使在包括所述负载转矩为最小值或接近该最小值的值的转矩最小相位的期间流过所述电动机的电流为零，在所述逆变器被控制为使得流过所述电动机的电流为零的所述期间，使所述接线切换装置切换所述接线。
发明效果
根据本发明，能够在使电动机旋转着的状态下切换绕组的接线，能够防止在切换时电动机的速度大幅降低。
附图说明
图1为示出空调机的制冷环路的一例的概略图。
图2为示出本发明的实施方式1的电动机驱动装置的图。
图3为示出图2的逆变器的结构例的图。
图4为详细示出图2所示的电动机的绕组和接线切换装置的布线图。
图5为示出图4所示的接线切换装置的切换器的详情的布线图。
图6的(a)及(b)为概念性地示出电动机的不同接线状态下的绕组的图。
图7为示出在实施方式1中使用的控制装置的一例的功能框图。
图8为示出图7的转矩最小相位运算部的结构例的功能框图。
图9为示出图7的电压指令值运算部的结构例的功能框图。
图10为示出图9的补偿值生成部的结构例的功能框图。
图11的(a)～(e)为示出利用零电流控制进行切换时的转速等的变化的一例的曲线图。
图12的(a)～(e)为示出利用零电流控制进行切换时的转速等的变化的一例的曲线图。
图13为示出负载转矩的n次脉动分量为最小的相位与负载转矩维持最小值或与此接近的值的期间的关系的一例的图。
图14为示出图7的转矩最小相位运算部的变形例的功能框图。
图15为示出由图14的转矩计算部计算出的转矩的计算值的历史的一例的图。
图16为示出本发明的实施方式2的电动机的绕组和接线切换装置的布线图。
图17为示出本发明的实施方式3的电动机的绕组和接线切换装置的布线图。
附图标记
1：交流电源；2：电动机驱动装置；4：电抗器；7：电动机；20：平滑电容器；30：逆变器；60：接线切换装置；82：母线电压检测部；84：母线电流检测部；90：控制电源生成电路；100：控制装置；102：运行控制部；104：转矩最小相位运算部；110：逆变器控制部；111：电流恢复部；112：3相2相变换部；113：励磁电流指令值生成部；115：电压指令值运算部；116：电相位运算部；117：2相3相变换部；118：PWM信号生成部；401：转矩计算部；402：除法部；403：乘法部；405：余弦运算部；406：正弦运算部；407、408：乘法部；409、410：低通滤波器；411：反正切计算部；412：加法部；421：计算值历史存储部；422：计算值历史解析部；501：频率推定部；502：减法部；503：速度控制部；504：补偿值运算部；505：加法部；507、508：选择部；509、510：减法部；511：励磁电流控制部；512：转矩电流控制部；551：余弦运算部；552：正弦运算部；553、554：乘法部；555、556：低通滤波器；557、558：减法部；559、560：频率控制部；561、562：乘法部；563：加法部；900：制冷环路；902：四通阀；904：压缩机；906：室内热交换器；908：膨胀阀；910：室外热交换器。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式的电动机驱动装置以及具备该电动机驱动装置的制冷环路应用设备进行说明。此外，本发明不被以下所示的实施方式所限制。
制冷环路应用设备的一例为空调机，在以下的实施方式中，将本发明应用于对空调机的压缩机进行驱动的电动机的驱动装置。
首先参照图1说明空调机的一例中的制冷环路。
图1的制冷环路900能够利用四通阀902的切换动作来进行制热运行或制冷运行。
在制热运行时，如由实线箭头所示，制冷剂由压缩机904加压并送出，通过四通阀902、室内热交换器906、膨胀阀908、室外热交换器910及四通阀902而返回至压缩机904。
在制冷运行时，如由虚线箭头所示，制冷剂由压缩机904加压并送出，通过四通阀902、室外热交换器910、膨胀阀908、室内热交换器906及四通阀902而返回至压缩机904。
在制热运行时，室内热交换器906作为冷凝器发挥作用而进行放热，室外热交换器910作为蒸发器发挥作用而进行吸热。在制冷运行时，室外热交换器910作为冷凝器发挥作用而进行放热，室内热交换器906作为蒸发器发挥作用而进行吸热。膨胀阀908使制冷剂减压而膨胀。
压缩机904由被进行可变速控制的电动机7驱动。
实施方式1.
图2为将本发明的实施方式1的电动机驱动装置2与电动机7一起示出的概略布线图。
图示的电动机驱动装置2为用于驱动电动机7的装置，具有电抗器4、整流电路10、平滑电容器20、逆变器30、接线切换装置60、母线电压检测部82、母线电流检测部84、控制电源生成电路90和控制装置100。
整流电路10对从交流电源1供给的交流电压进行整流。在图示的例子中，整流电路10由二极管桥构成。二极管桥的输入端子经由电抗器4连接于交流电源1，输出端子连接于平滑电容器20。
平滑电容器20使整流电路10的输出电压平滑。
平滑电容器20的一方的电极与整流电路10的第1输出端子以及高电位侧(正侧)的直流母线22a连接。
平滑电容器20的另一方的电极与整流电路10的第2输出端子以及低电位侧(负侧)的直流母线22b连接。
将由平滑电容器20平滑后的电压称为“母线电压”。
逆变器30接受平滑电容器20的两端电压、即母线电压，产生频率可变且电压可变的3相交流电压，经由输出线331～333供给至电动机7。
电动机7为3相永磁体同步电动机，定子绕组的端部被引出至电动机7的外部，能够将绕组设为星形接线(Y接线)，也能够将绕组设为三角形接线(Δ接线)。接线的选择由接线切换装置60来进行。
母线电压检测部82检测母线22a、22b之间的电压Vdc作为母线电压。母线电压检测部82例如包括用串联连接的电阻将母线电压Vdc分压的电路，变换为适于在控制装置100内的微机的处理的电压、例如5V以下的电压并输出。该信号(电压检测信号)由在控制装置100中未图示的A/D变换部变换为数字信号并用于在控制装置100的内部的处理。
母线电流检测部84检测母线电流、即逆变器30的输入电流Idc。母线电流检测部84包括在直流母线22b插入的分流电阻，将表示检测结果的模拟信号供给至控制装置100。该信号(电流检测信号)由在控制装置100中未图示的A/D变换部变换为数字信号并被用于在控制装置100的内部的处理。
控制电源生成电路90接受电容器20的两电极间的电压、即母线电压Vdc并将其降压，生成控制电源电压V100及切换电源电压V60，将控制电源电压V100供给至控制装置100，并且将切换电源电压V60供给至接线切换装置60。
控制装置100进行逆变器30的工作的控制以及由接线切换装置60执行的接线的切换的控制。
为了控制逆变器30，控制装置100生成PWM信号Sm1～Sm6并供给至逆变器30。
为了控制接线切换装置60，控制装置100生成接线选择信号Sc并供给至接线切换装置60。
如图3所示，逆变器30具有逆变器主电路310和驱动电路350，逆变器主电路310的输入端子连接于直流母线22a、22b。
逆变器主电路310具备分别包括开关元件311～316的6个支路。对开关元件311～316反并联连接有回流用整流元件321～326。
驱动电路350基于PWM信号Sm1～Sm6生成驱动信号Sr1～Sr6，利用驱动信号Sr1～Sr6控制开关元件311～316的接通(ON)、断开(OFF)，据此，频率可变且电压可变的3相交流电压经由输出线331～333被施加于电动机7。
PWM信号Sm1～Sm6为逻辑电路的信号电平的大小(0～5V)，与之相对，驱动信号Sr1～Sr6为具有控制开关元件311～316所需的电压电平、例如+15V～－15V的大小的信号。另外，PWM信号Sm1～Sm6将控制装置100的接地电位作为基准电位，与之相对，驱动信号Sr1～Sr6将各自对应的开关元件的负侧的端子(发射极端子)的电位作为基准电位。
图4中更详细地示出电动机7的定子绕组以及接线切换装置60。
如图所示，电动机7的由U相、V相、W相构成的3个相的绕组71、72、73的第1端部71a、72a、73a分别连接于外部端子71c、72c、73c，U相、V相、W相的绕组71、72、73的第2端部71b、72b、73b分别连接于外部端子71d、72d、73d，能够实现与电动机7的外部的连接。对外部端子71c、72c、73c连接有逆变器30的U相、V相、W相的输出线331、332、333。
