CN113169673A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

目的在于提供能够实现低成本或者高密度地安装的多输出DC‑DC转换器的技术。DC‑DC转换器具备变压器(4)、第1电路(11)以及至少一个第2电路(21)。第2电路(21)具备个别控制装置(22)，该个别控制装置(22)根据从与第2电路(21)对应的二次绕组(42)取出的电力，选择性地进行该二次绕组(42)中的电力的积蓄以及取出，该第2电路(21)将二次绕组(42)的交流电压变换为直流电压。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器，特别涉及能够应用于能够输出不同的多个输出电压的多输出DC-DC转换器的DC-DC转换器。
背景技术
DC-DC转换器具有使直流电压升降压而输出的功能。在这样的DC-DC转换器中，有为了输出不同的多个输出电压而具有多个输出电路的多输出DC-DC转换器。在使用变压器使DC-DC转换器多输出化的多输出DC-DC转换器中，由变压器的多个2次侧绕组和多个2次侧整流电路构成多个输出电路。
在以往的多输出DC-DC转换器中，关于多个输出电路中的1个输出电路检测输出电压，以使该输出电压成为目标值的方式控制变压器的1次侧的开关元件的通流比(conduction ratio)，从而控制上述1个输出电路的输出电压。另一方面，使用针对直接控制的输出电压的变压器的匝数比，估计其他输出电路的输出电压、即未直接控制的输出电压。另外，在专利文献1中，也提出了多输出DC-DC转换器的技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-154506号公报
发明内容
在多输出DC-DC转换器中未直接控制的输出电压根据各输出电路的负载以及输入电压等而变动，所以难以高精度地调整输出电压。相对于此，在专利文献1的技术中，能够将各输出电路的调整进行某种程度。
然而，在专利文献1的技术中，构成为使用2次侧开关元件，将积蓄于与变压器独立地设置的2次侧的电感器的能量取出必要的量。在这样的结构中，除了变压器以外，需要将具有比较大的面积的电感器等磁性零件在转换器上安装输出数的量。因此，难以实现低成本或者高密度地安装的多输出DC-DC转换器。
因此，本发明是鉴于如上述的问题而完成的，目的在于提供能够实现低成本或者高密度地安装的多输出DC-DC转换器的技术。
本发明所涉及的DC-DC转换器具备：变压器，具有一次绕组、至少一个二次绕组及三次绕组；第1电路，与所述一次绕组及所述三次绕组连接；以及至少一个第2电路，与所述至少一个二次绕组连接，所述第1电路具备：第1开关元件，将预先决定的直流电压变换为交流电压，将该交流电压供给到所述一次绕组；以及主控制装置，根据所述三次绕组的电力，控制所述第1开关元件的通流比，所述第2电路具备个别控制装置，该个别控制装置根据从与所述第2电路对应的所述二次绕组取出的电力，选择性地进行该二次绕组中的电力的积蓄以及取出，所述第2电路将与所述第2电路对应的所述二次绕组的交流电压变换为直流电压。
根据本发明，第2电路的个别控制装置根据从与第2电路对应的二次绕组取出的电力，选择性地进行该二次绕组中的电力的积蓄以及取出。根据这样的结构，能够实现低成本或者高密度地安装的多输出DC-DC转换器。
本发明的目的、特征、方式以及优点通过以下的详细说明和附图将变得更加明确。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。
图2是示出实施方式1所涉及的个别控制装置的结构的一个例子的框图。
图3是示出实施方式1所涉及的个别控制装置的结构的一个例子的电路图。
图4是示出第1关联DC-DC转换器的结构的电路图。
图5是示出实施方式2所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。
图6是示出第2关联DC-DC转换器的结构的电路图。
