CN112910266B - 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法 - Google Patents

多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112910266B
CN112910266B CN202110138842.3A CN202110138842A CN112910266B CN 112910266 B CN112910266 B CN 112910266B CN 202110138842 A CN202110138842 A CN 202110138842A CN 112910266 B CN112910266 B CN 112910266B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch tube
power distribution
port
series
bridge arm
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110138842.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112910266A (zh
Inventor
王宇
张成糕
张艺
郝雯娟
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Original Assignee
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Aeronautics and Astronautics filed Critical Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority to CN202110138842.3A priority Critical patent/CN112910266B/zh
Publication of CN112910266A publication Critical patent/CN112910266A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112910266B publication Critical patent/CN112910266B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法及多端口变换器，针对现有技术中基于输出滤波电感电流三段式调节的控制策略，功率分配变化过程中电压纹波峰值正比于充电电荷或者放电电荷，从而使得功率分配突变下输出电压的纹波仍然较大的问题，本发明提供的多端口变换器功率分配变化下的低电压纹波控制方法及多端口变换器通过控制前向支路的充放电电流和逆向支路的电感电流满足如下条件：均为三段式、过零点重合、两个过零点时间段内的前向支路的充放电电流波形和逆向支路的电感电流波形成中心对称，使得功率分配变化下输出电压的纹波减小，提高了多端口变换器系统在功率分配变化下的动态性能。

Description

多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器控制技术领域，主要涉及一种多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法及多端口变换器。
背景技术
多输出源变换器广泛应用于新能源互补发电系统中。传统的多输出源变换器系统结构中，每一个能量源通过一个独立的变换器与负载相连。这种系统结构控制独立，但是存在分时独立工作的开关元件，且滤波电感和滤波电容数量较多。多端口变换器通过一个变换器将多个输入源和负载连接在一起，集成度高，功率密度高，成本低，是目前多输出源变换器的主要研究方向。
与传统的单输入—单输出变换器相比，多端口变换器除了要实现输出电压的稳定调节之外，还要根据新能源波动性和随机性的特点，调节每个端口的输出能量，实现多能源的优势互补。
多端口变换器虽然集成度高，但是耦合程度也高。主要体现在各端口功率流通路径存在耦合，各端口的开关元件存在耦合。传统的功率分配控制只能依赖于PI调节器。一般的，PI控制器能保证控制量的最终收敛，但是难以实现动态性能的最优。采用系统建模的方法可以实现对PI参数的优化，但是由于多端口变换器的工作方式模式的多样性以及工作范围的宽广性导致系统难以通过一个传递函数进行精确建模，因此解耦矩阵设计困难。并且，从本质上来看，PI控制器中的积分环节必然会引起控制的滞后。综上所述，用PI控制器来实现多端口变换器的功率分配，会使得系统的动态性能受到影响，输出电压的动态纹波较大。
文献“付宏伟，王宇。三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究，中国电机工程学报，2020，40(15)：4988-4999。”和“Yu Wang,Xin Xu,Hongwei Fu,and Wenjuan Hao,Charge Balance Control for DC/DC Converter Systems:From Single-Input Systemsto Multiple-Input System，IEEE JOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICS INPOWER ELECTRONICS，2020，early access.”提出了基于输出滤波电感电流三段式调节的控制策略，与PI控制策略相比，减小了功率分配突变下输出电压的超调。然而，在基于输出滤波电感电流三段式调节的控制策略中，充电电荷或者放电电荷完全正比于功率分配的变化量，从而使得功率分配突变下输出电压的纹波仍然较大。
发明内容
发明目的：本发明提出了一种多端口变换器功率分配变化下的低电压纹波控制方法，所述方法解决了现有技术中基于输出滤波电感电流三段式调节的控制策略，功率分配变化过程中电压纹波峰值正比于充电电荷或者放电电荷，从而使得功率分配突变下输出电压的纹波较大的问题。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种多端口变换器，端口一U1的两端并联滤波电容C1，滤波电容C1与由开关管SA1和SA2串联组成的单相桥臂1两端并联；所述单相桥臂1中点与变压器1原边一端相连；端口二U2的两端并联滤波电容C2，滤波电容C2与由开关管SB1和SB2串联组成的单相桥臂2两端并联；所述单相桥臂2中点与变压器1原边的另一端相连；所述变压器1原边的激磁电感为Lm，变比为n，且在变压器1原边串联有电流传感器；所述变压器1副边两端分别与由二极管D1，D2，D3，D4组成的桥式整流电路1的两个桥臂中点相连，其中二极管D1，D2串联成第一桥臂，二极管D3，D4串联成第二桥臂；所述桥式整流电路1通过串联输出滤波电感Lo与输出滤波电容Co的一端相连，所述输出滤波电容Co的另一端与整流电路1的另一输出端相连；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端，且负载电阻两端并联有电压传感器；所述输出滤波电容Co两端与可控整流电路2并联，其中一条支路串联有输出滤波电感L1；所述可控整流电路2由开关管SC5，SC6，SC7，SC8 组成，其中开关管SC5，SC6串联成整流桥臂1，SC7，SC8串联成整流桥臂2；所述整流桥臂1和整流桥臂2的中点分别与变压器2副边的两端相连；所述变压器2原边激磁电感与变压器1原边的激磁电感数值相等，均为Lm，变比为n；所述变压器2的原边两端分别与由开关管SC1、开关管SC2串联组成的单相桥臂3和由开关管SC3、开关管 SC4串联组成单相桥臂4的中点连接；所述端口一U1的两端并联滤波电容C4，且滤波电容C4与单相桥臂3、单相桥臂4分别并联。
一种采用上述多端口变换器的在功率分配变化下的低电压纹波控制方法，包括以下步骤：
步骤S1、当端口一U1输出功率突增时；
步骤S1.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一 U1在输出功率突增前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突增后的激磁电感电流数值ILm2；
步骤S1.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure BDA0002927861130000031
Figure BDA0002927861130000032
Figure BDA0002927861130000033
Figure BDA0002927861130000034
Figure BDA0002927861130000035
Figure BDA0002927861130000036
Figure BDA0002927861130000037
Figure BDA0002927861130000038
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、 SB2的开关状态依次为1001；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为1001；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；
步骤S2、当端口一U1输出功率突减时；
步骤S2.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一 U1在输出功率突减前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突减后的激磁电感电流数值ILm2；
步骤S2.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure BDA0002927861130000041
Figure BDA0002927861130000042
Figure BDA0002927861130000043
Figure BDA0002927861130000044
Figure BDA0002927861130000045
Figure BDA0002927861130000046
Figure BDA0002927861130000047
Figure BDA0002927861130000048
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、 SB2的开关状态依次为0110；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为0110；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011。
有益效果：
本发明提供的多端口变换器功率分配变化下的低电压纹波控制方法及多端口变换器通过控制前向支路的充放电电流和逆向支路的电感电流满足如下条件：(1)均为三段式；(2)过零点重合；(3)两个过零点时间段内的前向支路的充放电电流波形和逆向支路的电感电流波形成中心对称，使得功率分配变化下输出电压的纹波减小，提高了多端口变换器系统在功率分配变化下的动态性能。
附图说明
图1为本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法采用的多端口变换器电路示意图；
图2为本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法在端口一输出功率突增下的控制框图；
图3为本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法在端口一输出功率突减下的控制框图；
图4为多端口变换器系统采用PI控制算法下的输出电压Uo波形；
图5为多端口变换器系统采用文献“Yu Wang,Xin Xu,Hongwei Fu,and WenjuanHao, Charge Balance Control for DC/DC Converter Systems:From Single-InputSystems to Multiple-Input System，IEEE JOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICSIN POWER ELECTRONICS，2020，early access.”所提出的方案控制下的输出电压Uo波形；
图6为多端口变换器系统采用本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法控制下的输出电压Uo波形；
图7为多端口变换器系统采用本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法控制的一般化流程。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
图1为本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法的多端口变换器系统，所述多端口变换器构成如下：端口一U1的两端并联滤波电容C1，滤波电容C1与由开关管SA1和SA2串联组成的单相桥臂1两端并联；所述单相桥臂1中点与变压器1原边一端相连；端口二U2的两端并联滤波电容C2，滤波电容C2与由开关管SB1和SB2串联组成的单相桥臂2两端并联；所述单相桥臂2中点与变压器1原边的另一端相连；所述变压器1原边的激磁电感为Lm，变比为n，且在变压器1原边串联有电流传感器；所述变压器1副边两端分别与由二极管D1，D2，D3，D4组成的桥式整流电路1的两个桥臂中点相连，其中二极管D1，D2串联成第一桥臂，二极管D3，D4串联成第二桥臂；所述桥式整流电路1通过串联输出滤波电感Lo与输出滤波电容Co的一端相连，所述输出滤波电容Co的另一端与整流电路1的另一输出端相连；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端，且负载电阻两端并联有电压传感器；所述输出滤波电容Co两端与可控整流电路2并联，其中一条支路串联有输出滤波电感L1；所述可控整流电路2由开关管SC5，SC6，SC7， SC8组成，其中开关管SC5，SC6串联成整流桥臂1，SC7，SC8串联成整流桥臂2；所述整流桥臂1和整流桥臂2的中点分别与变压器2副边的两端相连；所述变压器2原边激磁电感与变压器1原边的激磁电感数值相等，均为Lm，变比为n；所述变压器2的原边两端分别与由开关管SC1、开关管SC2串联组成的单相桥臂3和由开关管SC3、开关管SC4串联组成单相桥臂4的中点连接；所述端口一U1的两端并联滤波电容C4，且滤波电容C4与单相桥臂3、单相桥臂4分别并联。
采用上述多端口变换器在功率分配变化下的低电压纹波控制方法，分为如图2所示的端口一U1输出功率突增状态和如图3所示的当端口一U1输出功率突减状态。具体地，
当端口一U1输出功率突增时：
步骤S1.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一 U1在输出功率突增前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突增后的激磁电感电流数值ILm2。
步骤S1.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure BDA0002927861130000061
Figure BDA0002927861130000071
Figure BDA0002927861130000072
Figure BDA0002927861130000073
Figure BDA0002927861130000074
Figure BDA0002927861130000075
Figure BDA0002927861130000076
Figure BDA0002927861130000077
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、 SB2的开关状态依次为1001；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为1001；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011。
当端口一U1输出功率突减时：
步骤S2.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一 U1在输出功率突减前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突减后的激磁电感电流数值ILm2；
步骤S2.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure BDA0002927861130000078
Figure BDA0002927861130000079
Figure BDA0002927861130000081
Figure BDA0002927861130000082
Figure BDA0002927861130000083
Figure BDA0002927861130000084
Figure BDA0002927861130000085
Figure BDA0002927861130000086
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、 SB2的开关状态依次为0110；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为0110；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011。
如图4所示，为多端口变换器系统在功率分配变化下采用PI控制的输出电压Uo波形，在PI控制算法中，PI参数设计的目的是使得iLm最终收敛到其期望值ILm2，并不能保证输出电压Uo动态性能的最优。例如，在t1时刻，iLm已经等于其期望值ILm2，但此时输出电压Uo偏离其给定值
Figure BDA0002927861130000087
所以多端口变换器系统将进一步调节；在t2和t3时刻，输出电压Uo等于其给定值
Figure BDA0002927861130000088
但是iLm偏离其期望值ILm2，所以多端口变换器系统将进一步调节。iLm经过这样的多次调节之后，系统可以在tx时刻才可以收敛。功率分配变化过程中，Uo经过多次过零点，存在超调，纹波较大，调节时间较长。
图5为多端口变换器系统采用文献“Yu Wang,Xin Xu,Hongwei Fu,and WenjuanHao, Charge Balance Control for DC/DC Converter Systems:From Single-InputSystems to Multiple-Input System，IEEE JOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICSIN POWER ELECTRONICS，2020，early access.”所提出的方案控制下的输出电压Uo波形。在t4时刻，iLm由原来的数值ILm1增加到期望的数值ILm2，且在t0～t2时间段内的充电电荷等于t2～t4时间段内的放电电荷。所以在t4时刻输出电压Uo也收敛到其给定值。与PI控制相比，文献“Yu Wang,Xin Xu,Hongwei Fu,and Wenjuan Hao,Charge Balance Control for DC/DCConverter Systems:From Single-Input Systems to Multiple-Input System，IEEEJOURNAL OF EMERGING AND SELECTED TOPICS IN POWER ELECTRONICS，2020， earlyaccess.”所提出的方案可以使得iLm经过“上升－维持－再上升”的三段式调节，在其第一次等于期望数值ILm2时系统即可收敛，调节时间短且Uo无超调。
但是，在t0～t2时间段内输出滤波电容一直处于充电状态，在t2时刻Uo达到其最大值，Uo的纹波峰值为
Figure BDA0002927861130000091
正比于t0～t2时间段内的充电电荷
Figure BDA0002927861130000092
比例系数为
Figure BDA0002927861130000093
在图6中，本发明提出方法对逆向支路开关管按照权利要求书中的方式进行控制，使得t0～t2时间段内iL与iL1关于时间点
Figure BDA0002927861130000094
成中心对称，t2～t4时间段内iL与iL1关于时间点
Figure BDA0002927861130000095
成中心对称，所以t0～t2时间段内Uo的纹波峰值等于t2～t4时间段内Uo的纹波峰值，且Uo的纹波峰值仅为
Figure BDA0002927861130000096
首先，
Figure BDA0002927861130000097
因此在不同 U1和Uo数值下，图6中的电压纹波峰值均小于图5中的电压纹波峰值。
其次，当nU1＝Uo时，
Figure BDA0002927861130000098
即图6中的电压纹波为零。
由此可见，采用本发明提出方法，Uo的纹波峰值与t0～t2时间段内的充电电荷
Figure BDA0002927861130000101
的比值小于
Figure BDA0002927861130000102
甚至为0。
综上所述，本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法通过控制前向支路的充放电电流和逆向支路的电感电流满足如下条件：(1)均为三段式；(2)过零点重合；(3) 两个过零点时间段内的前向支路的充放电电流波形和逆向支路的电感电流波形成中心对称，使得功率分配变化下输出电压的纹波减小，提高了多端口变换器系统在功率分配变化下的动态性能。
图7为多端口变换器系统采用本发明功率分配变化下的低电压纹波控制方法控制的一般化流程。
不失一般性，本发明提出的多端口变换器功率分配变化下的低电压纹波控制方法不仅适用于图1中的多端口变换器，还适用于其他拓扑结构的多端口变换器。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种多端口变换器在功率分配变化下的低压纹波控制方法，其特征在于，
采用的多端口变换器中端口一U1的两端并联滤波电容C1，滤波电容C1与由开关管SA1和SA2串联组成的单相桥臂1两端并联；所述单相桥臂1中点与变压器1原边一端相连；端口二U2的两端并联滤波电容C2，滤波电容C2与由开关管SB1和SB2串联组成的单相桥臂2两端并联；所述单相桥臂2中点与变压器1原边的另一端相连；所述变压器1原边的激磁电感为Lm，变比为n，且在变压器1原边串联有电流传感器；所述变压器1副边两端分别与由二极管D1，D2，D3，D4组成的桥式整流电路1的两个桥臂中点相连，其中二极管D1，D2串联成第一桥臂，二极管D3，D4串联成第二桥臂；所述桥式整流电路1通过串联输出滤波电感Lo与输出滤波电容Co的一端相连，所述输出滤波电容Co的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端，且负载电阻两端并联有电压传感器；所述输出滤波电容Co两端与可控整流电路2并联，其中一条支路串联有输出滤波电感L1；所述可控整流电路2由开关管SC5，SC6，SC7，SC8组成，其中开关管SC5，SC6串联成整流桥臂1，SC7，SC8串联成整流桥臂2；所述整流桥臂1和整流桥臂2的中点分别与变压器2副边的两端相连；所述变压器2原边激磁电感与变压器1原边的激磁电感数值相等，均为Lm，变比为n；所述变压器2的原边两端分别与由开关管SC1、开关管SC2串联组成的单相桥臂3和由开关管SC3、开关管SC4串联组成单相桥臂4的中点连接；所述端口一U1的两端并联滤波电容C4，且滤波电容C4与单相桥臂3、单相桥臂4分别并联；
所述低压纹波控制方法包括如下步骤：
步骤S1、当端口一U1输出功率突增时；
步骤S1.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一U1在输出功率突增前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突增后的激磁电感电流数值ILm2；
步骤S1.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure FDA0003403235930000021
Figure FDA0003403235930000022
Figure FDA0003403235930000023
Figure FDA0003403235930000024
Figure FDA0003403235930000025
Figure FDA0003403235930000026
Figure FDA0003403235930000027
Figure FDA0003403235930000028
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为1001；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为1001；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；
步骤S2、当端口一U1输出功率突减时；
步骤S2.1、通过电压传感器测量获得输出电压Uo，利用电流传感器测量获得端口一U1在输出功率突减前的激磁电感电流数值ILm1，根据功率分配变化要求计算获得端口一U1输出功率突减后的激磁电感电流数值ILm2；
步骤S2.2、记功率分配变化开始时刻为t0，计算可得系列时刻如下：
Figure FDA0003403235930000031
Figure FDA0003403235930000032
Figure FDA0003403235930000033
Figure FDA0003403235930000034
Figure FDA0003403235930000035
Figure FDA0003403235930000036
Figure FDA0003403235930000037
Figure FDA0003403235930000038
将开关管导通记为1，开关管断开记为0，则在t0～t1之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0110；在t1～t3之间，开关管SA1、SA2、SB1、SB2的开关状态依次为0101；在t3～t4之间，开关管SA1、SA2、SB1、SA2的开关状态依次为0110；
在t0～t5之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011；在t5～t7之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为10011001；在t7～t8之间，开关管SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6、SC7、SC8的开关状态依次为00000011。
CN202110138842.3A 2021-02-01 2021-02-01 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法 Active CN112910266B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110138842.3A CN112910266B (zh) 2021-02-01 2021-02-01 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110138842.3A CN112910266B (zh) 2021-02-01 2021-02-01 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112910266A CN112910266A (zh) 2021-06-04
CN112910266B true CN112910266B (zh) 2022-04-08

Family

ID=76122668