在图示的例子中，接线切换装置60包括切换器61、62、63。作为切换器61、62、63，使用了触点以电磁方式进行开闭的电磁接触器。这样的电磁接触器包括所谓的继电器、接触器等，例如如图5所示地构成，当在励磁线圈611、621、631中流过电流时和未流过电流时，采用不同的连接状态。
励磁线圈611、621、631以经由半导体开关604接受切换电源电压V60的方式而连接。半导体开关604的开闭由从控制装置100输出的接线选择信号Sc来控制。例如，在接线选择信号Sc为第1值、例如低(Low)时，半导体开关604断开，在接线选择信号Sc为第2值、例如高(High)时，半导体开关604接通。
在接线选择信号Sc从具有足够的电流容量的电路被输出的情况下，也可以构成为使基于接线选择信号Sc的电流直接流过励磁线圈611、621、631。在该情况下，不需要半导体开关604。
切换器61的共用触点61c经由引线61e连接于端子71d，常闭触点61b连接于中性点节点64，常开触点61a连接于逆变器30的V相的输出线332。
切换器62的共用触点62c经由引线62e连接于端子72d，常闭触点62b连接于中性点节点64，常开触点62a连接于逆变器30的W相的输出线333。
切换器63的共用触点63c经由引线63e连接于端子73d，常闭触点63b连接于中性点节点64，常开触点63a连接于逆变器30的U相的输出线331。
当电流未流过励磁线圈611、621、631时，如图所示，切换器61、62、63处于切换至常闭触点侧的状态、即共用触点61c、62c、63c连接于常闭触点61b、62b、63b的状态。在该状态下，绕组71、72、73的端部71b、72b、73b经由切换器61、62、63在中性点节点64彼此连接，从而电动机7处于Y接线状态。
当电流流过励磁线圈611、621、631时，与图示相反，切换器61、62、63处于切换至常开触点侧的状态、即共用触点61c、62c、63c连接于常开触点61a、62a、63a的状态。在该状态下，绕组71、72、73的端部71b、72b、73b分别经由切换器61、62、63连接于绕组72、73、71的端部72a、73a、71a，从而电动机7处于Δ接线状态。
根据以上，在接线选择信号Sc为低时，电动机7为Y接线状态，在接线选择信号Sc为高时，电动机7为Δ接线状态。
在此，以下使用图6的(a)及(b)对使用能够在Y接线与Δ接线之间切换的电动机作为电动机7的优点进行说明。
图6的(a)概念性地示出设为Y接线时的定子绕组的连接状态，图6的(b)概念性地示出设为Δ接线时的定子绕组的连接状态。
将Y接线时的线间电压的有效值设为VY、流入的电流的有效值设为IY，将Δ接线时的线间电压的有效值设为VΔ、流入的电流的有效值设为IΔ，当设为施加于各相绕组的电压的有效值彼此相等时，存在如下关系：
[数学式1]
此时，存在如下关系：
[数学式2]
当Y接线时的电压VY及电流IY和Δ接线时的电压VΔ及电流IΔ具有式(1)及式(2)的关系时，在Y接线时和Δ接线时供给至电动机的功率彼此相等。
也就是说供给至电动机的功率彼此相等时，Δ接线的电流较大，驱动所需的电压较低。
可以考虑利用以上性质，根据负载条件等来选择接线。例如，可以考虑在低负载时在Y接线下进行低速运行，在高负载时在Δ接线下进行高速运行。通过这种方式，能够使低负载时的效率提高，还能够使高负载时的输出变高。
以下就这方面，关于对空调机的压缩机进行驱动的电动机的情况进一步详细描述。
作为空调机的压缩机驱动用的电动机7，为了响应节能化的要求，广泛应用使用永磁体作为转子的同步电动机。另外，在近年来的空调机中，设为当室温与设定温度之差大时，通过使电动机7以高速旋转来快速接近设定温度，当室温接近设定温度时，使电动机7以低速旋转来维持室温，在这样的情况下，以低速运行的时间所占的占比大。
在使用同步电动机的情况下，当转数上升时反电动势增加，驱动所需的电压值增加。如上所述，该反电动势在Y接线时比在Δ接线时高。
为了抑制高速状态下的反电动势，可以考虑减小永磁体的磁力或是减少定子绕组的匝数。但如果这样做的话，用于得到相同输出转矩的电流增加，因此流过电动机7及逆变器30的电流增加，效率降低。
于是，可以考虑根据转数来切换接线。例如，在需要以高速运行的情况下，设为Δ接线。由此，能够使驱动所需的电压与Y接线相比为因此，不需要减少绕组的匝数，也不需要使用弱磁控制。
另一方面，在低速旋转下，通过设为Y接线能够使电流值与Δ接线相比为进而，能够将绕组设计为适于在Y接线下以低速驱动，与遍布速度范围的整个区域使用Y接线的情况相比，能够降低电流值。其结果是能够降低逆变器30的损耗，能够提高效率。
如以上说明的那样，根据负载条件来切换接线状态是有价值的，设置接线切换装置是为了能够进行这样的切换。
如上所述，控制装置100进行逆变器30的工作的控制以及由接线切换装置60执行的接线的切换的控制。
具体而言，控制装置100控制逆变器30而使其输出电压的频率及电压值变化。
逆变器30的输出电压的角频率ω决定电动机7的电角下的旋转角速度(以与输出电压的角频率相同的符号ω来表示)，电动机7的机械角下的旋转角速度ωm等于将电动机7的电角下的旋转角速度ω除以极对数Pm得到的值。因此，电动机7的机械角下的旋转角速度ωm与逆变器30的输出电压的角频率ω之间存在用下述式(3)表示的关系。
[数学式3]
在本文中有时将旋转角速度简称为转速，将角频率简称为频率。
控制装置100基于流过电动机7的电流Iu、Iv、Iw生成励磁电流指令值Iγ *，基于励磁电流指令值Iγ *生成γ轴电压指令值Vγ *，以使电动机7的推定速度ωest与速度指令值ω*一致的方式计算转矩电流指令值Iδ *，基于计算出的转矩电流指令值Iδ *生成δ轴电压指令值Vδ *，基于γ轴电压指令值Vγ *以及δ轴电压指令值Vδ *控制逆变器30。
在电动机7驱动负载转矩周期性地变动的负载要素的情况下，优选为控制装置100控制逆变器30以使电动机7的输出转矩Tm跟随负载转矩Tl的周期性变动(脉动)。
可以设为控制装置100为了上述跟随而生成转矩电流补偿值。生成的转矩电流补偿值被用于校正上述转矩电流指令值Iδ *。
控制装置100还控制接线切换装置60，使之进行电动机7的接线的选择。为了切换接线，控制装置100进行零电流控制。零电流控制的意思是控制逆变器30以使流过电动机7的电流为零。
具体而言，控制装置100检测负载转矩Tl为最小(最小值)的相位(转矩最小相位)，在包括转矩最小相位的期间进行零电流控制。然后，控制装置100在进行零电流控制的期间中使接线切换装置60切换接线。
在控制装置100进行用于使电动机的输出转矩Tm跟随负载转矩Tl的脉动的控制的情况下，输出转矩Tm能够视为与负载转矩Tl一致。
于是，可以设为控制装置100计算电动机7的输出转矩Tm，使用计算出的输出转矩Tm作为负载转矩的推定值，基于该推定值检测转矩最小相位。
在负载转矩Tl的脉动分量中的、电动机7的旋转频率的n倍频率的分量(n次脉动分量)最大时，上述转矩电流补偿值可以主要用于补偿上述n次脉动分量。
在该情况下，可以设为控制装置100检测负载转矩Tl的n次脉动分量为最小的相位。
然后，可以设为控制装置100计算电动机7的输出转矩Tm，从计算出的输出转矩Tm中提取电动机7的旋转频率的n倍频率的分量，检测提取出的分量为最小的相位作为负载转矩Tl的上述n次脉动分量为最小的相位。
控制装置100由微处理器来实现。微处理器可以为被称为CPU(CentralProcessing Unit，中央处理单元)、微型计算机或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)的处理器或处理装置。
图7为示出控制装置100的一例的功能框图。如图所示，控制装置100具有运行控制部102、转矩最小相位运算部104和逆变器控制部110。
运行控制部102输出频率指令值ω*、零选择信号Sz和接线选择信号Sc。运行控制部102还输出极对数Pm、电动机7的永磁体的交链磁通Φf、γ轴电感Lγ及δ轴电感Lδ以及将在后说明的低通滤波器的时间常数Tf(即表示它们的信息)。
如下述式(4)所示，通过对电动机7的转速的指令值(旋转角速度指令值)ωm *乘以极对数Pm来求出频率指令值ω*。
[数学式4]
ω*＝ωm *×Pm (4)
频率指令值ω*以及零选择信号Sz被供给至逆变器控制部110。
接线选择信号Sc被供给至接线切换装置60。
极对数Pm、交链磁通Φf、γ轴电感Lγ以及δ轴电感Lδ被供给至转矩最小相位运算部104。
进而，时间常数Tf被供给至转矩最小相位运算部104以及逆变器控制部110。
