CN1129251C - 通信系统的帧对齐方法及其用户站 - Google Patents

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Abstract

在视频、音频和/或组合信号或一般通信信号的无线传输多用户系统中，给出有关用户的各种信息的定时和同步的建议。建议以组合的FDMA/TDMA(频分多址联接/时分多址联接)传输和访问技术为基础。从用户来的数据在一个共用帧中被发送，这个共用帧包括若干控制时隙以及若干数据时隙，每个时隙与保护时间有关。时隙信号具有的特征是：i)第一个控制时隙信号在帧中的时间位置，以先前帧最后的控制时隙信号为基准，ii)相继被发送的控制时隙的时间位置，以在前的控制时隙的位置为基准；iii)数据时隙信号的时间位置，以同一帧中最后的控制时隙信号为基准，或与之有关，它可以是另一用户的信号或它自己的信号，iV)在帧的末端，在最后的时隙信号以后，附加或增加的保护时间显著地比其他时隙的保护时间长。建议也包括通信系统和通信系统用的接收机。

Description

通信系统的帧对齐方法及其用户站
技术领域
本发明涉及时分多址数据传输方法，特别涉及一种通信系统的帧对齐方法。
背景技术
私人住宅和局域网(LAN)的发展正在把各种装置例如TV、PC、立体声系统、告警系统、电脑机等等连接在一起。在住宅系统中已经利用230V电源线进行通信。
发明内容
本发明的目的是为上面的室内通信系统的接收机提供时基系统和同步方法。
为实现上述目的，一种用于通信系统的帧对齐方法，使用时分多址联接TDMA数据传输方法，其中，数据以帧的形式被传输，一帧被划分为许多时隙，一帧的开端由若干控制时隙和后面接的数据时隙组成，其中，一个专用的控制时隙被指配给一个特定的用户，又其中，首次定义的保护时间与每一个时隙关联，帧对齐由下列步骤来实现：
帧内第一个被占用的控制时隙的时间由先前帧的最后被占用的控制时隙的时间的返回来确定，
每一相继被占用的控制时隙参照同一帧内在前面被占用的控制时隙在时间上被定位，
帧内被占用的数据时隙的时间由同一帧内最后占用的控制时隙的时间的返回来确定，以及
其中，第二次定义的保护时间与帧有关，这个保护时间被定位在帧的末端，其中，第二次定义的保护时间相对于首次的保护时间是延长的。
附图说明
本发明的优选实施例的进一步细节，将参考图示叙述。
图1：帧内信号的帧同步和定时容差(例子)，
图2：不同信号和容差的链接，
图3：信号和容差的链接(b和c)；选择错误的参考信号，
图4：相关结果的例子(仅为幅度)，包括三个用户组成都分(不同的幅度和延迟构象)，
图5：表示图4的信号在指配至检测到的共用帧以后的相关结果(时间间隔部分地不同；噪声和干扰被抑制)，
图6：信道估算、均衡和频率(相位)·校正的操作图，
图7：相关结果，包含三个发送机的控制和数据信号(时间间隔部分地不同；阈值确定时隙是否被决定放空)。
具体实施方式
所有的住宅装置必须工作于准同步方式，其频率稳定度为例如10×10-6左右。在发明中，任何装置的所发送的信号都是与其他装置的信号帧同步的。根据发明，下一帧的定时直接以最后在前的控制时隙信号为基准。被发送的控制时隙信号与各个在前的控制时隙有关，帧的第一个控制时隙与先前帧最后的控制时隙有关。所有装置的数据时隙信号的定时，将以同一帧的最后的控制时隙信号为基准，适应于确定的帧结构，在帧的末端可包括一个较长的保护时间。
根据本发明，叙述了装置频率同步用的接收机。为了使一帧中的不同信号同步，这些信号在它们的相对定时和它们的RF射频差别方面多少有些差错，需要特别设计的处理方法。第一相关信号从中同步码(midamble)的相关中得到。用这个第一相关信号开始信道的均衡处理，产生信道校正输出信号。利用信道的冲激响应，可根据这个信道校正输出信号，重构与输入信号等同的信号。
1.系统同步要求
一仅与一群中的信号有关，并且在某些方面也仅与其他群的信号的识别有关。
1.1、导言
一群中的用户或终端的各种信号被嵌套在其用的TDMA帧中。如果第二信道被允许使用，这个嵌套就分别地施加于两个信道，而用户的消息和数据在两个信道上被分割。发明的帧结构以时隙为基础，这些时隙是在识别处理的过程中被指配给用户的，并且它要求时隙的产生和传输至少是准时间同步的。此外，要保持一定的定时容差，以避免在本帧内的碰撞并保证确定的数据速率的传输。还有，接收机中的各种信号的估算应尽可能地简单，特别是最大中心频率偏移是一个重要因数，例如对于与中同步码(midamble)的相关和信道均衡处理。
在章节1.2和1.3中叙述一些原则并给出容差建议。特别是对容差可以作进一步考虑。
传输(特别是所发送的时隙信号的正确位置)要求一台能胜任的接收机，以便对其他用户进行监测和时间估算，并相应地安排本身的信号。相应部分在章节2‘接收机同步’和章节3‘信道采集、监测和读出处理’中叙述。
由于帧中的不同信号不是完全同步的(即不在RF射频方面，也不在定时方面)，如果多于一个用户要被监测或估算，接收机就要处理变化差的情况，并必须进行特别设计的准同步或估算。
1.2、PF(频率)精度
取决于要求，参考振荡器是一个值得注意的成本因素。另一方面，接收机中的很复杂的处理(为了对付更坏的情况)也可能引起一些现实问题。最后，需要做出一种折衷。
从接收机方面看来，要求可能是以切实可行的方法进行快速监测，也就是每个时隙或中同步码(midamble)，只用一次相关处理，这意味着由频率偏移引起的中同步码(midamble)中的相应旋转显著地小于180°，否则就要进行与前畸变的中同步码(midamble)的附加相关处理，不然就是结果在临界情况下将显著地小于最大值。
考虑2.4和5.7GHz的ISM频率的相对高频率，以及事实上接收机不得不工作在发送信号和它自身振荡器的相应偏移，由此引入10×10-6的容差。相应的频率和相位偏移被表示在表1.1中。
    2.4GHz     5.7GHz
  发送机 接收机(在向下变频之后)   发送机 接收机(在向下变频之后)
  频率偏移     ±24KHz     ±48KHz     ±48KHz     ±96KHz
  相位偏移)*，每个码元     ≈±1.05°     ≈±2.1°     ≈±2.1°     ≈±4.2°
  相位偏移，每个中同步码(midamble)     大约34°     大约70°
  相位偏移，在一半数据时隙上     大约880°或≈2.5π     大约1750°或≈4.9π
*例如±24KHz的频率偏移，相应于每秒24000次‘信号旋转’(2π)的相对‘相位速度’，等于±24000/S*Ts*360°≈1.05°/每个码元
表1.1：基于相对容差10×10-6的(RF)频率和相位偏移
在接收机中，几个码元的偏移已经是太大而不能忽略了。为了在相关和解调处理中得到充分的结果，需要专用的最大值搜索和冲激响应估算方法，以及特殊的信号校正方法或等效措施。
另一方面，精度和长期稳定性达到±10ppm的石英振荡器，对用户的应用来说已经是精致的器件了，看来对系统的这个部分施加更严格的制约是不适宜的。
1.3、帧同步和时隙的定时以及码元
任何用户发送的信号对其他用户(如果存在)的信号必须是帧同步的，这意味着：
·根据其他用户的控制时隙信号的位置和数目，确定自己的控制时隙的信号位置和数目(最好在信号系列中有一个领头的)。
·另外，为了链接所有的群信号和避免产生子群，任何控制时隙信号的定时，要直接以由其他用户发送的或(若无其他用户存在)自己的发送机发送的先前帧中在前的控制时隙信号为基准；一般地，信号在同一帧内，但假如是第一个，就要以来自先前帧的最后的控制时隙信号为基准。
·所有用户的数据时隙的定时，将以具有适当幅度、适应确定的帧结构的最后的控制时隙信号为基准。
需要注意的是：在某些情况下(采集相位)，控制信号没有在所有的帧中发送，在系统说明中叙述了一些原则，这要求装置对于要用作参考的时隙信号灵活地操作。
帧同步和容差被表示于图1，
其中：
Tsl1(＝25.8μs)和Tsl2(＝103.2μs)是理论上的控制和数据时隙的持续时间，包括保护时间，Tfr(＝10.32ms)是理论上的帧持续时间；
nx和ny是所考虑的时隙和参考时隙之间的整个控制时隙的间隔的数目(仅与控制信号区域有关)；
my是所考虑的时隙和参考时隙之间的整个数据时隙的间隔的数目(仅与数据信号区域有关)；
以及ttol1、ttol2和ttol3是下面所定义的允许容差。
在控制时隙区域末端的组成部分0.558Tsl1和0.486Tsl2考虑的是持续期一半是控制时隙，一半是数据时隙(第一个填有保护时间，第二个没有保护时间)。这些值相应于下面有用的中心定义，如果别的定义被使用时，它们应能适用。
下面的容差应被适应，以避免在一帧的长度上发生较大的定时偏差和数据处理中的严重缺陷：
控制时隙中心)*相对于最后接收的控制时隙信号中心(从其他用户来)*；随设想的位置而定， 或者 tol1(在同一帧内) 或者ttol2(帧重叠) 或者ttol1＝-1.0…-0.5μs或者ttol2＝-1.25…-0.25μs
数据时隙中心)*相对于帧内最后的控制时隙信号中心(从任何其他用户得到或者是它自己的信号) ttol3＝-1.0…-0.5μs±25×10-6[(ny+0.5)Tsl1+(my+0.5)Tsl2]
表1.2
*1)被发送的时隙信号和参考控制时隙信号的中心，在这里被定义为中同步码(midamble)区域的中心，第10和第11码元之间的位置，那里如果发生接收的参考信号，具有相关幅度的冲激响应的第一分量将是有效的。相关时间和由接收机引起的其它延迟要被消去。
*2)如果其他用户不存在，定位是任意的，但在这种情况下，容差ttol2要被保持到先前帧中的自身信号。
表1.2适用于控制和数据时隙的定时容差。表中的术语与图1中使用的相同。
负的容差ttol1、ttol2和ttol3意味着在前的时隙信号的部分保护时间，可能已被随后的信号占用。其理由是保证实际帧不会长过所规定的10.32ms，保证特定的数据速率。
处理过程的基础是被发送的中同步码(midamble)相关，和为查找帧起点而对控制时隙信号的查找。存在着几种可能性，通过下列方法中的一个或组合，成帧能被检测到：
·首先，不同的时隙信号的定位和尺度能被估算一控制时隙的不同尺度和间隔，以及一般的数据时隙；在某些情况下，这个方法也许不能给出确定的结果。
·其次，进行与群识别号码所用的序列，或者在它之外所选择的区域的相关处理，这是更复杂一些的方法，但估计能产生确定的结果。
·最后，所有接收到的时隙信号内容(或者仅是已被识别在控制时隙区域内的信号内容)，将被以适当的方法进行分析，以检测控制时隙的定位号码等等。
进一步的细节在章节2‘接收机同步’中叙述。
问题的解决需要一种特别设计的对控制时隙信号以及数据时隙信号(通常对用户的所有数据时隙)的定位方法。大约0.5μs(≈4个码元)的容差能使用户运用自己的±25×10-6的自由运行的时钟信号，并允许在参考时间信号估算和传输信号的定时中，有合理的定时偏差。数据时隙涉及帧内最后的控制时隙，并与被计算和校正的距离使用同一时钟。
其他的定时解决方法是可能的，例如，使任何时隙信号以在前的一个时隙信号为基准，或者使所有时隙信号共同以一个，例如第一个控制时隙信号为基准。
有几个要求必须满足，以避免相继的帧之间或帧内数据区域之间发生碰撞，并保证能得到确定的数据速率。下面的计算证实这一点将会达到。每一帧最大的时间偏差，正的和负的，能用下面的公式估算：
tΔfr≈(1…16)(ttol1+ttr)+tbTfr
这里，16×ttol1这部分表示16个(可能的)在控制时隙定位中的容差(包括先前帧的一个)，16×ttr考虑为获得参考位置而链接的过程中的传递时间的总和(包括±1/2个码元的不确定性)。tbTfr＝±25×16-6×Tfr考虑在一个帧范围内测得的参考系统的基本(相对)容差(已经加到它上面的某些距离短于某个范围，这忽略不计)。相应的内部距离tΔ，int由下面的公式确定
Figure C9880901100101
传递时间ttr的应用取决于这样的问题，即参考信号是从另一用户得来的(情况1)，或者是从自己的控制信号得来(情况2；假如信号是帧内最后一个的话)。
两个带最小值和最大值范围的链接产生时间偏差tx(见下面)。
图2表示不同信号和容差的链接，这里，
X1…X4是理论上的距离(见图1)，tb是±25×10-6的基本(相对)容差，tx表示总体和内部成帧之间的结果偏差。
要求是：
·为获得确定的数据速率：(tΔ)max＜0；
·为避免相继帧之间的碰撞：
tx(max)≈-[tbTfr+ttol1+ttr]min+[tbTfr+ttol1+ttr]max＜0.7Tg；tgμs≈3：保护时间。
·另一个关键问题是：用户在为自己的控制和/或数据时隙信号定位时，选择了错误的控制时隙信号作为参考(可能由于不满足对正确信号的接收条件)。在这种情况下，给出图3的构象，所引起的偏差ty能通过根据下面的公式建立最小值和最大值之间的差，而被计算出来；
-对于控制时隙
ty，c(max)≈-[(ne+1)(ttol1+ttr)]min+[ne(ttol1+ttr)]max＜0.7Tg；
-对于数据时隙
ty，d(max)≈-[tbTfr+ttol1+ttr+ne(ttol1+ttr)]min+[tbTfr+ttol1+ttr]max＜0.7Tg；
＝-[tbTfr+(ne+1)(ttol1+ttr)]min+[tbTfr+ttol1+ttr]max＜0.7Tg其中ne表示相对于正确的参考位置的误差数据(例如，ne＝2，正确的和下一个可能的参考信号已被忽略，是没有用的)。参考值再次是保护时间的70％。对于控制信号，这是更为假设的情况，因为只有在正确的信号被检测到而没有使用(由于条件差)的时候，相应的位置才能被选择(如果信号没有被检测到，用户就会选择同一位置，结果引起碰撞)。
图3表示信号的链接和容差(b和c)；选择错误的参考信号。
在所有情况下，相应的最小值可通过改变min/max条件算得，平均值可通过最大和最小的结果的平均而推导出来。对确定的容差假设传递时间范围为：
ttr≈0.01…0.1μs±0.06μs＝-0.05…0.16μs(等效于2…20m并包含±1/2码元不确定度)，所得结果表示在表1.3中：
    范    围     平    均
  绝对值   相对值   绝对值   相对值
  tΔfr 最大：最小：     -0.1μs-17μs   -10×10-6-1.65×10-3     -8.5μs   -0.83×10-3
  tx 最大：(最小：)     1.2μs   Tg的40％     0
  ty，c；最大：ne＝1(最小：)     1.75μs(＜0)   ≈Tg的58％     0.7μs   Tg的23％
  ne＝2最大：(最小：)     2.5μs(＜0)   ≈Tg的83％     0.7μs   Tg的23％
  ty，d；最大：ne＝1(最小：)     2.25μs(≈0)   ≈Tg的75％     1.2μs   Tg的40％
表1.3：帧中最小、最大和平均时间偏差
由于是若干个不同的效果和上至16个用户的平均，偏差的范围估计可能会小一些。在任何情况下，确信的平均偏差将保持在每帧-8μs的数量级，这意味着帧在实际上比确定值10.32ms短一些，可能的数据速率提高0.08％左右。因此，某些占用数据区(例如每个时隙往往是几个码元)不能被填满，这就需要数据管理以便适应速率。某种适应在任何情况下总是需要的，因为在传输媒体和数据源本身之间失去同步。
关于选择错误的参考信号，对控制时隙来说实际上允许两步(ne＝2时的83％)，但对数据时隙的位置来说只能允许一步(ne＝1时的75％)。因此，所定义的容差概念为系统的组成部分提供合理的容差，并使对系统性能的要求被满足，以保护特定的数据速率和/或避免碰撞。
这种解决办法的优选的改进被叙述如下：
假如所有时隙的保护时间减少约5％，由此引起大约15μs的时间被加在帧的末端，这就允许容差显著增加。这些值本身更多的偏离中心。这样的措施减少可能的平均数据速率的偏差。一个可能的‘方案’表示如下。
第二个建议：
控制时隙中心)*；相对于最后接收到的控制时隙信号的中心(从另一用户来)*；随设想的位置而定， 或者ttol1(在同一帧内) 或者ttol2(帧重合) 或者ttol1＝-1.5…0.4μs或者ttol2＝-0.75…0.65μs
数据时隙中心)*相对于在帧中的最后的控制时隙信号的中心(从任何其他用户导出或者是它本身的信号) ttol3＝-5.0…0.4μs±25×10-6[(ny+0.5)Tsl1+(my+0.5)Tsl2]
表1.4  由章节1(修改的变型)：定时容差被加到控制和数据时隙-根据所有保护时间的小量减少(≈5％)而修改的值，以及在帧的末端附加/较长的保护时间。
*进一步的细节见表1.2
所获得的结果：
    范    围     平    均
  绝对值   相对值   绝对值   相对值
 tΔfr最大：最小： 9μs(＜15)-9μs +0.87×10-3-0.87×10-3 0！
 tx  最大：(最小：) 1.6μs(-1.6μs) Tg的57％ 0
 ty，c；最大：ne＝1(最小：) 1.65μs(-1.65μs) ≈Tg的60％ 0
 ne＝2最大：(最小：) 2.75μs(-2.75μs) ≈Tg的98％ 0
 ty，d最大：ne＝1(最小：) 2.15μs(1.05μs) ≈Tg的77％ 1.6μs  Tg的57％
表1.5：在帧中的时间偏差的最大、最小和平均值(修改的变型一见上面)
所以，在这个实施例中，控制时隙的保护时间被减小到2.75μs，数据时隙的保护时间被减小到2.85μs，在帧的末端增加时间增益为16.48μs，它产生19.33μs的最终值。
2.接收机同步
2.1导言
-见章节1‘系统同步要求’
在接收机中，频率转换、相干信号解调和估算，要求足以胜任的混合和时钟信号。在原则上(假如只考虑连续接收一个信号或另一装置)，频率转换和时钟用的参考振荡器能够被同步在被接收的信号上，或者换句话说，可以校正被接收的和下变频的信号，和/或校正自由运行定时振荡器信号。这种处理能够以对被接收的时隙信号的中同步码(midamble)和确定区域的估算为基础。
但是，为了能在帧内对不同信号进行快速同步，而这些信号的相对定时不正确，(RF)射频也有差别，这种同步比起连续的同步来，就得是一种特别设计的处理。这意味着，与信道估算和校正处理一起，每一接收时间的定时将以中同步码(midamble)的位置为基准，接收信号频率偏移(‘相位速度’)也按每一时隙而被估算和校正。
再进一步说，接收机要给相应的帧区域(控制时隙和确定的数据时隙，它们的数目由每一发送机给定)指配接收码元、时隙等等。这是通过分析中同步码(midamble)的相对位置和通过寻找并分析控制时隙来完成的。下面与某些其他方法一起叙述所要应用的专用算法(为了表示建立在所提出的容差基础上的系统是可行的)。
2.2定时
-包括码元定时，帧结构检测和信道脉冲响应估算的某些方面。
2.2.1一般途径
接收码元的定时和指配到共用帧，是以相关处理为基础的，也就是接收信号的相应区域将被与存储在接收机中的参考或训练序列(中同步码(midamble))相关联。对一般的搜索或监测功能(为了检测在帧或群内的所有组成部分)来说，这必须在至少一帧的逐个码元的基础上按下列方程式来完成： C x = Σ m = 0 15 V x + m Y m ; 0 ≤ x ≤ N fr
这里
x确定在数据序列中的位置，Nfr＝：每帧码元的数目
Vx+..
是接收数据值，
Ym表示训练序列，
Cx输送接收到的时隙信号的振幅和相位。
图4表示相关结果(仅是幅度)的一个例子，包括三个用户的组成部分(不同的幅度和延迟构象)。
为了给共用帧指配接收到的组成部分信号以便检测帧起点，可应用下列方法中的一个或组合：
·相关结果可进行时间过滤，以减少计算的次数：例如，多至210个相继的值将被除去，只要这些值小于实际值至少3dB的位置被排除，；如果出现较大的值，假如这个值低于实际值至少3dB，与实际位置的距离小于210步的话，则最后选择的值和位置消失；在这种情况下，计数过程被重新开始。
·由相关推导出来的不同信号的相对位置和幅度被估算，并与确定的帧结构(控制和一般数据时隙或它们中的不同尺度和间隔，从不同用户来的不同的幅度等等)相匹配；但是，这个方法在某些情况下不能给出清晰的结果。
·相继数据码元区域，按照群识别号码序列的相对位置或它的百分率，与每一切合的相关尖峰一起被选择，在所选区域和存储在接收机内的相应参考序列之间进行相关；足够恰当的结果(有关中同步码(midamble)结果示出控制时隙信号。
·最后，所有接收到的时隙信号的内容(或者仅是那些已被识别是在控制时隙的内容)将以适当的方法被分析，以便检测控制时隙定位号码等等。
应当注意，在相关结果中的很小的组成部分可能来自使用相同信道的别的网例如距离网。这些就需要或者能够通过更复杂的处理，从进一步的估算中加以排除(考虑到它们可能在中同步码(midamble)的预期范围之外，它们的相对位置与本帧不同-不连续接收)，并且不通过本群的帧控制信号/‘第一时隙’而被显示。
其他偶发的脉冲或响应包括回波成分，是由一般数据流的中同步码(midamble)(次优化)仿真所引起的，可能出现在数据段内。
这些脉冲的特征是逐帧变动位置，另外，事实上它们总是同一段内较大的主脉冲。
图5表示相关结果，其中，组成部分(与图4相同)已被指配至检测到的有用帧。
在结构的第一次分析以后，也就是已知帧起点和时隙位置(x标度适当地偏移)以后，相关处理过程可被限制在中同步码(midamble)预期的范围。为包括不同信号源(在群内)的和由不同路径及回波引起的链接的定时偏差(见章节1.4中的表1.4→系统说明)，根据前帧在下式中选择±9μs或±r＝±75码元： C l , sel = Σ m = 0 15 V xs + 1 + m Y m ; - r ≤ 1 ≤ r
xs是所选择的中心位置(注：xs与第一个公式中的相应位置x差8)。在范围内的最大幅度值|Cl，sel|max＝W1max，s被称为1max，s。
有关于回波幅度和相位的结果可靠性，可以通过在前次处理中找到的幅度的基础上进行循环，例如模16向后相关，而得到某种程度的改善。
一个时隙的恰当的数据区域选择要以1max，s为基础。以同一本地时钟结合时隙的信道冲激响应，进行随后信号处理。
剩下的，本身时钟与(可能的)最佳位置之间的绝对偏差，引起信道参数的偏差，被包含在相关结果Cx，sel中，并且在相应的信道校正处理中将会自动地被校正。
剩下的两个装置之间的相对定时误差(以每个都是25×10-6为基础并在一个时隙的适当范围上被计算)，引起时隙的外部区域的时间误差，数量级为
±2·25·10-6·836/2≈±0.021码元
这可能引起小于1.5％的幅度误差(Si函数)并可以被忽略。
2.2.2.选择方案，信道冲激响应
至今所确定的处理过程可能(在某些情况下)给不出很清楚的最大值，这是由于下列原因：
-被接收并下变步的信号的频率偏移，在中同步码(midamble)内引起合理的相位偏移，
-相对于最佳定时，较大的时间偏差(＞一个码元的1/4)的取样引起旁脉冲的长尾迹(Si函数)。
尽管如此，对于粗略定时来说结果还是相当好的，特别是对2.4GHz的(RF)射频。另一方面，提高品质的过程无论如何总是需要的，以估算起始过程的粗略频率偏移(见章节2.3，‘中心频率偏移和校正处理’)，而且，同样的方法或同样的结果也可应用于定时和信道脉冲响应估算。
为了克服不利的码元定时的缺点，可以用半取样间隔的时间偏移进行第二相关，它要求以反相对时钟信号对中同步码(midamble)加上某些外延进行附加的取样。最后，对整个时隙适用的最佳构象可能被选择(准则：在一定时间范围以外的峰值或剩余功率尽可能地低)。
但是，任何这些措施所达到的效果不是太大，但二者除外，相关结果可能减小6dB以上(与最佳值相比)，应用这些措施能回头获得它的重要部分。
2.3中心频率偏移和相关处理
2.3.1粗略估算和起始流程
中心频率偏移和相应的相位旋转值(每个码元以及每个数据时隙)已经在章节1.2中做过研究→系统说明；接收的有关值是：
每个码元的相位移    在2.4GHz≈±2.1°
                    在5.7GHz≈±4.2°
这个在半时隙上的偏移(在中同步码(midamble)中心(相关结果)和边缘位置上的数据码元之间的相应距离)是：
      在2.4GHz：≈(±)870°
      在5.7GHz：≈(±)1750°
然而，偏移是完全的信号在时间上的线性旋转，它能够通过接收值的相反的旋转而被校正，至少是对于一个时隙的时间。主要问题是：这能连带‘闭合’均衡器进行吗？或是是不是需要复合均衡和相关处理？若是，这个要求是何等复杂？
在下面的段落中叙述一种校正方法，它使用均衡器输出结果或中间值，来计算均衡器输入端的接收信号的相位/频率校正值。
图6表示过程的简化的操作图。
基带信号1N被馈送至相位校正装置2的输入端，并馈送至中同步码(midamble)相关装置1和Δφ计算与平均装置3。相位校正装置2的输出信号被导至(维特比)均衡器5的输入端。均衡器5的输出通过信号重构装置4，被反馈Δφ计算与平均装置。中同步码(midamble)相关装置1的一个相关信号输出7被馈送至均衡器5和信号重构装置4的控制输入端。中同步码(midamble)相关装置1的第二个输出被馈送至Δφ平均装置3的控制输入端，作为起始条件信号线6。
中同步码(midamble)附近包括中同步码(midamble)本身的若干码元的校正起始位置或校正值，可以通过下列流程中的一个或组合而被达到。
·粗略估算；方法1：按照一定的(预期的)在中同步码(midamble)附近进行一系列任选的相关处理，不是用中同步码(midamble)，就是用(相位)前畸变的接收数据流，最大值被确定，它的位置为‘相位速度’提供一个值。
·粗略估算；方法2：中同步码(midamble)的相关处理被分为两半；两段的主组成部分之间的相位偏移被计算与平均；结果对长为16的单个训练序列的8个码元的距离或者两个长为16的训练序列的16个码元的距离是正确的。
·改进的频率偏移估算；方法3：另一种或任选的，用在群识别的控制时隙中的序列或者这个序列的所选部分，与信道冲激响应和方法1或方法2(模2π控制)的任一结果一起使用，以计算更精确的相位偏移值；这个过程可以用以群识别序列完整地划出的例如8个码元的子群，分成几个计算；结果，或者子群的结果，适用于所考虑的区域和训练或中同步码(midamble)区域中心之间的相应距离。
-虽然这个方法只校正控制时隙，在有限的多普勒效应的情况下，其结果可以用作同一用户在同一帧中的其他时隙信号处理的基础。
详细叙述，方法1》
相关处理过程中的计算，每个码元要延伸一个恒定的相位移ejφd，产生一系列的相位移ejφi＝i·ejφd，这里，d确定附加函数的陡度，正值和负值，i给出在数据流中的位置(例如相对于中同步码(midamble)中心的正值和负值)： C l , sel = Σ m = 0 15 V xs + 1 + m Y m e jφi ; - r ≤ 1 ≤ r
这一般包含Vx和Ym的共轭复数乘法，但Ym只是实数值序列，它变成一般的乘法
相关范围由r确定，这里，类似条件应被选用，如同在章节2.2‘定时’中，例如±75个码元。定时相关的结果也可以被使用并乘以ejφi。
处理过程应就足够数的d值，频率偏移，来进行。例如，在2.4GHz，中同步码(midamble)上的偏移是34°，如果这个范围以每步10°来搜索，等效于结果为绝对值5°相位偏移，或者相对于中心为±2.5°，这就需要2乘3次相关，正值和负值。当然，通过更灵巧的处理，这个次数可以减少。
最大相关结果确定每个码元r＝φd(用dopt.)的偏移。在合理的噪声条件下，通过在例如靠近/包含最大值的三个值上进行内插，可使结果改善，以确定最大值的实际位置。
方法2
用分为两半的训练序列进行两个不同的相关处理，在单个序列或双序列的两个部分例如2×16个码元的情况下，两个相关的结果是A+jB和C+jD。两者之间的相对相位差(每个码元)是： φ Δ , rel = γ = 1 / q x ( arctan AD - BC AC + BD )
这里qx由两个序列或部分的中心之间的码元间隔的数量给定。两个子结果之间的相位差不应当超过180°。
方法3
下列步骤被进行：
-群识别所用的序列(接收机已知)根据信道冲激响应而被重建-卷积处理，以建构与相应的输入信号段恒等的序列，但频率偏移和相应的相位偏移除外；
-在重建的群识别序列和接收信号的相应序列之间的相位偏移，是按逐个码元计算的，除法或共轭复数乘法和平均，整体上都与相关处理相同，考虑包含模2π步骤的可能性；最后，每个码元的偏移被算出。
-为了估测是否要应用模2π步进，粗略的频率偏移估算(方法1或2)，可用来计算所研究的区域的粗略相对值；它确定包含模2π步进的整体总量。
-平均处理一般要分成几个以例如8个码元的子群的子处理，以避免由所考虑的序列中的相位偏移引起的估算误差。
由子群得来的中间结果，对所考虑的区域和训练或中同步码(midamble)区域的中心之间的相应距离有效。然后，这些结果被除以相应的距离，以便得到每个码元的偏移。最后，各个结果被平均。
所有的方法虽然应用了平均处理，或多或少地还是受到噪声的损害(比较好的情况能以方法3得到)。然而，在实际情况下，这些结果对于如下所述的处理过程的开始来说，还是相当好的。
2.3.2频率校正处理
在第一步骤中，接收的数据值，从中同步码(midamble)中心的下面和上面的第一个(已知)码元开始并向两个方向逐个码元地继续下去，将被用-(i-1/2)γ校正上部分，用-(-i+1/2)γ校正下部分(乘以
Figure C9880901100201
这里i是中同步码(midamble)中心向两侧，以1开始的码元下标，γ是由上面的(比较好的改进估算)频率偏移估算的结果)。
在这之后，均衡处理可以开始，用中同步码(midamble)的有关已知码元是有利的。在经过依赖于均衡器或适当部分的长度的延迟之后，产生许多个从中同步码(midamble)中心两侧的信道校正输出值。
均衡器仅了解信道是怎样建立的规律，而对于相位偏移和噪声值等等是不知道的。但是，由判定求出的输出值包括剩余小的相位或频率偏移以及噪声的校正(如果偏移不大时)。因此，如果使用输出序列和重建输入信号的信道规律，这些值将不包括剩余的相位偏移，将两个信号即接收数据值Vi和重建值Yi相除，并计算相应的相位角，应当产生剩余的相位偏移Δi。 v i = v i γ i = v i Σ p = 0 P b i - p h p = E + jF Δ i = arctan F E
bi-p是均衡器输出值，hp表示信道脉冲响应(恒等于Cl，sel)。在所有情况下，相应的值要被使用。例如，用于重建输入值Vi的序列最后的均衡器输出值也必须用i标记。这意味着重建的信号被延迟一个等效于均衡器深度的时间。
假定这产生合理的结果，则这些值能被用于以±Δi/i更新γ，这些值来自两个方向并应用简单滤波。然后新的γ如上述那样在进入均衡器之前，被用于预校正下一个数据值等等。这适用于整个时隙。另一种可能性是保持γ值粗略的或改进的估算为γ0的值，仅加上一个表示根据Δi的附加校正的附加分量，这里，可被应用的简单滤波函数是：
γ＝γ0+γcorr；    其中γcorr＝(1-β)γcorr-1+βΔi
这里γcorr-1表示先前的校正值，而γcorr是现行的校正值。β确定滤波特性；例如0.05的值可用于那些β值表示一些组成8个码元被平均的一些结果的情况下。
由于均衡器的延迟，有一种自动加入的外推法，它可以减小校正的速度，并防止加上高的多普勒频率，例如在移动接收中。
均衡器的判定误差和噪声一般或许将对校正处理有某些影响，特别在开始，但具有高到3×10-4的平均误码率，则不应当有明显的(附加)退化。在任何情况下，这种或另外一种类似的方略必须通过复杂系统的模拟来证实。
2.3.3进一步选择
对从一个或多个用户来的不同时隙所做的频率偏移估算，可在较长时间周期内进行平均，所得到偏移的部分，例如，如果一个用户超过允许的容差1.5倍，可用来校正自己的参考振荡器。
3.信道采集，监测和‘读出’处理
3.1等待期间的一般监测
推荐(从网络观点看来是必须遵循的)不在使用的装置(等待功能)至少监视本群的或网络(如果出现)的信号，以检测为自身确定的消息，或者，如果网络不存在，至少监视抟的其它的信道，以检测本群网络的新的起动和其后的消息。
这意味着万一网络帧检测和控制时隙估算至少与新消息的通告有关，在这种情况下，中同步码(midamble)的定位是粗略知道的，与网络不存在并且所有可能信道将需要检查的情况相比较，显著地简化了估算并且减少了所要求的处理。
本网络的现行监测(中同步码(midamble))使得装置快速地采集信道的相应部分，如果需要的活。
如果本群网络不存在，或者仅一个存在而第二个被允许使用，则所有可能信道必须就信号的出现而被检查和识别，这意味着与中同步码(midamble)的相关，帧确定，群识别号码，并且如果本群网络出现，上述检查必须进行。
其他群使用的信道可能暂时被拒绝，但是需要时常检查，以检测“老”用户的退出以及本群用户的进入。
监测通常包括搜索中同步码(midamble)上的信道，给出关于空信道的了解，并且如果被请求打开网络时，将允许装置尽快地被使用。
处理过程与2.2章(定时/2.21)所述的‘一般方法’相同。进行逐个码元的连续相关，或在本群网络情况下，进行详细的分析，在这种情况下，仅与幅度有关。与不同的(相位前畸变)序列同时处理似乎是不必要的。相应公式是：
对于一般的监测处理，适用于未知信道： | C x | = | Σ m = 0 15 v x + m Y m | ; 0 ≤ x ≤ N fr 或连续地
对于监测本群使用的信道，或者监测另外的群使用的已知成帧的信道： | C l , sel | = | Σ m = 0 15 v x s + l + m Y m | ; - r ≤ 1 ≤ r
这里：
Vx+..是接收的数据值，
Ym表示训练序列，
Cx和Cl，sel是相关结果，
x(在第一个公式中)确定这样的位置，在那里至少必须研究一帧长度，
xs(在第二个公式中)是所选择的中心位置(注：xs与第一个公式相应位置x相差8)，
r确定相关范围。
图7表示一个从使用三台发射机信道得的相关结果的例子，该信道可以是本群的信道，或者是靠近群的另一个信道，取决于如下所述的识别号码，在其旁的“*”标记空闲时隙，仅于信道属于本群有关。
必须注意，相关结果中某些更小的分量(在那些属于视为同一群或网络的结果中的)，可能是从使用相同信道其他更远的网络来的。这些可以通过更完善的处理来区分一考虑到，它们可能位于中同步码(midamble)预期的范围之外，并且它们的相对位置可改变至已知的帧，不连续接收。但是，对于监测和读出处理，这些影响是不重要的。
进一步应当注意到，这里适用于与系统符合的信号检测和估算的相关方法，不适合于检测其他信号，例如来自业余无线电和微波炉的干扰。因此，也推荐用来估算有关信道中的接收功率。
为了检查群的同一性，控制时隙信号的相应区域必须被解调，译码，并且与本群识别号码进行比较。另外，根据识别号码对序列进行相关。取决于结果和中同步码(midamble)相关结果，这产生不同的陈述：
·识别检验为正的，中同步码(midamble)：本群的信号，
·识别检验为负的而有中同步码(midamble)：另一群的信号，
·结果为负的，无中同步码(midamble)而有某些功率：或许是分散的干扰。
为了进一步检验不同的接收信号，‘第一时隙’，即指示控制的时隙可以被估算。这为相应数据时隙提供一个‘指针’，这个指针的位置可以与被检测的中同步码(midamble)进行比较。但是，中同步码(midamble)相关会产生更可靠的信息。

Claims (5)

1.一种用于通信系统的帧对齐方法，使用时分多址联接TDMA数据传输方法，其中，数据以帧的形式被传输，一帧被划分为许多时隙，一帧的开端由若干控制时隙和后面接的数据时隙组成，其中，一个专用的控制时隙被指配给一个特定的用户，又其中，首次定义的保护时间与每一个时隙关联，其特征在于帧对齐由下列步骤来实现：
帧内第一个被占用的控制时隙的时间由先前帧的最后被占用的控制时隙的时间的返回来确定，
每一相继被占用的控制时隙参照同一帧内在前面被占用的控制时隙在时间上被定位，
帧内被占用的数据时隙的时间由同一帧内最后占用的控制时隙的时间的返回来确定，以及
其中，第二次定义的保护时间与帧有关，这个保护时间被定位在帧的末端，其中，第二次定义的保护时间相对于首次的保护时间是延长的。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征是将中同步码加入到时隙中发送的每个信号，所述中同步码用于为相应的时隙决定时间参考点。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征是不同的保护时间与数据时隙关联，并作为控制时隙。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征是两个相同长度的训练序列被发送进时隙的中同步码，特别是两个长度为16个码元的相同序列。
5.一种用于通信系统帧对齐的用户站，具有接收单元和发送单元，其特征在于：
装置，用于对发送至控制时隙和数据时隙的被接收信号进行估算，并用于为被占用的控制时隙和数据时隙确定时间参考点，
其中，提供了时间调节装置，在帧的第一控制时隙内发送控制信号，该时间调节装置通过参考先前帧的最后被占用的控制时隙的返回时间调节第一控制时隙的时间，
其中，提供了时间调节装置，在帧的随后控制时隙内发送控制信号，该时间调节装置通过参考相同帧的先前被占用的控制时隙的返回时间调节随后控制时隙的时间，
其中，提供了时间调节装置，在帧的数据时隙内发送数据信号，该时间调节装置通过参考相同帧的最后被占用的控制时隙的返回时间调节数据时隙的时间，
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