图7是示出第3关联DC-DC转换器的结构的电路图。
图8是示出变形例1所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。
图9是示出变形例2所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。
图10是示出变形例2所涉及的个别控制装置的结构的一个例子的框图。
图11是示出实施方式3所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。
图12是示出实施方式3所涉及的个别控制装置的结构的一个例子的框图。
图13是示出实施方式3所涉及的个别控制装置的结构的一个例子的框图。
(符号说明)
4：变压器；11：第1电路；12、55：开关元件；15：主控制装置；21、21a、21b：第2电路；22、22a、22b、26、26a、26b、27a：个别控制装置；41：一次绕组；42、42a、42b：二次绕组；43：偏置绕组；56、57、57a、57b：二极管；61、61a、61b：第4电路；63a、63b：DC-DC转换器IC；64a、64b：电感器；71：第3电路；76d：光耦合器。
具体实施方式
<实施方式1>
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。图1的DC-DC转换器具备变压器4、第1电路11以及至少一个第2电路21。以下，设为本实施方式1所涉及的至少一个第2电路21是作为输出电路发挥功能的第2电路21a、21b，DC-DC转换器是具有能够输出不同的多个输出电压的第2电路21a、21b的多输出DC-DC转换器进行说明。
变压器4具有一次绕组41、具有二次侧的励磁电感的至少一个二次绕组42以及作为三次绕组的偏置绕组43。在本实施方式1中，至少一个二次绕组42是二次绕组42a、42b，但二次绕组42的数量不限于此。
第1电路11与直流电源19、一次绕组41以及偏置绕组43连接。图1的第1电路11具备作为第1开关元件的开关元件12、整流电路13、电流检测电阻14以及主控制装置15。
开关元件12将从直流电源19输入的预先决定的直流电压通过主控制装置15的控制变换为交流电压，将该交流电压(电力)供给到一次绕组41。在开关元件12中，例如应用半导体开关元件。
整流电路13将从偏置绕组43取出的电力的交流电压变换为直流电压供给到主控制装置15的端子Vcc、FB、GND。在一次绕组41的电流上升时，电流检测电阻14的两端电压上升。经由端子CLM、GND通过主控制装置15检测该两端电压。
主控制装置15根据偏置绕组43的电力，控制开关元件12的通流比、即脉冲驱动信号的导通时间的比例。此处所称的偏置绕组43的电力例如是经由整流电路13输入的电压。
接下来，说明第2电路21。各第2电路21与二次绕组42连接，并且具备个别地控制第2电路21的个别控制装置22、电容器23以及一组输出端子24。在图1的例子中，第2电路21a与二次绕组42a连接，并且具备个别地控制第2电路21a的个别控制装置22a、电容器23a以及一组输出端子24a。同样地，第2电路21b与二次绕组42b连接，并且具备个别地控制第2电路21b的个别控制装置22b、电容器23b以及一组输出端子24b。
个别控制装置22a从与第2电路21a对应的二次绕组42a取出电力(能量)。然后，个别控制装置22a根据取出的电力，选择性地进行二次绕组42a中的电力的积蓄以及取出(消耗)。通过这样个别控制装置22a进行反馈，如后所述，从输出端子24a输出的电压接近在第2电路21a中预先设定的目标值。
同样地，个别控制装置22b从与第2电路21b对应的二次绕组42b取出电力，根据取出的电力，选择性地进行二次绕组42b中的电力的积蓄以及取出。
图2是示出本实施方式1所涉及的个别控制装置22(个别控制装置22a、22b)的结构的一个例子的框图。个别控制装置22具备电力供给用整流电路51、差动放大电路52、误差信号检测电路53、栅极驱动电路54、作为第2开关元件的开关元件55以及二极管56。