接线选择信号Sc在选择Y接线时被设为第1值、例如低，在选择Δ接线时被设为第2值、例如高。
零选择信号Sz通常被设为第1值、例如低，在零电流控制期间中被设为第2值、例如高。
运行控制部102接受表示由未图示的温度传感器检测出的室温(空气调节对象空间的温度)的信息，接受来自未图示的操作部、例如遥控器的指示，控制空调机的各部的工作。来自操作部的指示中包括表示设定温度的信息、运行模式(制热、制冷、除湿等)的选择、运行开始及结束的指示。
运行控制部102进行例如将电动机7的定子绕组设为Y接线还是Δ接线的决定以及目标转速的决定，基于决定来输出接线选择信号Sc以及频率指令值ω*。
例如在室温与设定温度之差大时，决定将电动机设为Δ接线，将接线选择信号Sc设为高，将目标转速设定为较高的值，输出在起动后逐渐上升至与上述目标转速对应的频率的频率指令值ω*。
当达到了与目标转速对应的频率，则维持该状态直到室温接近于设定温度，当室温接近于设定温度，则将接线选择信号Sc设为低而将电动机切换为Y接线，之后，进行用于将室温维持在接近于设定温度的状态的控制。该控制包括频率的调节、电动机的停止及重启。
在使电动机7旋转着的状态下进行从Y接线与Δ接线中的一方到另一方的切换的情况下，运行控制部102将零选择信号Sz设为高，在零选择信号Sz为高的期间使接线选择信号Sc的值变化。
具体而言，零选择信号Sz通常被设为低，但是当决定了进行切换，则在包括转矩最小相位的期间Tz将零选择信号Sz设为高，在零选择信号Sz为高的期间中切换接线选择信号Sc的值，使接线切换装置60进行接线的切换。
从转矩最小相位运算部104给出表示转矩最小相位的信息。
转矩最小相位运算部104求出负载转矩Tl为最小的相位。
如上所述，在输出转矩Tm被控制为跟随负载转矩Tl的脉动的情况下，能够视为输出转矩Tm与负载转矩Tl一致。
于是，在以下所示的例子中，根据流过电动机7的电流计算输出转矩Tm，使用计算值(计算出的输出转矩)作为负载转矩的推定值，检测负载转矩的推定值(推定负载转矩)为最小的相位。
另外，设想负载转矩Tl的脉动分量中的、n次脉动分量为最大的情况，在以下所示的例子中，检测上述n次脉动分量为最小的相位θmn_min。
n次脉动分量为最小的相位θmn_min是指在n次脉动分量的变动的各周期中n次脉动分量为最小的相位角位置。
另一方面，负载转矩为最小的相位是在负载转矩Tl的变动的基波的各周期中，负载转矩Tl为最小的相位角位置。
例如，在电动机7的负载要素为单回转式压缩机的情况下，最大的脉动分量的频率与电动机7的旋转频率相同，因此n＝1。
在电动机7的负载要素为双回转式压缩机的情况下，最大的脉动分量的频率为电动机7的旋转频率的2倍，因此n＝2。
此外，在此设想在电动机7与压缩机之间不存在变速机构的情况。在有变速机构位于电动机7与压缩机之间的情况下，还需要考虑变速比。
在转矩最小相位θmn_min的计算中，除了使用从逆变器控制部110输出的励磁电流Iγ以及转矩电流Iδ之外，还使用极对数Pm、交链磁通Φf、γ轴电感Lγ以及δ轴电感Lδ。
在此设为从运行控制部102通知极对数Pm、交链磁通Φf、γ轴电感Lγ以及δ轴电感Lδ。
作为交链磁通Φf、γ轴电感Lγ以及δ轴电感Lδ，可以使用被预先决定并保持的值。
转矩最小相位运算部104计算输出转矩Tm，从计算出的输出转矩Tm中提取其n次脉动分量Tmn，求出该n次脉动分量Tmn为最小的相位。
图8示出图7的转矩最小相位运算部104的结构例。
图示的转矩最小相位运算部104具有转矩计算部401、除法部402、乘法部403、余弦运算部405、正弦运算部406、乘法部407、408、低通滤波器409、410、反正切计算部411和加法部412。
转矩计算部401从逆变器控制部110接受励磁电流Iγ以及转矩电流Iδ，从运行控制部102接受极对数Pm、交链磁通Φf、γ轴电感Lγ以及δ轴电感Lδ，根据这些值求出输出转矩Tm。能够根据下述式(5)来进行输出转矩Tm的计算。
[数学式5]
用式(5)计算的输出转矩Tm包括直流分量和交流分量。交流分量为随着时间而周期性地变化的分量。
除法部402通过将电角θe除以极对数Pm来计算旋转相位(机械角)θm。
乘法部403通过对旋转相位θm乘以n来求出以电动机7的旋转频率的n倍频率而变化的相位(相位角)θmn。
余弦运算部405接受相位θmn，输出余弦cosθmn。
正弦运算部406接受相位θmn，输出正弦sinθmn。
乘法部407对输出转矩Tm乘以cosθmn，求出输出转矩Tm的余弦分量Tm·cosθmn。乘法部408对输出转矩Tm乘以sinθmn，求出输出转矩Tm的正弦分量Tm·sinθmn。
余弦分量Tm·cosθmn以及正弦分量Tm·sinθmn中除了包括频率为ωmn的脉动分量之外，还包括高于ωmn的频率的脉动分量(谐波分量)。
在此，频率ωmn为频率ωm的n倍，ωmn与θmn之间存在下述式(6)的关系。
[数学式6]
θmn＝ωmn·t (6)
低通滤波器409及410是传递函数以1/(1+sTf)来表示的一阶滞后滤波器。
在此，s为拉普拉斯算子。Tf为时间常数，以使得去除高于频率ωmn的频率的脉动分量(使之充分衰减)的方式来决定。
时间常数Tf以如下方式来决定：在运行控制部102中，使用频率ω的推定值ωest，以去除高于利用下述式(7)计算出的推定值ωmn_est的频率的脉动分量。
[数学式7]
如将在后说明的那样，在逆变器控制部110内计算推定值ωest。
如上所述，在决定时间常数Tf时，虽然使用频率ωmn的推定值ωmn_est而非频率ωmn，但是在此视为ωmn_est与ωmn相等。
这样决定的时间常数Tf从运行控制部102被通知给低通滤波器409、410。
低通滤波器409对余弦分量Tm·cosθmn进行低通滤波，去除高于频率ωmn的频率的脉动分量，输出低频分量Tmcos。
低频分量Tmcos为表示转矩Tm的脉动分量中的、频率为ωmn的余弦分量的直流量。
低通滤波器410对正弦分量Tm·sinθmn进行低通滤波，去除高于频率ωmn的频率的脉动分量，输出低频分量Tmsin。
低频分量Tmsin为表示转矩Tm的脉动分量中的、频率为ωmn的正弦分量的直流量。
反正切计算部411接受Tmcos和Tmsin，计算用下述式(8)表示的反正切。
[数学式8]
加法部412通过如下述式(9)表示的那样将用式(8)表示的反正切和π相加来求出相位θmn_min。
[数学式9]
求出的相位θmn_min为输出转矩Tm的n次脉动分量为最小的相位。如上所述，在已经进行了脉动补偿时，相位θmn_min能够视为负载转矩Tl的n次脉动分量为最小的相位。
像这样求出的转矩最小相位θmn_min被通知给运行控制部102，运行控制部102在包括转矩最小相位θmn_min的期间Tz将零选择信号Sz设为高。其结果是在该期间Tz中进行零电流控制。
运行控制部102还在上述期间Tz变更接线选择信号Sc的值，据此使接线切换装置60进行接线的切换。
进行上述零电流控制的期间Tz被决定为占据负载转矩Tl维持最小值或与此接近的值的期间Ty的部分或整体。通过将进行零电流控制的期间Tz限于上述期间Ty内，能够减小进行零电流控制的期间中电动机7的转速的降低。
逆变器控制部110基于由母线电压检测部82检测的母线电压Vdc、由母线电流检测部84检测的母线电流Idc和从运行控制部102供给的频率指令值ω*及时间常数Tf，生成PWM信号Sm1～Sm6并供给至逆变器30，使逆变器30输出频率及电压值可变的交流电压。
逆变器控制部110还根据从运行控制部102供给的零选择信号Sz进行零电流控制。
逆变器控制部110具有电流恢复部111、3相2相变换部112、励磁电流指令值生成部113、电压指令值运算部115、电相位运算部116、2相3相变换部117和PWM信号生成部118。
电流恢复部111基于由母线电流检测部84检测出的电流值Idc恢复流过电动机7的相电流Iu、Iv、Iw。电流恢复部111在基于来自PWM信号生成部118的PWM信号Sm1～Sm6而决定的定时对由母线电流检测部84检测的直流电流Idc进行采样，由此恢复相电流。
3相2相变换部112使用由将在后说明的电相位运算部116生成的电相位θe将由电流恢复部111恢复的电流值Iu、Iv、Iw变换为励磁电流(γ轴电流)Iγ以及转矩电流(δ轴电流)Iδ、即γ－δ轴的电流值。
励磁电流指令值生成部113根据转矩电流Iδ，求出为了驱动电动机7而效率最高的最佳励磁电流指令值Iγ *。
此外，虽然在图7中是根据转矩电流Iδ求出励磁电流指令值Iγ *，但是根据励磁电流Iγ以及频率指令值ω*求出励磁电流指令值Iγ *也能够得到同样的效果。
励磁电流指令值生成部113基于转矩电流Iδ(或励磁电流Iγ、频率指令值ω*)输出使得达到电流相位βm(未图示)的励磁电流指令值Iγ *，其中在该电流相位βm，输出转矩为预定值以上(或者最大)，即电流值为预定值以下(或者最小)。
电压指令值运算部115将从3相2相变换部112得到的励磁电流Iγ以及转矩电流Iδ、从运行控制部102输出的频率指令值ω*以及零选择信号Sz和从励磁电流指令值生成部113得到的励磁电流指令值Iγ *作为输入，基于这些值来生成并输出电压指令值Vγ *以及Vδ *。
电压指令值运算部115再根据电压指令值Vγ *及Vδ *和励磁电流Iγ及转矩电流Iδ推定并输出频率的推定值ωest。
电相位运算部116通过对从电压指令值运算部115输出的频率的推定值ωest进行积分来计算电相位θe。
2相3相变换部117使用由电相位运算部116得到的电相位θe将由电压指令值运算部115得到的γ轴电压指令值Vγ *以及δ轴电压指令值Vδ *(2相坐标系的电压指令值)变换为3相坐标系的输出电压指令值(3相电压指令值)Vu *、Vv *、Vw *并输出。
PWM信号生成部118根据由母线电压检测部82检测出的母线电压Vdc和由2相3相变换部117得到的3相电压指令值Vu *、Vv *、Vw *生成并输出PWM信号Sm1～Sm6。
例如如图9所示，电压指令值运算部115具有频率推定部501、减法部502、速度控制部503、补偿值运算部504、加法部505、选择部507、选择部508、减法部509、减法部510、励磁电流控制部511和转矩电流控制部512。
频率推定部501将励磁电流Iγ以及转矩电流Iδ和电压指令值Vγ *、Vδ *作为输入，基于这些值来推定施加于电动机7的电压的频率，输出推定值ωest。
减法部502计算由频率推定部501生成的频率推定值ωest相对于频率指令值ω*的差分(ω*－ωest)。
速度控制部503对由减法部502计算出的差分(ω*－ωest)进行比例积分(PI)运算，求出使该差分接近于零的转矩电流指令值Iδ *。通过这样生成转矩电流指令值Iδ *，来进行用于使频率推定值ωest与频率指令值ω*一致的控制。
补偿值运算部504基于从频率推定部501输出的频率推定值ωest，输出转矩电流补偿值Iδ_trq。
转矩电流补偿值Iδ_trq用于抑制频率ωest的脉动分量、尤其是频率为ωmn的脉动分量。在此，“频率ωest的脉动分量、尤其是频率为ωmn的分量”的意思是表示频率ωest的值(直流量)的脉动分量、尤其是脉动频率为ωmn的脉动分量。
加法部505将速度控制部503的输出Iδ *与转矩电流补偿值Iδ_trq相加以生成校正后的转矩电流指令值Iδ **。
通过用转矩电流补偿值Iδ_trq校正转矩电流指令值Iδ *，能够抑制由于负载转矩的脉动而产生的速度脉动。
选择部507根据零选择信号Sz，选择并输出励磁电流指令值Iγ *和值0中的任意值。例如，在零选择信号Sz为低时，选择部507选择Iγ *，在零选择信号Sz为高时，选择部507选择0。将选择部507的输出称为选择出的励磁电流指令值，用符号Iγ **表示。
减法部509求出Iγ相对于由选择部507选择出的励磁电流指令值Iγ **的差分(Iγ **－Iγ)。
励磁电流控制部511对由减法部509求出的差分(Iγ **－Iγ)进行比例积分(PI)运算，生成使该差分接近于零的γ轴电压指令值Vγ *。通过这样生成γ轴电压指令值Vγ *来进行用于使Iγ与Iγ **一致的控制。
即，当选择了Iγ *作为Iγ **时，进行用于使Iγ与Iγ *一致的控制，当选择了0作为Iγ **时，进行用于使Iγ与0一致的控制。
选择部508根据零选择信号Sz，选择并输出转矩电流指令值Iδ **与值0中的任意值。例如，在零选择信号Sz为低时，选择部508选择Iδ **，在零选择信号Sz为高时，选择部508选择0。将选择部508的输出称为选择出的转矩电流指令值，用符号Iδ *＊*表示。
减法部510求出Iδ相对于由选择部508选择出的转矩电流指令值Iδ *＊*的差分(Iδ *＊*－Iδ)。
转矩电流控制部512对由减法部510求出的差分(Iδ *＊*－Iδ)进行比例积分(PI)运算，生成使该差分接近于零的δ轴电压指令值Vδ *。通过这样生成δ轴电压指令值Vδ *来进行用于使Iδ与Iδ *＊*一致的控制。
即，当选择了Iδ **作为Iδ *＊*时，进行用于使Iδ与Iδ **一致的控制，当选择了0作为Iδ *＊*时，进行用于使Iδ与0一致的控制。
通过用于使励磁电流Iγ以及转矩电流Iδ与0一致的控制来实现“零电流控制”。
补偿值运算部504如例如图10所示地构成。图示的补偿值运算部504具有余弦运算部551、正弦运算部552、乘法部553、554、低通滤波器555、556、减法部557、558、频率控制部559、560、乘法部561、562和加法部563。
余弦运算部551接受θmn，计算其余弦cosθmn。正弦运算部552接受θmn，计算其正弦sinθmn。
乘法部553通过对推定值ωest乘以cosθmn来求出推定值ωest的余弦分量ωest·cosθmn。
乘法部554通过对推定值ωest乘以sinθmn来求出推定值ωest的正弦分量ωest·sinθmn。
由乘法部553、554计算的余弦分量ωest·cosθmn以及正弦分量ωest·sinθmn中除了包括频率为ωmn的脉动分量之外，还包括高于ωmn的频率的脉动分量(谐波分量)。
低通滤波器555以及556与低通滤波器409以及410同样地是传递函数以1/(1+sTf)来表示的一阶滞后滤波器。
在此，s为拉普拉斯算子。Tf为时间常数，以使得去除高于频率ωmn的频率的脉动分量(使之充分衰减)的方式来决定。
如对于低通滤波器409以及410描述的那样，时间常数Tf在运行控制部102被决定，并被通知给低通滤波器555以及556。
低通滤波器555对余弦分量ωest·cosθmn进行低通滤波，去除高于频率ωmn的频率的脉动分量，输出低频分量ωest_cos。低频分量ωest_cos为表示推定值ωest的脉动分量中的、频率为ωmn的余弦分量的直流量。
低通滤波器556对正弦分量ωest·sinθmn进行低通滤波，去除高于频率ωmn的频率的脉动分量，输出低频分量ωest_sin。低频分量ωest_sin为表示推定值ωest的脉动分量中的、频率为ωmn的正弦分量的直流量。
减法部557求出低通滤波器555的输出ωest_cos与0的差分。
减法部558求出低通滤波器556的输出ωest_sin与0的差分。
频率控制部559对由减法部557求出的差分(ωest_cos－0)进行比例积分(PI)运算，求出使该差分接近于零的电流指令值的余弦分量Iδ_trq_cos。通过这样生成余弦分量Iδ_trq_cos来进行用于使低频分量ωest_cos与0一致的控制。
频率控制部560对由减法部558求出的差分(ωest_sin－0)进行比例积分(PI)运算，求出使该差分接近于零的电流指令值的正弦分量Iδ_trq_sin。通过这样生成正弦分量Iδ_trq_sin来进行用于使低频分量ωest_sin与0一致的控制。
乘法部561通过对频率控制部559的输出Iδ_trq_cos乘以cosθmn来生成Iδ_trq_cos·cosθmn。Iδ_trq_cos·cosθmn为具有频率n·ωest的交流分量。
乘法部562通过对频率控制部560的输出Iδ_trq_sin乘以sinθmn来生成Iδ_trq_sin·sinθmn。Iδ_trq_sin·sinθmn为具有频率n·ωest的交流分量。
加法部563求出乘法部561的输出Iδ_trq_cos·cosθmn与乘法部562的输出Iδ_trq_sin·sinθmn之和。
加法部563的输出被作为转矩电流补偿值Iδ_trq而输出。
在图9的加法部505加上这样求出的转矩电流补偿值Iδ_trq，将加法结果用作校正后的转矩电流指令值Iδ **，从而能够抑制脉动分量。
在脉动分量被抑制的状态下，如上所述，能够视为输出转矩Tm与负载转矩Tl一致。于是，设为在包括输出转矩Tm为最小的相位的期间进行零电流控制，在进行零电流控制期间进行电动机7的接线的切换。
以下对进行零电流控制并在此期间进行切换得到的益处以及在转矩最小相位处进行零电流控制的益处进行说明。
首先对在电动机的运行过程中使接线切换装置60工作时的电动机驱动装置2的工作进行说明。
首先使用图4对现有技术的问题、即不具备本发明的特征的电动机驱动装置的工作进行说明。
在电动机运行过程中，即在电流流过构成接线切换装置60的切换器61、62、63的状态下，当对流过励磁线圈611、621、631(图5)的电流进行了操作的情况下(从断开切换为接通或从接通切换为断开的情况下)，共用触点61c、62c、63c的连接切换至常闭触点61b、62b、63b或常开触点61a、62a、63a。在发生切换时，如果继续从逆变器30向电动机7的供电，则有可能在切换器61～63的触点之间产生电弧放电，并且由此产生触点熔焊等故障。
为了避免这样的故障，可以考虑在使接线切换装置60工作之前停止从逆变器30向电动机7的供电，设为使电动机7的转速Nm为零的状态。这样能够使得在切换器61～63的触点之间不产生电弧放电地进行切换。
然而，当使电动机7的转速Nm为零时，再启动所需的转矩增加，或是起动时的电流增加，有可能无法再启动。
在例如电动机7为驱动压缩机904的装置的情况下，在刚使转速Nm为零后，制冷剂的状态尚未稳定，因此再启动所需的转矩增加。
也可以考虑在使电动机7的转速Nm为零之后，在经过了使制冷剂的状态充分稳定所需的时间后进行再启动。在该情况下，变得无法利用压缩机904对制冷剂加压，有可能由于制冷能力或者制热能力的降低而室温与期望温度的偏离变大。
如果以使流过接线切换装置60的电流为零的方式进行控制，并在该状态下使接线切换装置60进行切换动作，则能够防止在切换时切换器61～63的触点之间产生电弧放电。
如此，无需为了切换而使电动机7的转速Nm为零。
为了使流过接线切换装置60的电流为零，只要使流过电动机7的电流为零即可。
为了使流过电动机7的电流为零，在图9所示的选择部507、508中选择值0作为选择出的指令值Iδ *＊*、Iγ **，并经由减法部509、510供给至电流控制部511、512即可。
这样做的结果是，电流控制部511输出用于使励磁电流Iγ与0一致的γ轴电压指令值Vγ *，电流控制部512输出用于使转矩电流Iδ与0一致的δ轴电压指令值Vδ *。
在进行上述零电流控制的情况下，需要注意以下几点。
下述式(10)示出输出转矩Tm以及负载转矩Tl与速度变化的关系。
[数学式10]
在式(10)中，
Δω为速度的变化量，
Jm为转动惯量，
Δt为时间的变化量。
式(10)表示如果(Tm－Tl)为负、其绝对值越大，则每单位时间的速度的降低越大。
在进行零电流控制的情况下，在零电流控制的期间，由于输出转矩Tm为零，因此零电流控制的期间越长、并且负载转矩Tl越大，则速度的降低越大。因此，在以低速进行零电流控制的情况下，取决于零电流控制的时间，转数有可能大幅下降、例如下降至零附近而失步。
为了防止发生这样的情形，在本实施方式中，设为推定负载转矩Tl为最小的相位(转矩最小相位)，在包括推定出的转矩最小相位的期间进行零电流控制。通过这种方式，能够使转数大幅下降、例如下降至零附近的可能性更加变小。
参照图11的(a)～(e)及图12的(a)～(e)，对作为例子而设想单回转压缩机的负载转矩、进行零电流控制的情况下的速度变化等进行说明。在图11的(a)～(e)及图12的(a)～(e)中，横轴为时间(秒)。
图11的(a)～(e)示出在不特别控制定时而进行零电流控制的情况，图12的(a)～(e)示出在包括推定出的转矩最小相位的期间进行零电流控制的情况。
图11的(a)及图12的(a)中，以点划线示出每秒转数指令值fm *，以实线示出每秒转数下的实际速度fm，以虚线示出每秒转数的推定值fm_est。
这些值与电角速度下的指令值ω*、实际速度ω、推定值ωest具有下述式(11a)～(11c)的关系。
[数学式11]
/>
图11的(b)及图12的(b)中，以实线示出U相电流Iu，以虚线示出V相电流Iv，以点划线示出W相电流Iw。
图11的(c)及图12的(c)中，以点划线示出励磁电流的目标值Iγ **，以实线示出实际的励磁电流Iγ。
图11的(d)及图12的(d)中，以点划线示出转矩电流的目标值Iδ *＊*，以实线示出实际的转矩电流Iδ。
图11的(e)及图12的(e)中，以实线示出输出转矩Tm，以虚线示出负载转矩Tl。
根据图11的(e)及图12的(e)可知，设想负载转矩Tl的脉动的周期为0.05秒、因而频率为20Hz的情况。
在对进行零电流控制的定时不加限制的情况下，如例如图11的(e)所示，有时在推定出负载转矩Tl为最小的相位(推定出的转矩最小相位)以外的相位处进行零电流控制。在图11的(a)的情况下，实际速度fm降低且反向旋转，这是不期望的。
另一方面，在包括推定出负载转矩Tl为最小的相位(推定出的转矩最小相位)的期间进行零电流控制的情况下，如图12的(a)所示，可知实际速度fm几乎没有降低。
在本实施方式中，如上所述，用转矩最小相位运算部104求出输出转矩Tm，根据Tm求出低频分量Tmcos、Tmsin，利用式(9)根据Tmcos、Tmsin求出推定负载转矩的n次脉动分量为最小的相位θmn_min。
在以下说明能够用上述方法来求出推定负载转矩的n次脉动分量为最小的相位θmn_min的理由。
在理想地进行抑制速度脉动的振动抑制控制的状况(速度的变动被抑制的状态)下，输出转矩Tm变得与负载转矩Tl相同相位且相同振幅，输出转矩Tm为最小的相位与负载转矩Tl为最小的相位一致。
因此，如果进行振动抑制控制而达到输出转矩Tm与负载转矩Tl相同相位且相同振幅的状态，则在该状态下，能够根据输出转矩Tm为最小的相位推定负载转矩Tl为最小的相位。
此外，如果是磁阻转矩小的马达，则转矩电流为最小的相位与负载转矩为最小的相位也大体一致。因此，当输出转矩为最小时，转矩电流也为最小值或与此接近的值，相电流也为最小值或与此接近的值。因此，通过在包括输出转矩为最小的相位的期间进行向零电流控制的切换，能够避免切换时电流的急剧变化。
输出转矩Tm通过上述式(5)给出。
在进行例如仅对电动机7的旋转频率的n倍频率的脉动分量进行补偿的振动抑制控制的情况下，一般认为用式(5)给出的输出转矩Tm中包含直流分量和交流分量(n次脉动分量)，因此能够将式(5)变形为如下述式(12)。
[数学式12]
Tm＝TmDC+Tmcoscos(θmn)+Tmsinsin(θmn) (12)
TmDC为转矩Tm的直流分量，
Tmcos为转矩Tm的n次脉动分量的余弦分量的振幅，
Tmsin为转矩Tm的n次脉动分量的正弦分量的振幅。
式(12)能够变形为如下述式(13)。
[数学式13]
Tmcos、Tmsin为直流量，虽然随着时间而缓慢变化，但是不会以与θm的变化相同程度的周期而变化。因此，在用下述式(14)表示的余弦函数为最小时，用式(13)给出的输出转矩Tm为最小。
[数学式14]
在式(14)的余弦函数的相位为π时，该余弦函数为最小。
即，当满足下述式(15)时，用式(14)表示的余弦函数为最小。
[数学式15]
当用θmn_min表示满足式(15)时的θmn时，得到上述式(9)。
即，可知用上述式(9)求出的相位θmn_min为推定负载转矩的n次脉动分量为最小的相位。
通过在包括推定负载转矩的n次脉动分量为最小的相位θmn_min的期间Tz进行零电流控制，能够在该期间Tz内使相电流Iu、Iv、Iw(图12的(b))、即流过电动机7以及切换器61、62、63的电流为接近于零的值。
然后，通过在该期间Tz中对切换器61、62、63进行切换，能够在没有电流流过切换器61、62、63的状态下进行切换。
其结果是由于在触点之间不会产生电弧放电，因此能够在使用机械继电器时防止触点熔焊，实现可靠性高的电动机的驱动装置。
另外，通过在零电流控制中对切换器61、62、63进行切换，能够不产生大的电流变化而进行切换，因此能够抑制由切换引起的电动机7的转数的急剧变化，能够在抑制噪音、振动等的同时切换接线状态。
此外，虽然作为使电流为0的方法还有停止PWM信号Sm1～Sm6的输出的方法，但是电动机7持续产生与转数Nm相应的反电动势。该反电动势高于母线电压(即电容器20的两电极之间的电压)时，作为再生电压而发挥作用，充电电流从电动机7经由接线切换装置60以及整流元件321～326向电容器20流动。当在该状态下接线切换装置60工作而产生切换时，有可能产生电弧放电，在该情况下也有可能产生触点熔焊等故障。
