CN113489331B - 一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法 - Google Patents

一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法，针对现有技术中三端口变换器在不同控制模式下切换存在的系统不能直接收敛、存在二次调节的问题，在切换时刻的当前采样周期，根据系统关键控制量的差值、电压PI环的积分系数和采样周期数值构造切换函数，并通过切换函数来动态调节积分器的输入量；所构造的切换函数包含了负载变化后负载电流与给定电感电流的误差信息，可以在切换时刻的周期末使得给定电感电流自然收敛于负载电流数值，使得切换时刻的当前采样周期内系统的输出电压和输出滤波电感电流收敛，不存在二次调节问题。

Description

一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换 方法
技术领域
本发明涉及直流变换器控制技术领域，主要涉及一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法。
背景技术
能源在人类社会的生存和发展中起到重要的作用，太阳能和风能储量丰富，是世界公认的清洁型能源，目前得到了较为广泛的开发和利用。但是同传统能源相比，新能源发电具有波动性和随机性。为了提高新能源发电的供电质量，发电系统需要加入储能装置，来改善功率波动。在带有储能装置的新能源发电系统中，经常使用多个直流变换器，分别将直流电源和储能单元升压到相同的电压等级，并连接到共同的直流母线。但是此结构存在系统结构复杂、变换器数量多、功率密度低、各个变换器需要协调控制的缺陷。多端口变换器具有很多优点,比如体积小成本低、可靠性高、功率密度高和效率高等，因此也逐渐成为目前研究的热点，在独立新能源发电系统中也有很重要并且广泛的应用。
PI控制是多端口变换器的经典控制方法，其中电压、电流调节器的存在导致系统中的任何扰动都需要传递到输出后，调节器才能对误差进行校正，系统的动态性能受到限制。
采用解耦矩阵法可以实现PI参数的优化，但是多端口变换器工作方式模式的多样性以及工作范围的宽广性导致系统难以通过一个传递函数进行精确建模，因此解耦矩阵设计困难。
文献“DongSheng Yang,Min Yang,Ruan.One-Cycle Control for a DoubleInput DC/DC Converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27(11):4646-4655.”提出的应用于双输入Buck变换器的单周期控制作为一种非线性控制，虽然在理论上可以消除调节器，但在实际应用中还是引入电压外环来消除系统稳态误差，而电压外环的引入使其控制存在滞后。
文献“付宏伟，王宇。三端口变换器的电容电荷平衡控制技术研究，中国电机工程学报，2020，40(15)：4988-4999。”提出了针对多端口变换器的负载突变的电容电荷平衡控制(capacitive charge balance control,CBC)方案，该算法基于电容电荷平衡原理,推导出最优动态响应曲线，通过控制系统动态过程中的开关状态,使系统按照最优动态响应曲线运行，负载突变时，输出电容经过一次放电、一次充电过程，输出电压和输出电感电流即可收敛提高了负载突变下的系统动态性能。然而，上述现有技术中提出的CBC方案，在负载突增时，其输出滤波电容的放电过程与充电过程是串联执行的，即放电过程完毕后，充电过程才能开始执行；同理，在负载突卸时，其输出滤波电容的充电过程与放电过程是串联执行的，即充电过程完毕后，放电过程才能开始执行，这种放电过程与充电过程串联执行的模式限制了动态性能的进一步提高。
为解决上述问题，文献《一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器，申请号：202011543656.X》公开了一种基于充放电并行的电容电荷平衡控制方法及变换器，针对现有技术中多端口变换器的电容电荷平衡控制技术中电压动态性能受充、放电串联运行模式影响、动态性能难以进一步提高的问题，以输出电压动态纹波最小化、收敛时间最短化为原则，首先优化选择工作端口并分配各端口充电和放电任务，使得充电和放电过程并列进行；其次根据电感电流变化率计算各端口对应开关管在不同开关模式下的开关状态和导通关断时间，保证一次性充电和一次性放电时间最短，且充电功能端口的充电电流安秒积与放电功能端口的放电电流安秒积相等，从而使得充电和放电过程并行运行完成后，输出电压即可收敛，输出电压动态峰值最小，无超调，收敛时间最短。
然而，不管是哪一种电容电荷平衡控制方法，都只适用于动态过程，当动态过程结束后，系统必须将控制算法切换为稳态控制算法，例如基于PI控制器的电压电流双闭环控制。在动态过程中，电压电流双闭环控制的电压PI环节不管是处于计算状态还是停止计算状态，当它接替电容电荷平衡控制方法进行工作的时刻，其输出值均不能使得系统直接收敛，存在二次调节问题。
发明内容
发明目的：基于上述背景技术中提出的问题，本发明提供了一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法，解决了现有多端口变换器在不同控制模式下切换时存在的系统不能直接收敛、存在二次调节的问题。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