图2的端子pin1～pin5与图1的端子pin1～pin5对应。如图1所示，一方的输出端子24、端子pin1以及端子pin2通过一组布线的一方连接，另一方的输出端子24、端子pin3以及端子pin4通过一组布线的另一方连接。端子pin5的电位是基准电位，如图2所示，端子pin5与电力供给用整流电路51、差动放大电路52、误差信号检测电路53以及栅极驱动电路54连接。
电力供给用整流电路51将从二次绕组42输入到端子pin1的电力变换为差动放大电路52、误差信号检测电路53以及栅极驱动电路54的动作所需的电力，将变换的电力供给到它们。图1的个别控制装置22与电容器23之间的一组布线的电压(差动输出)经由端子pin2、pin3输入到差动放大电路52。差动放大电路52放大该一组布线的电压彼此的差。此处所称的一组布线的电压与由个别控制装置22从二次绕组42取出的电力对应。
误差信号检测电路53根据由差动放大电路52放大的电压和预先决定的电压(带隙基准)的比较，生成误差信号。栅极驱动电路54根据由误差信号检测电路53生成的误差信号，将用于降低放大后的电压与带隙基准之间的差的信号输出给开关元件55的栅极端子。通过将该信号输入给开关元件55的栅极端子，控制开关元件55的导通状态以及截止状态、即开关元件55的通流比。
作为开关元件55的一端的源极端子经由端子pin5与图1的二次绕组的一端连接。作为开关元件55的另一端的漏极端子与二极管56的阴极连接，二极管56的阳极与端子pin4连接。此外，在图2的例子中，开关元件55是附加有回流二极管的N型MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。开关元件55不限于此，也可以是P型MOSFET、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等半导体开关元件。
如以上所述构成的个别控制装置22在二极管56的正向上流过电流时，根据从二次绕组42取出的电力，选择性地进行将开关元件55从导通状态切换到截止状态以及将开关元件55从截止状态切换到导通状态。个别控制装置22通过控制这样的切换、即开关元件55的通流比，选择性地进行二次绕组42中的电力的积蓄以及取出。
图1的第2电路21通过个别控制装置22中的开关元件55的通流比的控制以及电容器23等，将与第2电路21对应的二次绕组42的交流电压变换为直流电压，从一组输出端子24输出该直流电压。通过以上，个别控制装置22对从二次绕组42取出的电力进行反馈，所以第2电路21能够从一组输出端子24输出接近第2电路21的目标值的直流电压。
图3是示出本实施方式1所涉及的个别控制装置22(个别控制装置22a、22b)的结构的一个例子的电路图。图3的二极管51a、电阻51b、恒定电压二极管51c以及电容器51d包含于图2的电力供给用整流电路51。图3的电阻52a、52b、52c、52d、52e、52f、52h以及运算放大器52i包含于图2的差动放大电路52。
图3的电容器53a、电阻53b、53c、电源53d以及运算放大器53e包含于图2的误差信号检测电路53。图3的电阻54a以及开关元件54b、54c包含于栅极驱动电路54。
此外，个别控制装置22的结构不限于以上说明的结构。例如，个别控制装置22也可以将开关元件55以及二极管56置换为具有与它们同样的功能的其他电路。另外，也可以通过增加个别控制装置22的管脚数，外装构成个别控制装置22的电路元件，增加个别控制装置22内的电路元件的数量。另外，在图1中，将开关元件55连接到二次绕组42的卷绕始端侧(在图中附加点的一侧)，但也可以连接到卷绕终端侧。在该情况下，开关元件也可以使用例如P型MOSFET。
图4是示出与本实施方式1所涉及的DC-DC转换器关联的DC-DC转换器(以下记载为“第1关联DC-DC转换器”)的结构的电路图。以下，关于第1关联DC-DC转换器的构成要素中的、与本实施方式1所涉及的DC-DC转换器的构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。在此，说明第4电路61，第3电路在后面叙述。
第1关联DC-DC转换器代替至少一个第2电路21而具备至少一个第4电路61。图4的至少一个第4电路61是作为输出电路发挥功能的第4电路61a、61b。
第4电路61a与二次绕组42a连接，并且具备整流电路62a、DC-DC转换器IC(Integrated Circuit，集成电路)63a、二次侧的电感器64a、分压电阻65a、66a、电容器67a以及一组输出端子68a。同样地，第4电路61b与二次绕组42b连接，并且具备整流电路62b、DC-DC转换器IC63b、二次侧的电感器64b、分压电阻65b、66b、电容器67b以及一组输出端子68b。以下，说明第4电路61a的构成要素，但第4电路61b的构成要素也与以下的说明相同。
二次侧的电感器64a和与第4电路61a对应的二次绕组42a独立地设置。二次绕组42a的电压经由DC-DC转换器IC63a被输出到二次侧的电感器64a，二次侧的电感器64a积蓄从二次绕组42a取出的电力。DC-DC转换器IC63a根据从二次侧的电感器64a取出的该电力，选择性地进行二次侧的电感器64a中的电力的积蓄以及取出(消耗)。即，DC-DC转换器IC63a根据从二次侧的电感器64a取出的电力，控制在DC-DC转换器IC63a内部设置的未图示的开关元件的通流比。
第4电路61a通过DC-DC转换器IC63a中的开关元件的通流比的控制以及电容器67a等，将二次侧的电感器64a的交流电压变换为直流电压，从一组输出端子68a输出该直流电压。通过以上，DC-DC转换器IC63a针对从二次侧的电感器64a取出的电力进行反馈，所以第4电路61a能够从一组输出端子68a输出接近第4电路61a的目标值的直流电压。
另外，在图4的第1关联DC-DC转换器中，为了使作为多个输出电路的多个第4电路61各自的输出电压分别接近不同的目标值，一般而言，在各输出电路中需要如上述的DC-DC转换器IC以及2次侧的电感器。因此，在第1关联DC-DC转换器中，零件件数相应地增加。特别是，在2次侧的电感器中以能够承担能量的积蓄以及消耗的方式使用尺寸大的磁性零件，所以必须将它们准备输出数的量来安装的做法成为设计上的制约。其结果，难以实现低成本且高密度地安装的多输出DC-DC转换器，在输出数多的情况(例如输出数是10以上的情况)下，上述问题特别显著化。
另一方面，在本实施方式1所涉及的图1的DC-DC转换器中，将积蓄于具有2次侧的励磁电感的二次绕组42的能量通过个别控制装置22取出必要的量。根据这样的结构，能够在多输出DC-DC转换器的各输出电路中得到调节特性良好的高精度的输出电压。另外，能够将磁性零件汇集到1个变压器4，所以能够实现低成本且高密度地安装的多输出DC-DC转换器。
此外，如上所述在本实施方式1中，以使输出端子24b的输出电压接近预先设定的目标值的方式，个别控制装置22在二极管56的通流时，根据差动输出和带隙基准的比较，控制将开关元件55从导通状态切换到截止状态或者从截止状态切换到导通状态的定时。
在此，在积蓄于二次绕组42的能量相对输出负载过剩的情况下，第2电路21的输出电压将要上升，所以有时仅通过个别控制装置22的控制难以使第2电路21的输出电压接近目标值。因此，在主控制装置15检测到与输出电压的上升相伴的偏置绕组43的电压的上升的情况下，使开关元件12的通流比减少，使供给到一次绕组41的电力减少。或者，在主控制装置15检测到与输出电压的上升相伴的电流检测电阻14的两端电压的上升的情况下，使开关元件12的通流比减少，使供给到一次绕组41的电力减少。通过以上，能够使积蓄于二次绕组42的能量的过剩量减少。