与此相对，在本实施方式中，设为在电动机旋转时将流过电动机7以及接线切换装置60的电流控制为零，进行控制以使在该状态下产生接线切换装置60的切换。通过这种方式，抑制由切换时的电流的变化引起的噪音、振动等的产生，还能够防止在使用机械继电器作为接线切换装置60时的触点熔焊等故障，能够得到可靠性高的电动机驱动装置。
在本实施方式中，还在包括转矩最小相位θmn_min的期间Tz中进行零电流控制，从而能够减小进行零电流控制的期间中电动机7的转速的降低。
接下来对n次脉动分量为最小的相位θmn_min与转矩维持于最小值或与此接近的值的期间Ty的关系进行描述。
取决于负载要素的特性，负载转矩有时不仅包括n次脉动分量，还包括n次脉动分量以外的分量、尤其是谐波分量。转矩保持接近于最小值的值的期间的长度取决于所包含的谐波而不同。
图13示出负载转矩Tl及其n次脉动分量Tln的例子。横轴为将n次脉动分量Tln的1个周期设为360度的相位θmn。
在图示的例子中，在相对于n次脉动分量Tln为最小的相位θmn_min提前角度θmnya至相对于该相位θmn_min推后角度θmnyb的期间Ty，转矩Tl为最小或接近于最小的值。
具体而言，n次脉动分量Tln为最小的相位θmn_min为62度，转矩Tl为最小的相位与n次脉动分量Tln为最小的相位θmn_min一致。
而且，在2度至120度的期间Ty，转矩Tl为负值，并且维持转矩的最小值或与此接近的值。即，在相对于n次脉动分量Tln为最小的相位θmn_min(＝62度)提前角度θmnya＝60度至相对于该相位θmn_min推后角度θmnyb＝58度的期间Ty，转矩Tl为最小值或接近于最小值的值。
在这样的情况下，零电流控制可以在期间Ty的整体持续，也可以仅在部分期间持续。用符号Tz表示进行零电流控制的期间。
只要在进行零电流控制的期间Tz中进行切换即可。
进行零电流控制的期间Tz占据期间Ty的整体或部分，例如为相对于n次脉动分量Tln为最小的相位θmn_min提前角度θmnza至相对于该相位θmn_min推后角度θmnzb的期间。将与角度θmnza相当的期间称为第1期间，将与角度θmnzb相当的期间称为第2期间。
决定上述期间Tz的角度θmnza、θmnzb为将n次脉动分量的1个周期设为360度的角度。图13中示出的例子为n＝1的情况，角度θmnza、θmnzb与机械角下的角度θmza、θmzb相等。
在n为1以外的情况下，在θmnza、θmnzb与θmza、θmzb之间存在下述式(16a)及(16b)的关系。
[数学式16]
因此，在用机械角表示期间Tz的情况下，需要使用θmza/n、θmzb/n来代替上述θmnza、θmnzb。
例如，上述第1期间为将第1机械角θmza除以n得到的值，
上述第2期间为将第2机械角θmzb除以n得到的值。
在上述例子中，在转矩最小相位运算部104利用以式(9)表示的运算来计算出转矩为最小的相位(转矩的n次脉动分量为最小的相位)。作为代替，可以设为根据输出转矩Tm的变化的历史来推定负载转矩为最小的相位。
图14中示出该情况下的结构例。
图示的转矩最小相位运算部104b具有转矩计算部401、计算值历史存储部421和计算值历史解析部422。
转矩计算部401与图8的转矩计算部401同样地进行用例如式(5)表示的运算来计算输出转矩Tm。在每个预先决定的周期的采样定时进行输出转矩Tm的计算。
计算值历史存储部421累积由转矩计算部401在每个采样定时计算出的输出转矩Tm的值(计算值)，生成累积值的时间序列。例如，存储直到预先决定的数量的周期之前为止的值。此处所谓“周期”为转矩的n次脉动分量的周期。图15中示出表示累积的时间序列的波形的一例。图15中中空的“○”示出被采样的输出转矩的值。在图示的例子中由3个周期的值形成时间序列。
计算值历史解析部422根据上述时间序列，求出各周期中输出转矩Tm的值为最小的相位(转矩最小相位)。
各采样定时与例如由图7的电相位运算部116计算的相位θe对应起来，θe与θmn之间存在如下关系：
[数学式17]
于是，例如，在各周期中对与计算出的输出转矩Tm的值被判定为最小值的采样定时对应的相位θe乘以n/Pm，能够求出θmn_min。
各周期的长度能够基于计算出的输出转矩值的变化来判定。例如，能够基于从最小值的产生到下一个最小值的产生为止的时间以及从最大值的产生到下一个最大值的产生为止的时间的一方或双方来计算。
在各周期中，在求转矩最小相位时，可以基于针对在此之前的1或两个以上周期求出的转矩最小相位来进行校正。例如，可以将针对各周期仅基于该周期的计算值(在该周期内的采样定时计算出的转矩的值)而决定的转矩最小相位和针对在此之前的1或两个以上周期的各个周期仅基于各个周期的计算值而求出的转矩最小相位的加权平均作为针对该各周期的转矩最小相位。
当进行加权时，可以针对仅基于该各周期的计算值而求出的转矩最小相位赋予最大的权重。另外，针对该各周期以外的周期，可以对越接近于该各周期的周期赋予越大的权重。
在上述例子中，计算输出转矩为最小的相位。作为代替，可以计算转矩电流为最小的相位，使用计算出的相位作为负载转矩为最小的相位。
在上述例子中，设为在各周期中在包括负载转矩为最小(最小值)的相位的期间进行零电流控制。作为代替，可以设为在各周期中在包括负载转矩为接近于最小值的值的相位的期间进行零电流控制。
简言之，只要设为在包括负载转矩为最小值或接近于该最小值的值的相位的期间进行零电流控制即可。
另外，在存在负载转矩为负的期间的情况下，可以使用负载转矩为负的期间的整体或部分作为包括上述负载转矩为最小值或接近于该最小值的值的相位的期间。
在上述例子中，设为根据逆变器30的输入侧的直流电流Idc恢复相电流Iu、Iv、Iw的结构。作为代替，可以设为在逆变器30的输出线331、332、333设置电流检测器、用该检测器检测相电流的结构。在这种情况下，只要使用由上述检测器检测的电流来代替由电流恢复部161恢复的电流即可。
虽然设想IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET作为逆变器主电路310的开关元件311～316，但只要是能够进行开关的元件，就可以使用任意元件。此外，在MOSFET的情况下，由于在构造上具有寄生二极管，因此即使不反并联连接回流用的整流元件(321～326)也能够得到同样的效果。
关于构成开关元件311～316的材料，不仅使用硅(Si)，还使用作为宽带隙半导体的碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石等来构成，从而能够更加减少损耗。
实施方式2.
在图4的结构中，使用切换开关作为接线切换装置60的切换器61、62、63的各个切换器。作为代替，可以用常闭开关与常开开关的组合来构成各切换器。图16中示出该情况下的接线切换装置的结构例。
在图16的结构中，使用常闭开关615与常开开关616的组合来代替作为切换器61的切换开关，使用常闭开关625与常开开关626的组合来代替作为切换器62的切换开关，使用常闭开关635与常开开关636的组合来代替作为切换器63的切换开关。
如图所示，在常闭开关615、625、635闭合(接通)、常开开关616、626、636打开(断开)的状态下，电动机为Y接线，与图示相反，在常闭开关615、625、635打开、常开开关616、626、636闭合的状态下，电动机为Δ接线。
如图16所示，即使在由常闭开关与常开开关的组合来构成各切换器的情况下，也能够使用电磁接触器作为各开关。电磁接触器由于接通时的导通损耗小，因而是优选的。
如图16所示，在由常闭开关与常开开关的组合来构成各切换器的情况下，可以使用由宽带隙半导体(WBG半导体)构成的半导体开关来作为各开关，该宽带隙半导体包括碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、氧化镓(Ga2O3)、金刚石等。这些开关的接通电阻小，损耗低且元件发热也少。这些开关还能够快速进行切换动作。
虽然在这样使用半导体开关的情况下也能够高速进行切换动作，但各半导体中产生大约几μs的动作偏差。因此，在基于电动机7的绕组电阻R和绕组电感L的时间常数L/R非常小的情况下，可能产生急剧的电流变化而不仅产生电动机7的转数的急剧变化并产生振动、噪音等，而且还有可能半导体发热而产生热破坏。
因此，在由半导体构成的接线切换装置60中，通过采用零电流控制，能够在没有大的电流变化的情况下进行切换。因此，能够抑制由切换引起的电动机7的转数的急剧变化以及在抑制噪音及振动的同时切换接线状态。进而可以得到通过抑制半导体的发热而能够防止破坏的效果。
实施方式3.
在实施方式1～2中，设想电动机可以将定子绕组切换为Y接线或Δ接线的情况。
电动机可以通过其它方法来进行接线的切换。
例如电动机也可以具有由两个以上绕组部分构成的绕组作为各相绕组，并且能够切换为并联接线及串联接线中的任意接线。
在该情况下，将构成各相绕组的两个以上绕组部分各自的两端部设为能够连接于电动机7的外部，用接线切换装置60切换接线状态。
图17中示出如下结构：在Y接线的电动机中由两个绕组部分构成各相绕组，将该绕组部分各自的两端部设为能够连接于电动机7的外部，用接线切换装置60切换接线状态。
具体而言，U相的绕组71包括两个绕组部分711、712，V相的绕组72包括两个绕组部分721、722，W相的绕组73包括两个绕组部分731、732。
绕组部分711、721、731的第1端部经由外部端子71c、72c、73c连接于逆变器30的输出线331、332、333。
绕组部分711、721、731的第2端部经由外部端子71g、72g、73g连接于切换开关617、627、637的共用触点。
绕组部分712、722、732的第1端部经由外部端子71h、72h、73h连接于切换开关618、628、638的共用触点。
绕组部分712、722、732的第2端部经由外部端子71d、72d、73d连接于中性点节点64。
切换开关617、627、637的常闭触点连接于切换开关618、628、638的常闭触点。
切换开关617、627、637的常开触点连接于中性点节点64。
切换开关618、628、638的常开触点连接于逆变器30的输出线331、332、333。
接线切换装置60由切换开关617、627、637、618、628、638构成。
在使用这样的接线切换装置的情况下，也与实施方式1以及2中示出的情况同样地，能够进行接线切换装置60的保护。
在图17所示的结构的情况下，在切换开关617、627、637、618、628、638如图所示被切换至常闭触点侧的状态下，电动机为串联接线的状态，在切换开关617、627、637、618、628、638被切换至与图示相反的常开触点侧的状态下，电动机为并联接线的状态。
此外，在实施方式3中也如实施方式2中描述的那样，能够使用常闭开关与常开开关的组合来代替切换开关。
虽然以上对在Y接线的电动机中进行串联接线与并联接线的切换的情况进行了说明，但也可以是电动机为Δ接线，进行串联接线与并联接线的切换。
虽然以上对将Y接线或Δ接线的各相绕组切换为串联或并联的结构进行了说明，但也可以为如下结构：在Y接线或Δ接线的状态下在绕组设置中间分接头(intermediatetap)而用开关单元使绕组的一部分短路，从而变更驱动所需的电压。
简而言之，电动机只要能够切换绕组的接线即可。
此外，以上实施方式所示的结构为本发明的结构的一例，也能够与其它公知技术组合，在不脱离本发明主旨的范围内，也能够将一部分省略等而变更地构成。
工业适用性
如上所述，本发明适用于切换电动机的绕组而使用的电动机驱动装置以及具备该电动机驱动装置的制冷环路应用设备。
虽然列举了空调机作为制冷环路应用设备的一例，但是本发明不限于此，还能够应用于例如冰箱、冰柜、热泵热水器等。

Claims (12)

1.电动机驱动装置，具有：
电动机，具有接线，驱动负载转矩周期性地变动的负载要素；
接线切换装置，切换所述电动机的所述接线；
逆变器，对所述电动机施加频率及电压值可变的交流电压；以及
控制装置，控制所述逆变器及所述接线切换装置，
其中，所述控制装置控制所述逆变器以使所述电动机的输出转矩跟随所述负载转矩的周期性变动，控制所述逆变器以使在包括所述负载转矩为最小值或接近于该最小值的值的转矩最小相位的期间流过所述电动机的电流为零，在所述逆变器被控制为使得流过所述电动机的电流为零的所述期间，使所述接线切换装置切换所述接线。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置生成用于使所述电动机的输出转矩跟随所述负载转矩的周期性变动的转矩电流补偿值，基于生成的转矩电流补偿值校正转矩电流指令值，基于校正后的转矩电流指令值生成电压指令值，基于生成的电压指令值控制所述逆变器。
3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置计算所述电动机的输出转矩，将计算出的输出转矩用作为所述负载转矩的推定值，基于该推定值检测所述转矩最小相位。
4.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于，
当所述负载转矩的周期性地变动的分量中的、所述电动机的旋转频率的n倍频率的分量最大时，所述转矩电流补偿值主要用于补偿所述n倍频率的分量。
5.根据权利要求4所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置检测所述负载转矩的周期性地变动的分量中的、所述n倍频率的分量为最小值的相位，作为所述转矩最小相位。
6.根据权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制装置计算所述电动机的输出转矩，从计算出的输出转矩中提取所述n倍频率的分量，检测提取出的分量为最小值的相位，作为所述负载转矩中的所述n倍频率的分量为最小值的相位。
7.根据权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于，
包括所述转矩最小相位的期间为相对于所述n倍频率的分量为最小值的相位提前第1期间至相对于所述n倍频率的分量为最小值的相位推后第2期间的期间。
8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述第1期间为将预先决定的第1机械角除以n得到的角度，
所述第2期间为将预先决定的第2机械角除以n得到的角度。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述接线切换装置具有电磁接触器，该电磁接触器具备励磁线圈和由流过励磁线圈的电流驱动的触点。
10.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电动机驱动装置，其中，
所述接线切换装置具有由输入至控制端子的信号控制的半导体开关。
11.根据权利要求10所述的电动机驱动装置，其中，
所述半导体开关由宽带隙半导体构成。
12.一种制冷环路应用设备，具备：
权利要求1至11中的任意一项所述的电动机驱动装置。
CN201980091990.5A 2019-02-21 2019-02-21 电动机驱动装置以及制冷环路应用设备 Active CN113439389B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/006486 WO2020170379A1 (ja) 2019-02-21 2019-02-21 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113439389A CN113439389A (zh) 2021-09-24
CN113439389B true CN113439389B (zh) 2023-08-22

Family

ID=72143616

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980091990.5A Active CN113439389B (zh) 2019-02-21 2019-02-21 电动机驱动装置以及制冷环路应用设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11711040B2 (zh)
JP (1) JP7072714B2 (zh)
CN (1) CN113439389B (zh)
WO (1) WO2020170379A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021144234A1 (de) * 2020-01-13 2021-07-22 Convertertec Deutschland Gmbh Verfahren zum phasengetrennten überstromschutz einer dreiphasigen brückenschaltung