1、一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法，所述多端口变换器包括端口一U1，U1两端并联有滤波电容C1，端口一U1并联于单相桥臂1两端；所述单相桥臂1包括两个串联的开关管SA1和SA2，单相桥臂1的中点与变压器1原边的一端相连；变压器1原边的另一端连接至单相桥臂2的中点；所述单相桥臂2包括两个串联的开关管SB1和SB2；所述单相桥臂2两端并联有滤波电容C2，端口二U2并联于滤波电容C2两端；所述变压器1原边激磁电感为Lm；所述变压器1副边两端分别连接至桥式整流电路1上；所述桥式整流电路1包括并联的第一桥臂和第二桥臂；所述第一桥臂包括依次串联的二极管D1、D2；所述第二桥臂包括依次串联的二极管D3、D4；所述变压器1副边两端分别连接于第一桥臂和第二桥臂中点；所述桥式整流电路1的输出端一端串联输出滤波电感Lo，连接至输出滤波电容Co一端，输出滤波电容Co的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连接；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端；所述滤波电容Co两端并联桥式整流电路2，且其中一端串联有输出滤波电感Lcp；所述桥式整流电路2包括并联的第三桥臂和第四桥臂；所述第三桥臂包括依次串联的二极管D7、D8，其中D7两端并联有开关管SC3，D8两端并联有开关管SC4；所述第四桥臂包括依次串联的二极管D9、D10，其中D9两端并联有开关管SC5，D10两端并联有开关管SC6；变压器2原边两端分别连接所述第三桥臂和第四桥臂的中点；所述变压器2副边两端分别连接单相桥臂3和单相桥臂4的中点；所述单相桥臂3和单相桥臂4并联，其中单相桥臂3包括依次串联的开关管SC1和二极管D5，单相桥臂4包括依次串联的开关管SC2和二极管D6，所述单相桥臂3和单相桥臂4分别并联在滤波电容C4两端，端口四U4并联于滤波电容C4两端；
其特征在于，当负载发生变化时，采用基于电容电荷平衡的控制方法对充放电过程进行动态调节；所述动态调节过程完毕后，系统切换至基于PI控制器的电压电流双闭环控制，具体步骤如下：
(1)负载突增
步骤1、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000031
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure BDA0003142728950000032
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure BDA0003142728950000041
步骤3、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4、根据下式确定切换数值：
Figure BDA0003142728950000042
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure BDA0003142728950000043
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将
Figure BDA0003142728950000044
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器；在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0；
(2)负载突卸
步骤1)、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000045
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2)、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure BDA00031427289500000410
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure BDA0003142728950000046
步骤3)、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4)、根据下式确定切换数值：
Figure BDA0003142728950000047
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5)、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure BDA0003142728950000048
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将
Figure BDA0003142728950000049
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器，在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0。
有益效果：
本发明提出的基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法，基于电容电荷平衡控制方法实行动态调节后，系统必须将控制算法切换为稳态控制算法，此时电压电流双闭环控制的电压PI环节无论是处于计算状态还是停止计算状态，当它接替电容电荷平衡控制方法进行工作的时刻，其输出值均不能使得系统直接收敛，存在二次调节问题，在切换时刻的当前采样周期，根据系统关键控制量的差值、电压PI环的积分系数和采样周期数值构造切换函数，并通过切换函数来动态调节积分器的输入量。所构造的切换函数包含了负载变化后负载电流与给定电感电流的误差信息，可以在切换时刻的周期末使得任意的给定电感电流自然收敛于负载电流数值，使得切换时刻的当前采样周期内系统的输出电压和输出滤波电感电流即可收敛，不存在二次调节问题。
附图说明
图1为本发明提供的多端口变换器电路图；
图2为本发明的多端口变换器在稳态时采用的基于PI控制器的电压电流双闭环控制的控制框图；
图3为本发明的多端口变换器在动态过程中采用的电容电荷平衡控制的控制流程图；
图4为多端口变换器从电容电荷平衡控制直接切换到基于PI控制器的电压电流双闭环控制的关键波形；
图5为本发明提出的多端口变换器从电容电荷平衡控制直接切换到基于PI控制器的电压电流双闭环控制的切换方法的控制框图；
图6为本发明提出的多端口变换器从电容电荷平衡控制直接切换到基于PI控制器的电压电流双闭环控制的切换方法的关键波形；
图7为本发明提供的电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
如图1所示的多端口变换器电路，多端口变换器包括端口一U1，U1两端并联有滤波电容C1，端口一U1并联于单相桥臂1两端。单相桥臂1包括两个串联的开关管SA1和SA2，单相桥臂1的中点与变压器1原边的一端相连；变压器1原边的另一端连接至单相桥臂2的中点。单相桥臂2包括两个串联的开关管SB1和SB2；所述单相桥臂2两端并联有滤波电容C2，端口二U2并联于滤波电容C2两端。变压器1原边激磁电感为Lm；变压器1副边两端分别连接至桥式整流电路1上。桥式整流电路1包括并联的第一桥臂和第二桥臂。第一桥臂包括依次串联的二极管D1、D2，第二桥臂包括依次串联的二极管D3、D4。变压器1副边两端分别连接于第一桥臂和第二桥臂中点。桥式整流电路1的输出端一端串联输出滤波电感Lo，连接至输出滤波电容Co一端，输出滤波电容Co的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连接；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端。滤波电容Co两端并联桥式整流电路2，且其中一端串联有输出滤波电感Lcp。桥式整流电路2包括并联的第三桥臂和第四桥臂。第三桥臂包括依次串联的二极管D7、D8，其中D7两端并联有开关管SC3，D8两端并联有开关管SC4。第四桥臂包括依次串联的二极管D9、D10，其中D9两端并联有开关管SC5，D10两端并联有开关管SC6。变压器2原边两端分别连接第三桥臂和第四桥臂的中点。变压器2副边两端分别连接单相桥臂3和单相桥臂4的中点。单相桥臂3和单相桥臂4并联，其中单相桥臂3包括依次串联的开关管SC1和二极管D5，单相桥臂4包括依次串联的开关管SC2和二极管D6。单相桥臂3和单相桥臂4分别并联在滤波电容C4两端，端口四U4并联于滤波电容C4两端。
稳态时，多端口变换器采用基于PI控制器的电压电流双闭环控制，具体如图2所示，步骤如下：
测量得到输出电压实际值Uo，将所述输出电压实际值Uo与输出电压的期望值
Figure BDA0003142728950000061
做差，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000062
分别输入到基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器和I调节器，将电压PI环的P调节器的输出量和I调节器的输出量相加，得到输出滤波电感电流的期望值
Figure BDA0003142728950000063
利用第一电流传感器测量获得输出滤波电感电流的实际值iL，当
Figure BDA0003142728950000071
且端口二处于0输出功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于开通状态，SA2一直处于关断状态，对于端口二，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于开通状态，iL处于持续增长状态；当
Figure BDA0003142728950000072
且端口二处于输出功率状态，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于开通状态，对于端口二，SB1一直处于开通状态，SB2一直处于关断状态，iL处于持续增长状态；当
Figure BDA0003142728950000073
且端口二处于输入功率状态，SA1一直处于开通状态，SA2一直处于关断状态，对于端口二，SB1一直处于开通状态，SB2一直处于关断状态，iL处于持续增长状态；当
Figure BDA0003142728950000074
时，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于导通状态，对于端口二，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于导通状态，iL处于持续减小状态。
当负载发生变化时，采用电容电荷平衡控制方法进行动态调节，如图3所示，包括负载突增和负载突卸两种情况：
(1)当负载突增时，
步骤S1、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，将所述输出电压实际值Uo与输出电压的期望值
Figure BDA0003142728950000075
做差，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000076
时，四端口变换器进入突加负载过程，记录这一时刻为t1；
步骤S2、测量输出滤波电感Lo上电流iL和负载电流io；从t1时刻开始，当iL<io时，端口二处于不同状态下时，各开关管通断情况如下：
步骤S2.1、端口二处于0输出功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于开通状态，SA2一直处于关断状态，对于端口二，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于开通状态，iL处于持续增长状态，直至iL＝io；
步骤S2.2、端口二处于输出功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于开通状态，对于端口二，SB1一直处于开通状态，SB2一直处于关断状态，iL处于持续增长状态，直至iL＝io；
步骤S2.3、端口二处于输入功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于开通状态，SA2一直处于关断状态，对于端口二，SB1一直处于开通状态，SB2一直处于关断状态，iL处于持续增长状态，直至iL＝io；
步骤S3、当iL＝io时，记录这一时刻为t2，在端口二处于不同状态下时，分别计算积分值S1如下：
步骤S3.1、端口二处于0输出功率状态；求取积分值
Figure BDA0003142728950000081
步骤S3.2、端口二处于输出功率状态；求取积分值
Figure BDA0003142728950000082
步骤S3.3、端口二处于输入功率状态；求取积分值
Figure BDA0003142728950000083
其中n1为变压器1的变比；
步骤S4、从t1时刻开始，求取积分值
Figure BDA0003142728950000084
其中n1和n2分别为变压器1和变压器2的变比，当S2＝S1时，S2的积分时间为te；在t1～t1+te时间段内，对于端口四，SC1和SC2一直处于导通状态；在
Figure BDA0003142728950000085
时间段内，SC1一直处于关断状态，SC2一直处于导通状态，在
Figure BDA0003142728950000086
时刻之后，SC1和SC2均处于关断状态，记
Figure BDA0003142728950000087
步骤S5、当
Figure BDA0003142728950000088
时，动态过程在t2时刻结束；当
Figure BDA0003142728950000089
Figure BDA00031427289500000810
时，动态过程在
Figure BDA00031427289500000811
时刻结束；在
Figure BDA00031427289500000812
时间段的每一个采样周期内，开关管SA2与SA1互补导通，SB1与SB2互补导通；当端口二处于不同输出状态时，开关管SA1和SB2的占空比具体如下：
步骤S5.1、端口二处于0输出功率状态；开关管SA1和SB2的占空比为
Figure BDA00031427289500000813
步骤S5.2、端口二处于输出功率状态；开关管SA2和SB1的占空比为
Figure BDA00031427289500000814
步骤S5.3、端口二处于输入功率状态；开关管SA1和SB1的占空比为
Figure BDA00031427289500000815
(2)负载突卸情况
步骤L1、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，将所述输出电压实际值Uo与输出电压的期望值
Figure BDA00031427289500000816
做差，当输出电压的误差
Figure BDA00031427289500000817
时，四端口变换器进入负载突卸过程，记录这一时刻为t1；
步骤L2、测量得到输出滤波电感Lo上电流iL，同时测量负载变换器负载电流io；从t1时刻开始，当iL>io时，当端口二处于不同状态下时，各开关管通断情况如下：
步骤L2.1、端口二处于0输出功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于开通状态，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于开通状态，iL处于持续减小状态，直至iL＝io；
步骤L2.2、端口二处于输出功率状态；此时对于端口一，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于开通状态，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于开通状态，iL处于持续减小状态，直至iL＝io；
步骤L2.3、端口二处于输入功率状态；对于端口一，SA1一直处于关断状态，SA2一直处于开通状态，SB1一直处于关断状态，SB2一直处于开通状态，iL处于持续减小状态，直至iL＝io；
步骤L3、当iL＝io时，记录这一时刻为t2，在t1～t2之间，求取积分值
Figure BDA0003142728950000091
步骤L4、从t1时刻开始，求取积分值
Figure BDA0003142728950000092
当S2＝S1时，S2的积分时间为te，在t1～t1+te时间段内，对于端口四，SC1、SC2、SC3、SC4处于关断状态，SC5和SC6处于导通状态；在
Figure BDA0003142728950000093
时间段内，SC1和SC2一直处于导通状态，SC3、SC4、SC5、SC6处于关断状态，在
Figure BDA0003142728950000094
时刻之后，SC1、SC2、SC3、SC4、SC5、SC6均处于关断状态；
步骤L5、当
Figure BDA0003142728950000095
时，动态过程在t2时刻结束；当