另一方面，在积蓄于二次绕组42的能量相对输出负载不足的情况下，第2电路21的输出电压将要降低，所以有时仅通过个别控制装置22的控制难以使第2电路21的输出电压接近目标值。因此，在主控制装置15检测到与该输出电压的降低相伴的偏置绕组43的电压的降低或者电流检测电阻14的两端电压的降低的情况下，使开关元件12的通流比增大，使供给到一次绕组41的电力增大。由此，能够补偿积蓄于二次绕组42的能量的不足量。
<实施方式2>
图5是示出本发明的实施方式2所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。以下，关于本实施方式2所涉及的构成要素中的、与上述构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。
图5的DC-DC转换器与对图1的DC-DC转换器的结构追加作为输出电路的第3电路71和反馈电路76并从图1的DC-DC转换器的结构删除第1电路11的电流检测电阻14得到的结构相同。
如以下说明，具备反馈电路76的本实施方式2所涉及的DC-DC转换器能够比不具备反馈电路76的实施方式1所涉及的DC-DC转换器更提高输出电压的精度。
第3电路71与二次绕组42c连接，并且具备二极管72、电容器73以及一组输出端子74。第3电路71通过二极管72以及电容器73等，将与第3电路71对应的二次绕组42c的交流电压变换为直流电压，从一组输出端子74输出该直流电压。
反馈电路76是使来自第3电路71的一组输出端子74的输出稳定化的电路。反馈电路76设置于第3电路71与第1电路11之间，与第3电路71以及第1电路11连接。
图5的反馈电路76具备分压电阻76a、76b、分流调整器(shunt regulator)76c、光耦合器76d、电阻76e、76f、76g以及电容器76h。
分压电阻76a、76b对一组输出端子74的输出电压进行分压。分流调整器76c作为将检测信号、即在分压电阻76a、76b之间的连接点得到的该输出电压的分压与内部的基准电源进行比较并放大该比较结果的比较器发挥功能。
光耦合器76d将基于分流调整器76c的比较结果的反馈信号电绝缘地传送给变压器4的一次侧的第1电路11。即，光耦合器76d将作为和与第3电路71对应的输出电压的变动对应的信号的反馈信号传送给第1电路11。第1电路11的主控制装置15根据通过光耦合器76d绝缘传送的反馈信号和偏置绕组43的电压，控制开关元件12的通流比。此外，电阻76e、76f、76g以及电容器76h是控制参数调整用的元件。
图6是示出与本实施方式2所涉及的DC-DC转换器关联的DC-DC转换器(以下记载为“第2关联DC-DC转换器”)的结构的电路图。以下，关于第2关联DC-DC转换器的构成要素中的、与上述构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。
图6的第2关联DC-DC转换器与对图4的第1关联DC-DC转换器追加图5的反馈电路76并从图4的第1关联DC-DC转换器的结构删除第1电路11的电流检测电阻14得到的结构相同。在该第2关联DC-DC转换器中，也与第1关联DC-DC转换器同样地，在各输出电路中需要DC-DC转换器IC以及2次侧的电感器。因此，难以实现低成本且高密度地安装的多输出DC-DC转换器，在输出数多的情况(例如输出数是10以上的情况)下，上述问题特别显著化。
另一方面，在本实施方式2所涉及的图5的DC-DC转换器中，关于第2电路21，将积蓄于具有2次侧的励磁电感的二次绕组42的能量通过个别控制装置22取出必要的量。根据这样的结构，能够在多输出DC-DC转换器的各输出电路中，得到调节特性良好的高精度的输出电压。另外，能够将磁性零件汇集到1个变压器4，所以能够实现低成本且高密度地安装的多输出DC-DC转换器。
此外，如上所述在本实施方式2中，以使输出端子24b的输出电压接近预先设定的目标值的方式，个别控制装置22在二极管56的通流时，根据差动输出和带隙基准的比较，控制将开关元件55从导通状态切换到截止状态或者从截止状态切换到导通状态的定时。
在此，在积蓄于二次绕组42的能量相对输出负载过剩的情况下，第2电路21的输出电压将要上升，所以有时仅通过个别控制装置22的控制难以使第2电路21的输出电压接近目标值。因此，在主控制装置15检测到与输出电压的上升相伴的偏置绕组43的电压的上升的情况下，使开关元件12的通流比减少，使供给到一次绕组41的电力减少。或者，在主控制装置15检测到表示第3电路71的输出电压的上升的反馈信号的情况下，使开关元件12的通流比减少，使供给到一次绕组41的电力减少。通过以上，能够使积蓄于二次绕组42的能量的过剩量减少。
另一方面，在积蓄于二次绕组42的能量相对输出负载不足的情况下，第2电路21的输出电压将要降低，所以有时仅通过个别控制装置22的控制难以使第2电路21的输出电压接近目标值。因此，在主控制装置15检测到与该输出电压的降低相伴的偏置绕组43的电压的降低或者表示第3电路71的输出电压的降低的反馈信号的情况下，使开关元件12的通流比增大，使供给到一次绕组41的电力增大。由此，能够补偿积蓄于二次绕组42的能量的不足量。
图7是示出与本实施方式2所涉及的DC-DC转换器关联的DC-DC转换器(以下记载为“第3关联DC-DC转换器”)的结构的电路图。以下，关于第3关联DC-DC转换器的构成要素中的、与上述构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。
图7的第3关联DC-DC转换器与在图5的本实施方式2所涉及的DC-DC转换器的结构中将第2电路21a、21b以及第3电路71置换为与第3电路71同样的第3电路71a、71b、71c的结构相同。
第3电路71a与二次绕组42a连接，具备与图5的二极管72、电容器73以及一组输出端子74同样的二极管72a、电容器73a以及一组输出端子74a。而且，第3电路71a具备电力限制用电阻78a以及电力消耗用电阻79a。
第3电路71b与二次绕组42b连接，具备与图5的二极管72、电容器73以及一组输出端子74同样的二极管72b、电容器73b以及一组输出端子74b。而且，第3电路71b具备电力限制用电阻78b、以及电力消耗用电阻79b。
第3电路71c与二次绕组42c连接，具备与图5的二极管72、电容器73以及一组输出端子74同样的二极管72c、电容器73c以及一组输出端子74c。
在图7的第3关联DC-DC转换器中，作为多个输出电路的多个第3电路71a～71c中的1个(在图7中第3电路71c)输出电压被输入到反馈电路76。而且，以使该输出电压成为目标值的方式主控制装置15根据来自反馈电路76的反馈信号等，控制开关元件12的通流比。
另一方面，用针对第3电路71c的输出电压、即直接控制的输出电压的变压器的匝数比，估计第3电路71c以外的第3电路71a、71b的输出电压、即未直接控制的输出电压。然而，多输出DC-DC转换器的未直接控制的输出电路的输出电压由于控制的输出电路的负载、各输出电路的负载、输入电压等而变动。因此，难以高精度地调整未直接控制的输出电路的输出电压。
另外，一般而言，通过变压器4的匝数变更、变压器4的1次侧电感值的变更、针对各绕组追加电力限制用电阻78a、78b以及电力消耗用电阻79a、79b、变压器4的卷绕顺序、绕组的卷绕位置的变更等各种各样的参数，调整未直接控制的输出电压。然而，由于参数多而难以调整。另外，存在由于变压器的变更、例如绝缘带的追加、清漆含浸条件的变更、变压器芯的厂商(材料)变更等，需要再设计以及再调整等这样的问题。
此外，为了使图7的结构的输出电压的调整容易化并且抑制输出电压的精度恶化，考虑将LDO(low dropout，低压差)调整器、三端调整器设置到未直接控制的第3电路71a、71b的结构。然而，在这样的结构中，成本上升。另外，LDO调整器、三端调整器一般仅能够处置最多15V程度的输出电压，即便是输出电压可变类型，也仅能够处置最多40V程度的输出电压，所以在上述结构中，难以处置比较高的电压。而且，LDO调整器、三端调整器一般输出电流成为几十mA～1.5A程度，在上述结构中，无法处置大电流。另外，在由于流过大电流而向这些元件安装散热器时，产生成本进一步上升这样的问题。
相对于此，根据本实施方式2，能够在多输出DC-DC转换器的各输出电路中得到调节特性良好的高精度的输出电压。另外，能够将磁性零件汇集到1个变压器4，所以能够实现低成本且高密度地安装的多输出DC-DC转换器。由此，在多输出DC-DC转换器中广泛使用的反激变压器的设计变得容易，能够缩短开发期间以及制造期间。
另外，本实施方式2所涉及的DC-DC转换器由于不使用LDO调整器、三端调整器，所以能够使能够用DC-DC转换器处置的电压以及电流的范围比较宽。另外，以往，在输出中使用新的DC-DC转换器而大电流化的情况下，需要具有大的电感值的电感器，但根据本实施方式2，不需要追加这样的大型零件。另外，在本实施方式2中，MOSFET进行与同步整流的举动类似的动作，所以相比于使用一般的电力限制电阻以及电力消耗用电阻等的结构，能够期待功耗的降低化。
<变形例1>
在实施方式1所涉及的DC-DC转换器(图1)中，作为输出电路，具备第2电路21。然而，也可以如图8所示，在实施方式1所涉及的DC-DC转换器中，作为输出电路，不仅具备第2电路21，而且还具备第4电路61。即使在该情况下，也能够在某种程度上得到在实施方式1中说明的效果。
在实施方式2所涉及的DC-DC转换器(图5)中，作为输出电路，具备第2电路21以及第3电路71。然而，虽然未图示，在实施方式2所涉及的DC-DC转换器中，作为输出电路，也可以不仅具备第2电路21以及第3电路71，而且还具备第4电路61。即使在该情况下，也能够在某种程度上得到在实施方式2中说明的效果。
<变形例2>
图9是示出变形例2所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。以下，关于本变形例2所涉及的构成要素中的、与上述构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。
图9的DC-DC转换器与对图1的DC-DC转换器的结构追加二极管57(57a、57b)并将个别控制装置22(个别控制装置22a、22b)置换为个别控制装置26(个别控制装置26a、26b)的结构相同。个别控制装置26(个别控制装置26a、26b)在个别控制装置22(个别控制装置22a、22b)中具有端子pin6。二极管57a、57b分别连接于个别控制装置26(个别控制装置26a、26b)的端子pin6与输出端子24a之间。此外，虽然未图示，对个别控制装置26a、26b的端子pin4什么也没有连接。
图10是示出本变形例2所涉及的个别控制装置26(个别控制装置26a、26b)的结构的一个例子的框图。在个别控制装置26中，端子pin6与开关元件55和二极管56的连接点连接。
在此一般而言，二极管56由于正向损耗而发热易于比开关元件55大。鉴于此，在图10中，设置从开关元件55和二极管56的连接点抽出的端子pin6。由此，并非个别控制装置26内部的二极管56，而能够外装地使用正向电压小的例如SBD(Schottky Barrier Diode，肖特基二极管)等二极管57a、57b。其结果，能够抑制损耗并且向个别控制装置26以及二极管57等多个零件分散发热。
<实施方式3>
图11是示出本发明的实施方式3所涉及的DC-DC转换器的结构的电路图。以下，关于本实施方式3所涉及的构成要素中的、与上述构成要素相同或者类似的构成要素附加相同的参照符号，主要说明不同的构成要素。
图11的DC-DC转换器与在图1的DC-DC转换器的结构中将个别控制装置22a置换为个别控制装置27a的结构相同。
个别控制装置27a还具有与个别控制装置22a的端子pin3～pin5同样的端子pin3’～pin5’。端子pin3与端子pin4的连接点和端子pin2经由电容器与输出Vout1连接。端子pin3与端子pin4的连接点和端子pin3’与端子pin4’的连接点经由电容器与输出Vout1’连接。即，个别控制装置27a具有2个输出(输出Vout1、输出Vout1’)。而且，本实施方式3所涉及的个别控制装置27a构成为控制2个输出(输出Vout1、输出Vout1’)。
个别控制装置22b侧的结构与实施方式1的个别控制装置22b侧的结构相同，个别控制装置22b的端子pin3与端子pin4的连接点和端子pin2经由电容器与输出Vout2连接。
图12是示出在图11中Vout1≠Vout1’的情况下的个别控制装置27a的结构的一个例子的框图。图12的个别控制装置27a与在图2的个别控制装置22的结构中将差动放大电路52、误差信号检测电路53、栅极驱动电路54、开关元件55以及二极管56各具备2个的结构相同。具体而言，图12的个别控制装置27a具备电力供给用整流电路51、差动放大电路52-1、52-2、误差信号检测电路53-1、53-2、栅极驱动电路54-1、54-2、开关元件55a、55b以及二极管56a、56b。
图13是示出在图11中Vout1＝Vout1’的情况、即输出Vout1和输出Vout1’实质上相同的情况下的、个别控制装置27a的结构的一个例子的框图。图13的个别控制装置27a与在图2的个别控制装置22的结构中追加电平转换电路58的结构相同。在图13的结构中，相比于图12的结构，需要追加电平转换电路58，但能够将差动放大电路以及误差信号检测电路、栅极驱动电路汇集为一个，所以能够期待IC进一步小型化。
此外，本发明能够在该发明的范围内自由地组合各实施方式以及各变形例、或者使各实施方式以及各变形例适当地变形、省略。
虽然详细说明了本发明，但上述说明在所有方式中为例示，本发明不限于此。应被理解为未例示的无数的变形例能够不脱离本发明的范围而被设想。

Claims (5)

1.一种DC-DC转换器，具备：
变压器，具有一次绕组、至少一个二次绕组及三次绕组；
第1电路，与所述一次绕组及所述三次绕组连接；以及
至少一个第2电路，与所述至少一个二次绕组连接，
所述第1电路具备：
第1开关元件，将预先决定的直流电压变换为交流电压，将该交流电压供给到所述一次绕组；以及
主控制装置，根据所述三次绕组的电力，控制所述第1开关元件的通流比，
所述第2电路具备个别控制装置，该个别控制装置根据从与所述第2电路对应的所述二次绕组取出的电力，选择性地进行该二次绕组中的电力的积蓄以及取出，
所述第2电路将与所述第2电路对应的所述二次绕组的交流电压变换为直流电压。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，
所述个别控制装置具备：
第2开关元件，一端连接于与所述个别控制装置对应的所述二次绕组的一端；以及
二极管，与所述第2开关元件的另一端连接，
所述个别控制装置在所述二极管的正向上流过电流时，根据从与所述个别控制装置对应的所述二次绕组取出的电力，将所述第2开关元件从导通状态切换到截止状态或者从截止状态切换到导通状态。
3.根据权利要求1或者2所述的DC-DC转换器，其中，
还具备与所述至少一个二次绕组连接的第3电路，
将信号传送给所述第1电路的光耦合器设置于所述第1电路与所述第3电路之间，该信号是与和所述第3电路对应的所述二次绕组的交流电压对应的，
所述第1电路的所述主控制装置根据所述三次绕组的电力和来自所述光耦合器的信号，控制所述第1开关元件的通流比。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC-DC转换器，其中，
还具备与所述至少一个二次绕组连接的至少一个第4电路，
所述第4电路具备：
电感器，与和所述第4电路对应的所述二次绕组独立地设置，积蓄从该二次绕组取出的电力；以及
DC-DC转换器IC，根据从所述电感器取出的电力，选择性地进行所述电感器中的电力的积蓄及取出，
所述第4电路将所述电感器的交流电压变换为直流电压。
5.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，
1个所述个别控制装置具有2个输出，控制所述2个输出。
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