WO2022180746A1 (ja) * 2021-02-25 2022-09-01 三菱電機株式会社 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
US11916500B2 (en) * 2021-12-20 2024-02-27 Raytheon Company Synchronous generator with configurable modality

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008228513A (ja) * 2007-03-15 2008-09-25 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置および電動機駆動方法並びに冷凍空調装置
JP2010017055A (ja) * 2008-07-07 2010-01-21 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd モータ駆動装置
JP2010022165A (ja) * 2008-07-14 2010-01-28 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の巻線切換装置およびインバータ装置
US9077269B2 (en) * 2012-11-07 2015-07-07 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Control system for AC electric motor
JP2015226432A (ja) * 2014-05-29 2015-12-14 株式会社豊田自動織機 回転電機の駆動装置
JP2018057114A (ja) * 2016-09-28 2018-04-05 シャープ株式会社 モータ駆動システムおよび空気調和機
WO2019026125A1 (ja) * 2017-07-31 2019-02-07 三菱電機株式会社 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3506590B2 (ja) * 1997-10-03 2004-03-15 三菱電機株式会社 モータの非常停止装置
JP5407322B2 (ja) * 2008-12-22 2014-02-05 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御システム
JP6491455B2 (ja) 2014-10-28 2019-03-27 シャープ株式会社 電動機
JP2018182988A (ja) 2017-04-20 2018-11-15 Ｋｙｂ株式会社 モータ駆動装置
US10411634B2 (en) * 2017-11-28 2019-09-10 Steering Solutions Ip Holding Corporation Controller anti-windup for permanent magnet synchronous machines

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008228513A (ja) * 2007-03-15 2008-09-25 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置および電動機駆動方法並びに冷凍空調装置
JP2010017055A (ja) * 2008-07-07 2010-01-21 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd モータ駆動装置
JP2010022165A (ja) * 2008-07-14 2010-01-28 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の巻線切換装置およびインバータ装置
US9077269B2 (en) * 2012-11-07 2015-07-07 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Control system for AC electric motor
JP2015226432A (ja) * 2014-05-29 2015-12-14 株式会社豊田自動織機 回転電機の駆動装置
JP2018057114A (ja) * 2016-09-28 2018-04-05 シャープ株式会社 モータ駆動システムおよび空気調和機
WO2019026125A1 (ja) * 2017-07-31 2019-02-07 三菱電機株式会社 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器

Also Published As

Publication number Publication date
US20220115973A1 (en) 2022-04-14
US11711040B2 (en) 2023-07-25
JP7072714B2 (ja) 2022-05-20
WO2020170379A1 (ja) 2020-08-27
CN113439389A (zh) 2021-09-24
JPWO2020170379A1 (ja) 2021-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6991336B2 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
CN113439389B (zh) 电动机驱动装置以及制冷环路应用设备
CN111264026B (zh) 电动机驱动装置、冷冻循环装置、空调、热水器以及冰箱
CN110915128B (zh) 电动机驱动装置以及冷冻循环应用设备
JP2009273302A (ja) 電動モータの制御装置
JP6929434B2 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7166468B2 (ja) 電動機駆動装置および冷凍サイクル適用機器
JP2003111480A (ja) 電動機駆動装置
WO2021038817A1 (ja) 電動機駆動装置、電動機駆動システム及び冷凍サイクル装置
CN113196646B (zh) 马达驱动装置、冷冻环路装置、空调机、热水器以及冰箱
WO2022180746A1 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023105689A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7308949B2 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023095311A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
WO2023105761A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7325526B2 (ja) 電動機駆動装置、冷凍サイクル装置、空気調和機、給湯機、及び冷蔵庫
WO2023073994A1 (ja) 電動機駆動装置および冷凍サイクル適用機器
CN115485967A (zh) 电动机驱动装置、制冷循环装置、空调机、热水器以及冰箱
CN117941243A (zh) 电力转换装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备
CN116547903A (zh) 电动机驱动装置、制冷循环装置和空调机
CN116830451A (zh) 电动机驱动装置、制冷循环装置、空调机、热水器以及冰箱

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant