CN112953233A - 电外科发生器宽输出谐振变换器多目标优化混合控制方法 - Google Patents

电外科发生器宽输出谐振变换器多目标优化混合控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，采用变频控制和滞环ON‑OFF控制相结合的混合控制。先确定谐振参数和切换点电压；当输出电压高于切换点电压时，采用固定开关管关断时间、改变开关管开通时间的变频控制方法；当输出电压不高于切换点电压时，采用滞环ON‑OFF控制，即当输出电压低于滞环环宽下限值时，控制电路以固定开关频率持续工作，当输出电压不低于滞环环宽上限值时，控制电路不工作。本发明弥补了只采用变频控制方法在宽范围输出电压时，变换器开关管频率变化范围过宽的缺点，解决了只采用滞环ON‑OFF控制，当输出电压较高时，变换器启停工作产生电压尖峰过大的问题，提高了变换器的效率与功率密度。

Description

电外科发生器宽输出谐振变换器多目标优化混合控制方法
技术领域
本发明涉及宽范围输出电压的DC/DC谐振变换器技术，具体涉及一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法。
背景技术
作为一种高端医疗设备，电外科发生器被普遍地应用于各类电外科手术中，成为各国学者研究的热点。电外科发生器的工作原理是，通过输出100kHz以上高频电流在组织上产生热效应，对组织进行切割、凝固、灼烧、气化，从而凝结小血管、闭合腔道和焊接组织等。不同的医疗用途取决于电外科发生器输出功率的大小，因此，电外科发生器需要恒功率控制。然而，手术过程中，人体组织的阻值会发生改变，且阻值变化范围较宽，所以电外科发生器要求能够输出宽范围电压，以便于能够进行恒功率控制。
对于电外科发生器中间环节的DC/DC变换器，要求具有宽输出电压范围、低功率器件电压应力、高频软开关、高效率，在实现宽范围输出电压的同时也能实现高频软开关等特性。传统谐振变换器的控制方法为变频控制和滞环ON-OFF控制，在变频控制下，电路工作状态稳定，输出电压纹波小，但宽范围输出电压时开关频率范围过宽；当使用滞环ON-OFF控制时，变换器的开关频率和占空比不受控制电路的影响，保持恒定，但是变换器频繁启停工作，会影响整体效率，而且输出电压只能低于变换器始终工作时的电压值。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，以保证变换器在整个电压范围内都能实现软开关，提高其功率密度和效率。
实现本发明目的的技术方案为：一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，采用变频控制和滞环ON-OFF控制相结合的混合控制方法，具体方法为：
确定谐振参数和切换点电压增益，进而得到切换点电压；当输出电压高于切换点电压Vb时，采用固定开关管关断时间、改变开关管开通时间的变频控制方法；当输出电压不高于切换点电压时，采用滞环ON-OFF控制，即当输出电压低于滞环环宽下限值时，控制电路以固定开关频率持续工作，当输出电压不低于滞环环宽上限值时，控制电路不工作。
进一步的，所述电外科发生器宽输出谐振变换器，包括输入侧电路、隔离变压器和输出侧电路三个部分，其中输入侧电路包含一个输入电感(Lin)、一个开关管(S)、一个开关体二极管(Ds)、第一谐振电容(Cs)、一个隔直电容(Cb)、一个谐振电感(Ls)，输出侧电路包含一个二极管(D)、第二谐振电容(Cd)和一个输出滤波电容(Co)，输入电感(Lin)一端与输入端正极相连，另一端与隔直电容(Cb)一端、开关管(S)漏极和第一谐振电容(Cs)一端相连，开关管(S)源极与输入端负极和第一谐振电容(Cs)另一端相连，隔直电容(Cb)另一端与谐振电感(Ls)相连，谐振电感(Ls)的另一端与变压器原边同名端相连，变压器原边异名端与输入端负极相连，变压器副边同名端与输出滤波电容(Co)和输出端负极相连，变压器副边异名端与二极管(D)阳极和第二谐振电容相连，二极管(D)阴极与输出滤波电容(Co)另一端和输出端正极相连，输出滤波电容(Co)与输出端并联，第二谐振电容(Cb)并联在二极管两端，二极管(Ds)为开关管的体二极管。
更进一步的，所述确定谐振参数和切换点电压增益，具体方法为：
步骤1，根据变换器输出功率P、输入电压Vin和负载阻抗RL变化范围RLmin～RLmax，遵循恒功率控制的原则，确定电压增益范围Mmin～Mmax；
其中，
Figure BDA0002937244590000021
RLmin为负载阻抗最小值，RLmax为负载阻抗最大值，Mmin为变换器最小电压增益，Mmax为变换器最大电压增益；
步骤2，计算电压增益M关于标幺化的负载阻抗RN、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、标幺化的开关频率fN的关系曲线g1(M、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的开关管两端电压峰值VspeakN关于标幺化的负载阻抗RN、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、标幺化的开关频率fN的关系曲线g2(VspeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的二极管两端电压峰值VdpeakN关于标幺化的负载阻抗RN、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、标幺化的开关频率fN的关系曲线g3(VdpeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
无功功率与有功功率的比值Q/P关于标幺化的负载阻抗RN、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、标幺化的开关频率fN的关系曲线g4(Q/P、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的谐振电感电流有效值ILrmsN关于标幺化的负载阻抗RN、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、标幺化的开关频率fN的关系曲线g5(ILrmsN、RN、CN、n、fN)＝0；
其中，标幺化的负载阻抗RN＝RL/Zr，特征阻抗
Figure BDA0002937244590000022
标幺化的谐振电容CN＝Cd/Cs，标幺化的开关频率fN＝fs/fr，fs为开关频率，谐振频率
Figure BDA0002937244590000023
n为变压器变比，标幺化的开关管两端电压峰值VspeakN＝Vspeak/(Vin+Vo)，其中Vspeak为开关管两端电压峰值，Vo为变换器输出电压，标幺化的二极管两端电压峰值VdpeakN＝Vdpeak/(Vin+Vo)，其中Vdpeak为二极管D两端电压峰值，标幺化的谐振电感电流有效值ILrmsN＝ILrms/Io，其中ILrms为谐振电感电流有效值，Io为变换器输出电流；
步骤3，将电压增益范围按步长a划分，令a＝(Mmax-Mmin)/(m+1)，则得到m+2个电压增益端点{M0＝Mmin，M1，M2，…，Mi，…，Mm，Mm+1＝Mmax}，切换点电压增益Mb从电压增益端点集合中遍历取值；当Mb＝Mi时，使用滞环ON-OFF控制的输出电压增益Mhj范围为Mmin～M(i-1)，即Mhj＝Mmin，M1，M2，…，Mj…，M(i-1)，其中j＝min，1，2，…，i-1；使用变频控制的输出电压增益Mvk范围为Mi～Mmax，即Mvk＝Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mk…，Mm，Mmax，其中k＝i，i+1，i+2，…，m，m+1；
步骤4，遍历变频控制范围内的电压增益Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mm，Mmax，根据步骤2中的各参数之间关系曲线，有各电压增益Mvk与随Mvk变化的标幺化负载阻抗RNk、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、随Mvk变化的标幺化开关频率fNk的函数关系式g(Mvk、RNk、CN、n、fNk)＝0；遵循恒功率控制的原则，有Mvk 2/RNk≡P；有g2(VspeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g3(VdpeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g4((Q/P)k、RNk、CN、n、fNk)＝0，g5(ILrmsNk、RNk、CN、n、fNk)＝0；
步骤5，选择步骤4中满足fNmin≤fNk≤fNmax且VspeakNk≤VspeakNmax且VdpeakNk≤VdpeakNmax的RNk、CN、n取值范围；
其中，fNmin为设置的开关频率最小值，fNmax为设置的开关频率最大值，VspeakNmax为开关管能承受的最大电压，VdpeakNmax为二极管能承受的最大电压；
步骤6，在步骤5所保留的RNk、CN、n取值范围内取一组RNk、CN、n，求变频控制各电压增益下Q/P平均值，即(Q/P)avg＝[(Q/P)i+(Q/P)(i+1)+(Q/P)(i+2)+…+(Q/P)m+(Q/P)max]/(m-i+2)；求变频控制各电压增益下ILrmsN平均值，即ILrmsN_avg＝[ILrmsNi+ILrmsN(i+1)+ILrmsN(i+2)+…+ILrmsNm+ILrmsNmax)/(m-i+2)，计算函数Y＝λ1(Q/P)avg+λ2ILrmsN_avg+λ3(Q/P)i+λ4ILrmsNi，其中λ1+λ2+λ3+λ4＝1；
步骤7，调整RNk、CN、n取值，求切换点电压增益下Y最小值Ymin_Mbi；比较不同切换点电压增益Mb下Ymin_Mbi值，记录最小Ymin_Mbi值，命名为Ymin，即Ymin＝min(Ymin_Mmin，Ymin_Mb1，Ymin_Mb2，…，Ymin_Mbi…，Ymin_Mmax)，选择Ymin对应的RN、CN、n对谐振参数Cs、Cd、Ls和n进行设计，选择Ymin对应的Mb作为切换点增益。
一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制系统，基于任一项所述的方法进行电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：采用变频控制和滞环ON-OFF控制相结合的混合控制方法，弥补了只采用变频控制方法在宽范围输出电压时，变换器开关管频率变化范围过宽的缺点，将开关频率变化范围控制在要求的范围内，解决了只采用滞环ON-OFF控制，当输出电压较高时，变换器启停工作产生电压尖峰过大的问题，采用多目标优化的方法选取切换点电压和设计谐振参数，提高了变换器的效率与功率密度。
附图说明
图1是一种适用于电外科发生器中间环节DC/DC谐振变换器电路拓扑。
图2是所涉及变换器在两种模态切换次序下的主要工作波形，其中(a)是二极管两端电压vd先下降到零时的主要工作波形；(b)是开关管先关断时的主要工作波形。
图3是令n为1、定CN为2变RN，电压增益关于开关频率、谐振电流有效值关于电压增益、开关管电流有效值关于电压增益的电路特性曲线图，其中(a)为电压增益关于开关频率的电路特性曲线图、(b)为谐振电流有效值关于电压增益的电路特性曲线图、(c)为开关管电流有效值关于电压增益的电路特性曲线图。
图4是设计谐振参数及选择控制方式切换点电压的步骤示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
如图1所示，本发明一种电外科发生器宽输出谐振变换器，该电路拓扑包含三个部分：输入侧电路、隔离变压器和输出侧电路，输入侧电路包含一个输入电感(Lin)、一个开关管(S)、一个开关体二极管(Ds)、第一谐振电容(Cs)、一个隔直电容(Cb)、一个谐振电感(Ls)，输出侧电路包含一个二极管(D)、第二谐振电容(Cd)和一个输出滤波电容(Co)。其中输入电感(Lin)一端与输入端正极相连，另一端与隔直电容(Cb)一端、开关管(S)漏极和第一谐振电容(Cs)一端相连，开关管(S)源极与输入端负极和第一谐振电容(Cs)另一端相连，隔直电容(Cb)另一端与谐振电感(Ls)相连，谐振电感(Ls)的另一端与变压器原边同名端相连，变压器原边异名端与输入端负极相连，变压器副边同名端与输出滤波电容(Co)和输出端负极相连，变压器副边异名端与二极管(D)阳极和第二谐振电容相连，二极管(D)阴极与输出滤波电容(Co)另一端和输出端正极相连，输出滤波电容(Co)与输出端并联，第二谐振电容(Cb)并联在二极管两端，二极管(Ds)为开关管的体二极管。
定义输入电感(Lin)的感值为Lin、第一谐振电容(Cs)的容值为Cs、隔直电容(Cb)的容值为Cb、谐振电感(Ls)的电感值为Ls、第二谐振电容(Cd)容值为Cd，输出滤波电容(Co)容值为Co、负载阻抗为RL。定义输入电压为Vin、输出电压为Vo、输出电压最小值为Vomin、输出电压最大值为Vomax、两种控制方式的切换点电压为Vb、变换器电压增益为M(M＝Vo/Vin)、变换器切换点增益为Mb(Mb＝Vb/Vin)、变换器最小增益为Mmin(Mmin＝Vomin/Vin)、变换器最大增益为Mmax(Mmax＝Vomax/Vin)、流过谐振电感Ls的电流有效值为ILrms、流过开关管的电流有效值为Isrms、输出电流为Io、输出有功功率为P、输出无功功率为Q、变压器变比为n、开关频率为fs、开关管两端电压峰值为Vspeak、输出侧二极管两端电压峰值为Vdpeak。其中输入电感感值(Lin)、隔直电容容值(Cb)和输出滤波电容容值(Co)的大小对电路工作原理没有影响，只需取足够大的值，那么需要设计的谐振参数为Cs、Cd、Ls，以及变压器匝比n。当上述电路参数得以确定时，开关频率fs的变化范围还需根据切换点电压的选择得以确定。
如图2所示，该变换器在两种模态切换次序下的主要工作波形，可以看出该变换器在工作时是可以实现软开关的，而实现软开关的关键在于开关管的关断时间大于开关管两端电压下降到零的时间，因此，当采用变频控制方法对其控制时，选择固定开关管关断时间、改变开关管开通时间的变频控制方法以保证开关管的关断时间足够大。而当只使用变频控制方法对该电路控制时，可得到如图3所示电路特性曲线，减小RN的值有利于减小谐振电感电流和开关管电流的有效值，即减小电路的损耗。所以，在开关管和二极管电压应力允许的情况下，减小RN的值是有利的，然而当RN较小时，开关频率的变化范围过宽，因此需要采用滞环ON-OFF控制加以辅助，以限制开关频率的范围。
对以下参数进行标幺化：(1)谐振频率：
Figure BDA0002937244590000041
(2)特征阻抗：
Figure BDA0002937244590000042
(3)谐振电容：CN＝Cd/Cs；(4)负载阻抗：RN＝RL/Zr；(5)开关频率：fN＝fs/fr；则Cs、Cd、Ls和n的设计可等效于RN、CN、n的设计。需要注意的是，当Cs、Cd、Ls和n选定时，当M变化时，为了保证恒功率控制(RL改变)，RN需要跟着变化，此外fN也会随之改变。
因为使用的是定开关管关断时间、变开关管开通时间的变频控制方法，所以开关频率fN具有最大值fNmax，开关频率若太小也会影响电路性能，令fN最小值为fNmin；此外，根据开关管和二极管电压应力要求，令开关管与二极管两端电压分别不能超过VdpeakNmax、VspeakNmax。在选取切换点电压以及设计谐振参数时，选取使用变频控制电压范围内的无功功率与有功功率的比值(Q/P)的平均值与标幺化的谐振电感电流有效值(ILrmsN)的平均值作为变频控制范围内电路性能的参考，选取切换点电压处的Q/P与ILrmsN的值作为滞环ON-OFF控制范围内电路性能的参考。
综上所述，本发明一种电外科发生器宽输出谐振变换器多目标优化混合控制方法，采用变频控制和滞环ON-OFF控制相结合的混合控制，确定谐振参数和切换点电压增益，进而得到切换点电压；当输出电压高于切换点电压Vb时，采用固定开关管关断时间、改变开关管开通时间的变频控制方法；当输出电压不高于切换点电压时，采用滞环ON-OFF控制，即当输出电压低于滞环环宽下限值时，控制电路以固定开关频率持续工作，当输出电压不低于滞环环宽上限值时，控制电路不工作。其中，切换点电压增益的选取以及谐振参数设计，具体方法如下：
步骤1，根据变换器输出功率(P)、输入电压(Vin)和负载阻抗(RL)变化范围(RLmin～RLmax)，遵循恒功率控制的原则，确定电压增益范围(Mmin～Mmax)，其中
Figure BDA0002937244590000051
Figure BDA0002937244590000052
步骤2，计算电压增益(M)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g1(M、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的开关管两端电压峰值(VspeakN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g2(VspeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的二极管两端电压峰值(VdpeakN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g3(VdpeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
无功功率与有功功率的比值(Q/P)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g4(Q/P、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的谐振电感电流有效值(ILrmsN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g5(ILrmsN、RN、CN、n、fN)＝0。
步骤3，将电压增益范围按步长a划分，令a＝(Mmax-Mmin)/(m+1)，则切换点电压增益Mb＝Mmin，M1，M2，…，Mi，…，Mm，Mmax。当Mb＝Mi时，使用滞环ON-OFF控制的输出电压增益(Mhj)范围为Mmin～M(i-1)，即Mhj＝Mmin，M1，M2，…，Mj…，M(i-1)，其中j＝min，1，2，…，i-1；使用变频控制的输出电压增益(Mvk)范围为Mi～Mmax，，即Mvk＝Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mk…，Mm，Mmax，其中k＝i，i+1，i+2，…，m，max。
步骤4，遍历变频控制范围内的电压增益Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mm，Mmax，根据步骤2中的各参数之间关系曲线，有各电压增益(Mvk)与随Mvk变化的标幺化负载阻抗RNk、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、随Mvk变化的标幺化开关频率fNk的函数关系式g(Mvk、RNk、CN、n、fNk)＝0，遵循恒功率控制的原则，有Mvk 2/RNk≡P；有g2(VspeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g3(VdpeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g4((Q/P)k、RNk、CN、n、fNk)＝0，g5(ILrmsNk、RNk、CN、n、fNk)＝0。
步骤5，选择步骤4中满足fNmin≤fNk≤fNmax且VspeakNk≤VspeakNmax且VdpeakNk≤VdpeakNmax的RNk、CN、n取值范围。
步骤6，在步骤5所保留的RNk、CN、n取值范围内取一组RNk、CN、n，求变频控制各电压增益下Q/P平均值，即(Q/P)avg＝[(Q/P)i+(Q/P)(i+1)+(Q/P)(i+2)+…+(Q/P)m+(Q/P)max]/(m-i+2)；求变频控制各电压增益下ILrmsN平均值，即ILrmsN_avg＝[ILrmsNi+ILrmsN(i+1)+ILrmsN(i+2)+…+ILrmsNm+ILrmsNmax)/(m-i+2)，计算函数Y＝λ1(Q/P)avg+λ2ILrmsN_avg+λ3(Q/P)i+λ4ILrmsNi，其中λ1+λ2+λ3+λ4＝1；
步骤7，调整RNk、CN、n取值，求切换点电压增益下Y最小值Ymin_Mbi；比较不同切换点电压增益Mb下Ymin_Mbi值，记录最小Ymin_Mbi值，命名为Ymin，即Ymin＝min(Ymin_Mmin，Ymin_Mb1，Ymin_Mb2，…，Ymin_Mbi…，Ymin_Mmax)，选择Ymin对应的RN、CN、n对谐振参数Cs、Cd、Ls和n进行设计，选择Ymin对应的Mb作为切换点增益。
本发明还提出一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制系统，基于任一项所述的方法进行电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (4)

1.一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，其特征在于，采用变频控制和滞环ON-OFF控制相结合的混合控制方法，具体方法为：
确定谐振参数和切换点电压增益，进而得到切换点电压；当输出电压高于切换点电压(Vb)时，采用固定开关管关断时间、改变开关管开通时间的变频控制方法；当输出电压不高于切换点电压(Vb)时，采用滞环ON-OFF控制，即当输出电压低于滞环环宽下限值时，控制电路以固定开关频率持续工作，当输出电压不低于滞环环宽上限值时，控制电路不工作。
2.根据权利要求1所述的电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，所述电外科发生器宽输出谐振变换器，包括输入侧电路、隔离变压器和输出侧电路三个部分，其中输入侧电路包含一个输入电感(Lin)、一个开关管(S)、一个开关体二极管(Ds)、第一谐振电容(Cs)、一个隔直电容(Cb)、一个谐振电感(Ls)，输出侧电路包含一个二极管(D)、第二谐振电容(Cd)和一个输出滤波电容(Co)，输入电感(Lin)一端与输入端正极相连，另一端与隔直电容(Cb)一端、开关管(S)漏极和第一谐振电容(Cs)一端相连，开关管(S)源极与输入端负极和第一谐振电容(Cs)另一端相连，隔直电容(Cb)另一端与谐振电感(Ls)相连，谐振电感(Ls)的另一端与变压器原边同名端相连，变压器原边异名端与输入端负极相连，变压器副边同名端与输出滤波电容(Co)和输出端负极相连，变压器副边异名端与二极管(D)阳极和第二谐振电容相连，二极管(D)阴极与输出滤波电容(Co)另一端和输出端正极相连，输出滤波电容(Co)与输出端并联，第二谐振电容(Cb)并联在二极管两端，二极管(Ds)为开关管的体二极管。
3.根据权利要求1所述的电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制方法，其特征在于，所述确定谐振参数和切换点电压增益，具体方法为：
步骤1，根据变换器输出功率(P)、输入电压(Vin)和负载阻抗(RL)变化范围(RLmin～RLmax)，遵循恒功率控制的原则，确定电压增益范围(Mmin～Mmax)；
其中
Figure FDA0002937244580000011
RLmin为负载阻抗最小值，RLmax为负载阻抗最大值，Mmin为变换器最小电压增益，Mmax为变换器最大电压增益；
步骤2，计算电压增益(M)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g1(M、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的开关管两端电压峰值(VspeakN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g2(VspeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的二极管两端电压峰值(VdpeakN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g3(VdpeakN、RN、CN、n、fN)＝0；
无功功率与有功功率的比值(Q/P)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g4(Q/P、RN、CN、n、fN)＝0；
标幺化的谐振电感电流有效值(ILrmsN)关于标幺化的负载阻抗(RN)、标幺化的谐振电容(CN)、变压器匝比(n)、标幺化的开关频率(fN)的关系曲线g5(ILrmsN、RN、CN、n、fN)＝0；
其中，标幺化的负载阻抗RN＝RL/Zr，特征阻抗
Figure FDA0002937244580000012
标幺化的谐振电容CN＝Cd/Cs，标幺化的开关频率fN＝fs/fr，fs为开关频率，谐振频率
Figure FDA0002937244580000021
n为变压器变比，标幺化的开关管两端电压峰值VspeakN＝Vspeak/(Vin+Vo)，其中Vspeak为开关管两端电压峰值，Vo为变换器输出电压，标幺化的二极管两端电压峰值VdpeakN＝Vdpeak/(Vin+Vo)，其中Vdpeak为二极管(D)两端电压峰值，标幺化的谐振电感电流有效值ILrmsN＝ILrms/Io，其中ILrms为谐振电感电流有效值，Io为变换器输出电流；
步骤3，将电压增益范围按步长a划分，令a＝(Mmax-Mmin)/(m+1)，则得到m+2个电压增益端点{M0＝Mmin，M1，M2，…，Mi，…，Mm，Mm+1＝Mmax}，切换点电压增益Mb从电压增益端点集合中遍历取值；当Mb＝Mi时，使用滞环ON-OFF控制的输出电压增益(Mhj)范围为Mmin～M(i-1)，即Mhj＝Mmin，M1，M2，…，Mj…，M(i-1)，其中j＝min，1，2，…，i-1；使用变频控制的输出电压增益(Mvk)范围为Mi～Mmax，即Mvk＝Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mk…，Mm，Mmax，其中k＝i，i+1，i+2，…，m，m+1；
步骤4，遍历变频控制范围内的电压增益Mi，M(i+1)，M(i+2)，…，Mm，Mmax，根据步骤2中的各参数之间关系曲线，有各电压增益(Mvk)与随Mvk变化的标幺化负载阻抗RNk、标幺化的谐振电容CN、变压器匝比n、随Mvk变化的标幺化开关频率fNk的函数关系式g(Mvk、RNk、CN、n、fNk)＝0；遵循恒功率控制的原则，有Mvk 2/RNk≡P；有g2(VspeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g3(VdpeakNk、RNk、CN、n、fNk)＝0，g4((Q/P)k、RNk、CN、n、fNk)＝0，g5(ILrmsNk、RNk、CN、n、fNk)＝0；
步骤5，选择步骤4中满足fNmin≤fNk≤fNmax且VspeakNk≤VspeakNmax且VdpeakNk≤VdpeakNmax的RNk、CN、n取值范围；
其中，fNmin为设置的开关频率最小值，fNmax为设置的开关频率最大值，VspeakNmax为开关管能承受的最大电压，VdpeakNmax为二极管能承受的最大电压；
步骤6，在步骤5所保留的RNk、CN、n取值范围内取一组RNk、CN、n，求变频控制各电压增益下Q/P平均值，即(Q/P)avg＝[(Q/P)i+(Q/P)(i+1)+(Q/P)(i+2)+…+(Q/P)m+(Q/P)max]/(m-i+2)；求变频控制各电压增益下ILrmsN平均值，即ILrmsN_avg＝[ILrmsNi+ILrmsN(i+1)+ILrmsN(i+2)+…+ILrmsNm+ILrmsNmax)/(m-i+2)，计算函数Y＝λ1(Q/P)avg+λ2ILrmsN_avg+λ3(Q/P)i+λ4ILrmsNi，其中λ1+λ2+λ3+λ4＝1；
步骤7，调整RNk、CN、n取值，求切换点电压增益下Y最小值Ymin_Mbi；比较不同切换点电压增益Mb下Ymin_Mbi值，记录最小Ymin_Mbi值，命名为Ymin，即Ymin＝min(Ymin_Mmin，Ymin_Mb1，Ymin_Mb2，…，Ymin_Mbi…，Ymin_Mmax)，选择Ymin对应的RN、CN、n对谐振参数Cs、Cd、Ls和n进行设计，选择Ymin对应的Mb作为切换点增益。
4.一种电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制系统，其特征在于，基于权利要求1-3任一项所述的方法进行电外科发生器宽输出谐振变换器的多目标优化混合控制。
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