Figure BDA00031427289500000910
Figure BDA0003142728950000096
时，动态过程在
Figure BDA0003142728950000097
时刻结束；在
Figure BDA0003142728950000098
时间段的每一个采样周期内，SA1与SA2互补导通，SB2与SB1互补导通；当端口二处于不同输出状态时，开关管SA1和SB2的占空比具体如下：
步骤L5.1、端口二处于0输出功率状态；开关管SA1和SB2的占空比为
Figure BDA0003142728950000099
步骤L5.2、端口二处于输出功率状态；开关管SA2和SB1的占空比为
Figure BDA0003142728950000101
步骤L5.3、端口二处于输入功率状态；开关管SA1和SB1的占空比为
Figure BDA0003142728950000102
图4为多端口变换器从电容电荷平衡控制直接切换到基于PI控制器的电压电流双闭环控制的关键波形，可以看出，t2时刻变换器的输出电压等于其给定值，同时输出滤波电感电流等于负载电流，系统进入稳定状态。
在t1～t2时间段内，基于PI控制器的电压电流双闭环控制的电压环的PI调节器不管是一直处于工作状态，还是处于停止状态，都不能保证在t2时刻PI调节器的输出值等于此时的负载电流，t4时刻PI调节器的输出值大于此时的负载电流。那么，当系统切换到基于PI控制器的电压电流双闭环控制时，已经收敛的输出滤波电感电流在PI控制器的作用下，重新跟踪PI调节器的实时的输出值。一旦输出滤波电感电流发生变化，则导致输出滤波电容的电压发生变化，变换器系统将经过新一轮的调节，才能在t5时刻重新收敛。
t4～t5时间段内调节过程，可以称为变换器系统控制模式切换后的二次调节过程。它无疑增加了系统的动态收敛时间，增加了系统的动态电压调节次数。
针对上述问题，本发明提出的控制模式切换方法包括以下步骤：
(1)负载突增
步骤1、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000103
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure BDA0003142728950000106
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure BDA0003142728950000104
步骤3、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4、根据下式确定切换数值：
Figure BDA0003142728950000105
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure BDA0003142728950000111
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将
Figure BDA0003142728950000112
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器；在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0，如图5所示。
(2)负载突卸
步骤1)、设定输出电压的误差阀值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure BDA0003142728950000113
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2)、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure BDA00031427289500001112
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure BDA0003142728950000114
步骤3)、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4)、根据下式确定切换数值：
Figure BDA0003142728950000115
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5)、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure BDA0003142728950000116
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将
Figure BDA0003142728950000117
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器，在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0。
在图5中，在t4时刻所在的中断周期内
Figure BDA0003142728950000118
将
Figure BDA0003142728950000119
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，该中断周期内，电压PI环的P调节器的输出为0。在该中断周期初，电压PI环的输出量为
Figure BDA00031427289500001110
将
Figure BDA00031427289500001111
输入到电压PI环的I调节器，那么在该中断周期末，电压PI环的输出量为：
Figure BDA0003142728950000121
由式(1)可见，采用本文提出的切换方法，无论在中断周期初电压PI环的输出量为何值，都可以在中断周期末将该值跟踪为
Figure BDA0003142728950000122
由于电容电荷平衡控制算法结束时，
Figure BDA0003142728950000123
那么算法切换后，iL将自动跟踪io，系统进入稳定状态，无二次调节问题，如图6所示。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种基于电容电荷平衡控制下多端口变换器的控制模式切换方法，所述多端口变换器包括端口一U1，U1两端并联有滤波电容C1，端口一U1并联于单相桥臂1两端；所述单相桥臂1包括两个串联的开关管SA1和SA2，单相桥臂1的中点与变压器1原边的一端相连；变压器1原边的另一端连接至单相桥臂2的中点；所述单相桥臂2包括两个串联的开关管SB1和SB2；所述单相桥臂2两端并联有滤波电容C2，端口二U2并联于滤波电容C2两端；所述变压器1原边激磁电感为Lm；所述变压器1副边两端分别连接至桥式整流电路1上；所述桥式整流电路1包括并联的第一桥臂和第二桥臂；所述第一桥臂包括依次串联的二极管D1、D2；所述第二桥臂包括依次串联的二极管D3、D4；所述变压器1副边两端分别连接于第一桥臂和第二桥臂中点；所述桥式整流电路1的输出端一端串联输出滤波电感Lo，连接至输出滤波电容Co一端，输出滤波电容Co的另一端与桥式整流电路1的另一输出端相连接；负载电阻并联在输出滤波电容Co的两端；所述滤波电容Co两端并联桥式整流电路2，且其中一端串联有输出滤波电感Lcp；所述桥式整流电路2包括并联的第三桥臂和第四桥臂；所述第三桥臂包括依次串联的二极管D7、D8，其中D7两端并联有开关管SC3，D8两端并联有开关管SC4；所述第四桥臂包括依次串联的二极管D9、D10，其中D9两端并联有开关管SC5，D10两端并联有开关管SC6；变压器2原边两端分别连接所述第三桥臂和第四桥臂的中点；所述变压器2副边两端分别连接单相桥臂3和单相桥臂4的中点；所述单相桥臂3和单相桥臂4并联，其中单相桥臂3包括依次串联的开关管SC1和二极管D5，单相桥臂4包括依次串联的开关管SC2和二极管D6，所述单相桥臂3和单相桥臂4分别并联在滤波电容C4两端，端口四U4并联于滤波电容C4两端；
当负载发生变化时，采用基于电容电荷平衡的控制方法对充放电过程进行动态调节；所述动态调节过程完毕后，系统切换至基于PI控制器的电压电流双闭环控制，其特征在于，采用减小二次调节问题的切换方法切换至基于PI控制器的电压电流双闭环控制，具体步骤如下：
(1)负载突增
步骤1、设定输出电压的误差阈 值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure FDA0003142728940000021
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure FDA0003142728940000022
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure FDA0003142728940000023
步骤3、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4、根据下式确定切换数值：
Figure FDA0003142728940000024
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure FDA0003142728940000025
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将△切换
Figure FDA0003142728940000026
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器；在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0；
(2)负载突卸
步骤1)、设定输出电压的误差阈 值|△UoT|，测量得到输出电压实际值Uo，当输出电压的误差
Figure FDA0003142728940000027
时，变换器系统切换回基于PI控制器的电压电流双闭环控制，记录这一时刻为t4；
步骤2)、记录t4时刻的输出滤波电感电流的实际值
Figure FDA0003142728940000028
同时记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的输出量
Figure FDA0003142728940000029
步骤3)、记录此时刻基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的积分系数I；
步骤4)、根据下式确定切换数值：
Figure FDA00031427289400000210
其中Tc为开关管的开关周期；
步骤5)、在t4时刻所在的中断周期内，将
Figure FDA0003142728940000031
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的P调节器，将△切换
Figure FDA0003142728940000032
输入基于PI控制器的电压电流双闭环控制算法中电压PI环的I调节器，在除t4时刻所在中断周期之外的其他采样周期内，切换数值△切换＝0。
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