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110138842.3A Active CN112910266B (zh) 2021-02-01 2021-02-01 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112910266B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113489331B (zh) * 2021-07-01 2022-10-21 南京航空航天大学 一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1790887A (zh) * 2005-11-25 2006-06-21 浙江大学 一种隔离型多路输出直流－直流变换器
CN101043182A (zh) * 2007-04-06 2007-09-26 艾默生网络能源有限公司 一种谐振变换器
CN101106335A (zh) * 2007-06-13 2008-01-16 艾默生网络能源有限公司 一种谐振变换器
CN102064707A (zh) * 2011-01-21 2011-05-18 浙江大学 共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器
CN103997828A (zh) * 2014-05-12 2014-08-20 上海大学 一种基于Buck电路的无电解电容LED驱动电源
CN104993706A (zh) * 2015-07-14 2015-10-21 山东大学 一种用于两模块dc-dc变换器并联的均流控制系统及方法
CN108512430A (zh) * 2018-03-21 2018-09-07 南京邮电大学 一种zvzcs全桥三端口变换器及其控制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104022655A (zh) * 2014-06-24 2014-09-03 上海大学 一种基于反激变换器漏感能量利用的无电解电容led驱动电源
CN110932557B (zh) * 2019-11-29 2021-01-12 山东科技大学 一种基于倍压整流电路的高增益准谐振dc-dc变换器

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1790887A (zh) * 2005-11-25 2006-06-21 浙江大学 一种隔离型多路输出直流－直流变换器
CN101043182A (zh) * 2007-04-06 2007-09-26 艾默生网络能源有限公司 一种谐振变换器
CN101106335A (zh) * 2007-06-13 2008-01-16 艾默生网络能源有限公司 一种谐振变换器
CN102064707A (zh) * 2011-01-21 2011-05-18 浙江大学 共同移相角控制下的输入并联输出并联组合变换器
CN103997828A (zh) * 2014-05-12 2014-08-20 上海大学 一种基于Buck电路的无电解电容LED驱动电源
CN104993706A (zh) * 2015-07-14 2015-10-21 山东大学 一种用于两模块dc-dc变换器并联的均流控制系统及方法
CN108512430A (zh) * 2018-03-21 2018-09-07 南京邮电大学 一种zvzcs全桥三端口变换器及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究;付宏伟，等;《中国电机工程学报》;20200805;第40卷(第15期);第4988-4999页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN112910266A (zh) 2021-06-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3952092A1 (en) Multiple-port bidirectional converter and control method thereof
CN108365755B (zh) 一种交错并联llc电路的均流调节方法
CN106992676B (zh) 一种自动均流的高自由度dc/dc变换器
CN210380663U (zh) 一种双向多路并联全桥llc谐振变换器
JP7446260B2 (ja) 電力コンバータ
CN109347343A (zh) 一种可实现多分布式储能的多端口储能变流器及方法
CN112910266B (zh) 多端口变换器功率分配变化下的低压纹波控制方法
WO2021133718A1 (en) Multi-port power converter
CN114204538B (zh) 一种直流微电网互联变换器及其功率协调控制方法
CN115173717A (zh) 输入串联输出并联的固态变压器系统及辅助电源获取与输入电压均压的方法
CN113555877B (zh) 分布式潮流控制器出力协调优化控制方法
Mostaan et al. A Symmetric Bipolar Quadratic Buck–Boost Converter With Synchronous Triple Switches
CN116345718B (zh) 原边多模块副边多模块的mc-wpt系统及其副边切换方法
CN112713767B (zh) 一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器
CN116073647A (zh) 一种直流变换器及其控制方法
CN115800753A (zh) 一种多端口变换器及其控制方法
CN114430234A (zh) 一种dab变换器的软开关及电流应力优化方法
KR102197118B1 (ko) 3-포트 절연형 dc-dc 컨버터 및 충전 시스템
Adarsh et al. Multiport Converters to Integrate Multiple Sources and Loads-A Review of Topologies
CN108574301B (zh) 一种具备分布式均压的光伏集成组件控制器
CN110212768A (zh) 一种高变比双向半桥倍流变换器
Li et al. Research of droop control strategy in DC distribution network
CN113489331B (zh) 一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法
CN114285270B (zh) 一种高功率密度dc-dc转换器
Li et al. A Dual-Decoupled-Input PWM Three-Port Converter with Sliding Mode Control

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant