CN112688569B - Po模式增强型cllc谐振双向dc/dc变换器拓扑 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，该拓扑在CLLC谐振双向DC/DC变换器的基础上，在输入输出桥臂间额外增添了辅助开关管，通过对其进行控制，可以拓宽CLLC谐振双向DC/DC变换器的PO模式运行范围，使其可以在更低频率和更高功率下维持PO模式运行而不会跌入PON模式，因此该变换器拓扑具有更强的荷载能力以及更宽的电压增益范围。在谐振点频率以下工作时，逆变侧开关管为零电压开通，整流侧开关管为零电流开通与零电流关断，具有很高的效率。

Description

PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑
技术领域
本发明涉及双向谐振DC/DC变换器技术领域，具体涉及一种PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑。
背景技术
随着新能源、电动汽车、直流微网等技术的迅速发展，双向DC/DC变换器的应用越来越广泛，谐振型双向DC/DC变换器具有结构简单、软开关性能好等优势，受到了广泛关注。CLLC谐振双向DC/DC变换器呈现出完全对称的正反向运行特性，大大降低了电路设计和控制器设计的难度，且正反向运行均能实现全负载范围的软开关，具有很高的效率。
CLLC谐振双向DC/DC变换器在欠谐振运行时，按其所处的工作状态可以分为PO、PON、PN以及OPO四种模式，其中PO模式可以实现逆变侧桥臂开关管的零电压导通与整流侧桥臂开关管的零电流关断，且在该模态下CLLC谐振双向DC/DC变换器可以获得较高的电压增益，因此PO模式为CLLC谐振双向DC/DC变换器的理想运行模式。如果进一步减小开关频率或是提高输出功率，CLLC谐振双向DC/DC变换器会从PO模式转入PON模式运行，在这一模式下，电压增益上升速度放缓，逐渐达到峰值后开始下降，PON模式的出现使得CLLC谐振双向DC/DC变换器的直流增益大打折扣，且在该模式下软开关也无法得到保证，应尽量避免CLLC谐振双向DC/DC变换器工作于该模式。若进一步减小开关频率或是提高输出功率，CLLC谐振双向DC/DC变换器会转入PN模式运行，该模式电压增益斜率为正，属于无法工作模式。
发明内容
本发明为解决现有CLLC谐振双向DC/DC变换器在输出功率上升或开关频率下降时会转入PON模式运行而导致运行特性变差的问题，提出了一种PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，该发明在每个桥臂间增加了两个辅助控制开关管，通过对整流侧电流的阻断，可以大大增加PO模式存在的功率与频率范围，改善CLLC谐振双向DC/DC变换器的增益曲线，使得CLLC谐振双向DC/DC变换器在运行过程中不会落入PON模式。
本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑及其控制方法，所述拓扑包含第一主控开关管S1、第二主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4、第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8、第九辅助控制开关管S9、第十辅助控制开关管S10、第十一辅助控制开关管S11、第十二辅助控制开关管S12、原边第一谐振电感Lr1、原边第一谐振电容Cr1、励磁电感Lm、副边第二谐振电感Lr2、副边第二谐振电容Cr2以及连接原副边的高频变压器T，其中第一主控开关管S1、第二主控开关管S2串联组成原边左桥臂，第三主控开关管S3、第四主控开关管S4串联组成原边右桥臂；第五主控开关管S5、第六主控开关管S6串联组成副边左桥臂，第七主控开关管S7、第八主控开关管S8串联组成副边右桥臂；第九辅助控制开关管S9接于第一主控开关管S1与第三主控开关管S3之间，第九辅助控制开关管S9的源极(S极)与第一主控开关管S1的漏极(D极)相连，第九辅助控制开关管S9的漏极(D极)与第三主控开关管S3的漏极(D极)相连，第十辅助控制开关管S10接于第二主控开关管S2与第四主控开关管S4之间，第十辅助控制开关管S10的源极(S极)与第四主控开关管S4的源极(S极)相连，第十辅助控制开关管S10的漏极(D极)与第二主控开关管S2的源极(S极)相连，第十一辅助控制开关管S11接于第五主控开关管S5与第七主控开关管S7之间，第十一辅助控制开关管S11的漏极(D极)与第五主控开关管S5的漏极(D极)相连，第十一辅助控制开关管S11的源极(S极)与第七主控开关管S7的漏极(D极)相连，第十二辅助控制开关管S12接于第六主控开关管S6与第八主控开关管S8之间，第十二辅助控制开关管S12的漏极(D极)与第八主控开关管S8的源极(S极)相连，第十二辅助控制开关管S12的源极(S极)与第六主控开关管S6的源极(S极)相连。
其中，原边第一谐振电感Lr1、原边第一谐振电容Cr1、励磁电感Lm、副边第二谐振电感Lr2、副边第二谐振电容Cr2共同构成谐振腔，a、b分别为原边左、右桥臂的中点，c、d分别为副边左、右桥臂的中点，其中，原边第一谐振电感Lr1的一端与a点连接，原边第一谐振电容Cr1的一端与b点连接，原边第一谐振电感Lr1的另一端、励磁电感Lm、原边第一谐振电容Cr1的另一端依次顺序连接，励磁电感Lm的两端等效并联在高频变压器T的原边，副边第二谐振电感Lr2的一端与c点连接，副边第二谐振电感Lr2的另一端与高频变压器T的副边的一端连接，副边第二谐振电容Cr2的一端与d点连接，副边第二谐振电容Cr2的另一端与高频变压器T的副边的另一端连接。
进一步地，原边第一谐振电感Lr1的电感值与副边第二谐振电感Lr2归算到变压器原边的电感值相等，原边第一谐振电容Cr1的电容值与副边第二谐振电容Cr2归算到变压器原边的电容值相等。所述拓扑的谐振频率定义为原边第一谐振电感Lr1与原边第一谐振电容Cr1的串联谐振频率。
进一步地，正向运行时，第一主控开关管S1、第一主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8的体二极管进行整流。
进一步地，反向运行时，第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第一主控开关管S1、第一主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4的体二极管进行整流。
进一步地，在开关频率低于谐振频率且正向运行时，第九辅助控制开关管S9、第十辅助控制开关管S10始终保持导通状态，第十一辅助开关管S11与第一主控开关管S1一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5，第十二辅助开关管S12与第二主控开关管S2一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5。
进一步地，在开关频率低于谐振频率且反向运行时，第十一辅助控制开关管S11、第十二辅助控制开关管S12始终保持导通状态，第九辅助开关管S9与第六主控开关管S6一同导通，开关频率与第六主控开关管S6开关频率相同，占空比为0.5，第十辅助开关管S10与第五主控开关管S5一同导通，开关频率与第五主控开关管S5开关频率相同，占空比为0.5。
进一步地，在开关频率大于等于谐振频率且正向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态。
进一步地，在开关频率大于等于谐振频率且反向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态。
进一步地，以正向运行为例，运行时关键波形如附图2所示，在t0-t1时间内，原边谐振电流ir1呈现近似正弦形式变化，本文所述拓扑运行在P模态；在t1时刻原边谐振电流ir1与励磁电流im相交，在t1-t2时间内二者保持大小相等，在该时间段内本文所述拓扑运行在O模态，由于该模式下第十二辅助开关管S12未开通，副边电流无法反向流通，因此本发明公开的拓扑在O模态下不会因为原边第一谐振电容Cr1电压的上升而转入N模态运行，进而可以在更低的频率以及更高的功率下维持在PO模式运行。
进一步地，以正向运行为例，本发明公开的拓扑在P模态的各个关键电压电流可由如下表达式来描述：
Figure GDA0003255820790000051
其中ir1、ir2分别为原、副边谐振电流uCr1、uCr2分别为原副边谐振电容电压，谐振角频率
Figure GDA0003255820790000052
系数
Figure GDA0003255820790000053
k＝Lm/Lr1，ωk1＝k1ωr，特征阻抗
Figure GDA0003255820790000054
Vin为输入电压，V2为输出电压归算到原边的电压值，I1P、I2P、
Figure GDA0003255820790000055
为未知量。
本发明公开的拓扑在O模态的各个关键电压电流可由如下表达式来描述，其中
Figure GDA0003255820790000056
ωk2＝k2ωr，I1O、
Figure GDA0003255820790000057
为未知量。
Figure GDA0003255820790000058
进一步地，结合上述电压电流在半个周期内的对称性以及在模态切换时的连续性，在谐振腔参数以及上述电压电流初始值给定的情况下，可以借助数学分析工具，通过数值计算的方式得到本发明公开的拓扑的电压增益，如附图3所示。
进一步地，由于本发明公开的拓扑相较于传统CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，可以更轻易地维持在PO模式运行，因此本发明拓扑具有更宽的电压调节范围，附图4为相同电路参数下，通过仿真得到的本发明公开的拓扑直流电压增益与传统CLLC谐振双向DC/DC变换器的直流电压增益对比。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
相较于传统的CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，本发明公开的拓扑具有更强地荷载能力与更宽的增益范围，可以在更低的开关频率以及更高的输出功率下维持PO模式运行，从而可以获得更高的效率。
附图说明
图1是本发明中PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑图；
图2是本发明中正向运行时驱动信号波形以及电路关键波形图；
图3是通过求解模态方程得到的本发明公开的拓扑的直流增益与仿真得到的直流增益对比图；
图4是通过仿真得到的本发明公开的拓扑的直流增益与相同参数下传统CLLC谐振双向DC/DC变换器增益对比图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
为更好的说明本发明，本实施例将展示PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器的仿真实例，该拓扑如图1所示。因本实施例电路拓扑结构具有完整的对称性，因此只需进行正向的仿真即可说明该发明的优点。
具体参数设计如表1所示：
表1.仿真电路参数表
参数 取值
输入电压 600V
变压器变比 1.5
原边第一谐振电感L<sub>r1</sub> 101.19μH
副边第二谐振电感L<sub>r2</sub> 45.3μH
原边第一谐振电容C<sub>cr1</sub> 15.92nF
副边第二谐振电容C<sub>cr2</sub> 35.83nF
励磁电感 611.46μH
谐振频率 125kHz
负载电阻 90Ω
拓扑的控制方法为：
正向运行时，正向运行时，第一主控开关管S1、第一主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8的体二极管进行整流。
反向运行时，第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第一主控开关管S1、第一主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4的体二极管进行整流。
本实施例中，在开关频率低于谐振频率且正向运行时，第九辅助控制开关管S9、第十辅助控制开关管S10始终保持导通状态，第十一辅助开关管与第一主控开关管S1一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5，第十二辅助开关管与第二主控开关管S2一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5。
在开关频率低于谐振频率且反向运行时，第十一辅助控制开关管S11、第十二辅助控制开关管S12始终保持导通状态，第九辅助开关管S9与第六主控开关管S6一同导通，开关频率与第六主控开关管S6开关频率相同，占空比为0.5，第十辅助开关管S10与第五主控开关管S5一同导通，开关频率与第五主控开关管S5开关频率相同，占空比为0.5。
在开关频率大于等于谐振频率且正向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态；在开关频率大于等于谐振频率且反向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态。
以正向运行为例，运行时关键波形如附图2所示，在t0-t1时间内，原边谐振电流ir1呈现近似正弦形式变化，本文所述拓扑运行在P模态；在t1时刻原边谐振电流ir1与励磁电流im相交，在t1-t2时间内二者保持大小相等，在该时间段内本文所述拓扑运行在O模态，由于该模式下第十二辅助开关管S12未开通，副边电流无法反向流通，因此本发明公开的拓扑在O模态下不会因为原边第一谐振电容Cr1电压的上升而转入N模态运行，进而可以在更低的频率以及更高的功率下维持在PO模式运行。
以正向运行为例，本发明公开的拓扑在P模态的各个关键电压电流可由如下表达式来描述：
Figure GDA0003255820790000081
其中ir1、ir2分别为原、副边谐振电流uCr1、uCr2分别为原副边谐振电容电压，谐振角频率
Figure GDA0003255820790000091
系数
Figure GDA0003255820790000092
k＝Lm/Lr1，ωk1＝k1ωr，特征阻抗
Figure GDA0003255820790000093
Vin为输入电压，V2为输出电压归算到原边的电压值，I1P、I2P、
Figure GDA0003255820790000094
为未知量。
本发明公开的拓扑在O模态的各个关键电压电流可由如下表达式来描述，其中
Figure GDA0003255820790000095
ωk2＝k2ωr，I1O、
Figure GDA0003255820790000096
为未知量。
Figure GDA0003255820790000097
结合上述电压电流在半个周期内的对称性以及在模态切换时的连续性，在谐振腔参数以及上述电压电流初始值给定的情况下，可以借助数学分析工具，通过数值计算的方式得到本发明公开的拓扑的电压增益，如附图3所示。
由于本发明公开的拓扑相较于传统CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，可以更轻易地维持在PO模式运行，因此本发明拓扑具有更宽的电压调节范围，附图4为相同电路参数下，通过仿真得到的本发明拓扑直流电压增益与传统CLLC谐振双向DC/DC变换器的直流电压增益对比，可以看到，本发明拓扑在运行时由于不会转入PON模式，因此能够具有更宽的电压调节范围与带载能力。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，所述拓扑包含第一主控开关管S1、第二主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4、第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8、第九辅助控制开关管S9、第十辅助控制开关管S10、第十一辅助控制开关管S11、第十二辅助控制开关管S12、原边第一谐振电感Lr1、原边第一谐振电容Cr1、励磁电感Lm、副边第二谐振电感Lr2、副边第二谐振电容Cr2以及连接原副边的高频变压器T；
其中，第一主控开关管S1、第二主控开关管S2串联组成原边左桥臂，第三主控开关管S3、第四主控开关管S4串联组成原边右桥臂；第五主控开关管S5、第六主控开关管S6串联组成副边左桥臂，第七主控开关管S7、第八主控开关管S8串联组成副边右桥臂；第九辅助控制开关管S9接于第一主控开关管S1与第三主控开关管S3之间，第九辅助控制开关管S9的S极与第一主控开关管S1的D极相连，第九辅助控制开关管S9的D极与第三主控开关管S3的D极相连，第十辅助控制开关管S10接于第二主控开关管S2与第四主控开关管S4之间，第十辅助控制开关管S10的S极与第四主控开关管S4的S极相连，第十辅助控制开关管S10的D极与第二主控开关管S2的S极相连，第十一辅助控制开关管S11接于第五主控开关管S5与第七主控开关管S7之间，第十一辅助控制开关管S11的D极与第五主控开关管S5的D极相连，第十一辅助控制开关管S11的S极与第七主控开关管S7的D极相连，第十二辅助控制开关管S12接于第六主控开关管S6与第八主控开关管S8之间，第十二辅助控制开关管S12的D极与第八主控开关管S8的S极相连，第十二辅助控制开关管S12的S极与第六主控开关管S6的S极相连；
其中，原边第一谐振电感Lr1、原边第一谐振电容Cr1、励磁电感Lm、副边第二谐振电感Lr2、副边第二谐振电容Cr2共同构成谐振腔，a、b分别为原边左、右桥臂的中点，c、d分别为副边左、右桥臂的中点，其中，原边第一谐振电感Lr1的一端与a点连接，原边第一谐振电容Cr1的一端与b点连接，原边第一谐振电感Lr1的另一端、励磁电感Lm、原边第一谐振电容Cr1的另一端依次顺序连接，励磁电感Lm的两端等效并联在高频变压器T的原边，副边第二谐振电感Lr2的一端与c点连接，副边第二谐振电感Lr2的另一端与高频变压器T的副边的一端连接，副边第二谐振电容Cr2的一端与d点连接，副边第二谐振电容Cr2的另一端与高频变压器T的副边的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，原边第一谐振电感Lr1的电感值与副边第二谐振电感Lr2归算到变压器原边的电感值相等，原边第一谐振电容Cr1的电容值与副边第二谐振电容Cr2归算到变压器原边的电容值相等；所述拓扑的谐振频率定义为原边第一谐振电感Lr1与原边第一谐振电容Cr1的串联谐振频率。
3.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，正向运行时，第一主控开关管S1、第二 主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8的体二极管进行整流。
4.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，反向运行时，第五主控开关管S5、第六主控开关管S6、第七主控开关管S7、第八主控开关管S8采用定占空比调频控制，即保持占空比为50％不变，不同桥臂上下两开关管同时导通，同一桥臂上下两开关管交替导通，通过开关频率的调整来控制输出电压的改变，利用第一主控开关管S1、第二 主控开关管S2、第三主控开关管S3、第四主控开关管S4的体二极管进行整流。
5.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，在开关频率低于谐振频率且正向运行时，第九辅助控制开关管S9、第十辅助控制开关管S10始终保持导通状态，第十一辅助开关管S11与第一主控开关管S1一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5，第十二辅助开关管S12与第二主控开关管S2一同导通，开关频率与第一主控开关管S1开关频率相同，占空比为0.5。
6.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，在开关频率低于谐振频率且反向运行时，第十一辅助控制开关管S11、第十二辅助控制开关管S12始终保持导通状态，第九辅助开关管S9与第六主控开关管S6一同导通，开关频率与第六主控开关管S6开关频率相同，占空比为0.5，第十辅助开关管S10与第五主控开关管S5一同导通，开关频率与第五主控开关管S5开关频率相同，占空比为0.5。
7.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，在开关频率大于等于谐振频率且正向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态。
8.根据权利要求1所述的PO模式增强型CLLC谐振双向DC/DC变换器拓扑，其特征在于，在开关频率大于等于谐振频率且反向运行时，所有辅助开关管始终保持在开通状态。
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