CN112615539B - 一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法，针对三相开关磁阻电机三相不对称半桥中、A相桥臂的下续流续流二极管，应用第二IGBT晶体管S₂替代，并在该开关管两端并联接入直流电源和电感串联支路，使得A相桥臂上的第一IGBT晶体管S₁与第三IGBT晶体管S₃构成一个升压DC‑DC变换器功率电路，进而使得新的A相桥臂在没有增加功率器件的条件下实现了升压DC‑DC变换器与不对称半桥桥臂的集成，整个方案使开关磁阻电机功率变换器可以在不增加开关器件的条件下，由升压DC‑DC变换器在三相不对称半桥功率电路的一相桥臂中实现拓扑和控制的集成，使得另外两相绕组励磁和退磁电压具备升压可调能力。

Description

一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法，属于电机驱动控制技术领域。

背景技术

开关磁阻电机是双凸极结构，具有启动转矩大、控制方便、成本低、容错性好及效率高等特点，功率变换器作为电机运行时承担能量转换工作的部件，对功率变换器的研究有利于开关磁阻电机系统小型化、集成化。

开关磁阻电机典型的功率拓扑是不对称半桥，每一桥臂控制需要两个续流二极管和两个开关管，如果需要实现对母线电压的升压，需要在不对称半桥的前级级联DC-DC变换器构成两级式结构，该方案增加了额外的两个开关管，功率器件增加较多，同时前后及控制互相分离，驱动资源需求多。在不影响电机性能的同时将传统两级式变换器集成化，同时减少功率开关器件，降低成本和减少驱动资源，做到控制方法上的集成，集成型功率变换器在这方面有着明显的优势。

另一方面，电机在特殊工况时，例如爬坡或者陷入泥潭低速启动的时候，需要电机输出大扭矩，传统三相对称式变换器无法进一步提升转速或提升转矩的时候，通过借助三相绕组的不对称升压可以实现电机转速或转矩的进一步提升，对于高速大扭矩车用或航空驱动这种需要开关磁阻电机在额定运行时仍需要继续进一步提升转速或提升转矩的应用场合具有重要的应用价值。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器，使得A相桥臂上所连两个IGBT晶体管构成一个升压DC-DC变换器功率电路，从而使得新A相桥臂在没有增加功率器件的条件下，实现了升压DC-DC变换器与不对称半桥桥臂的集成，提高了工作效率。

本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器，包括直流电源U_in、第一IGBT晶体管S₁、第一续流二极管D₁、第二IGBT晶体管S₂、第二续流二极管D₂、第三IGBT晶体管S₃、第三续流二极管D₃、第四IGBT晶体管S₄、第四续流二极管D₄、第五IGBT晶体管S₅、第五续流二极管D₅、第六IGBT晶体管S₆、第六续流二极管D₆、第七IGBT晶体管S₇、第七续流二极管D₇、第八续流二极管D₈、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第十一续流二极管D₁₁、第十二续流二极管D₁₂、第一电解电容C₁、第一电感L₁、以及三相开关磁阻电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组；

其中，第一IGBT晶体管S₁的发射极与第一续流二极管D₁的阳极相对接，第一IGBT晶体管S₁的集电极与第一续流二极管D₁的阴极相对接，第二IGBT晶体管S₂的发射极与第二续流二极管D₂的阳极相对接，第二IGBT晶体管S₂的集电极与第二续流二极管D₂的阴极相对接，第三IGBT晶体管S₃的发射极与第三续流二极管D₃的阳极相对接，第三IGBT晶体管S₃的集电极与第三续流二极管D₃的阴极相对接，第四IGBT晶体管S₄的发射极与第四续流二极管D₄的阳极相对接，第四IGBT晶体管S₄的集电极与第四续流二极管D₄的阴极相对接，第五IGBT晶体管S₅的发射极与第五续流二极管D₅的阳极相对接，第五IGBT晶体管S₅的集电极与第五续流二极管D₅的阴极相对接，第六IGBT晶体管S₆的发射极与第六续流二极管D₆的阳极相对接，第六IGBT晶体管S₆的集电极与第六续流二极管D₆的阴极相对接，第七IGBT晶体管S₇的发射极与第七续流二极管D₇的阳极相对接，第七IGBT晶体管S₇的集电极与第七续流二极管D₇的阴极相对接；

直流电源U_in的正极与第一电感L₁的其中一端相对接，第一电感L₁的另一端、第二IGBT晶体管S₂的集电极、三相开关磁阻电机中A相绕组的其中一端、第一IGBT晶体管S₁的发射极四者相对接；三相开关磁阻电机中A相绕组的另一端分别对接第三IGBT晶体管S₃的集电极、第八续流二极管D₈的阳极；三相开关磁阻电机中B相绕组的其中一端分别对接第四IGBT晶体管S₄的发射极、第九续流二极管D₉的阴极，三相开关磁阻电机中B相绕组的另一端分别对接第五IGBT晶体管S₅的集电极、第十续流二极管D₁₀的阳极；三相开关磁阻电机中C相绕组的其中一端分别对接第六IGBT晶体管S₆的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阴极，三相开关磁阻电机中C相绕组的另一端分别对接第七IGBT晶体管S₇的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阳极；

第一IGBT晶体管S₁的集电极、第八续流二极管D₈的阴极、第一电解电容C₁的正端、第四IGBT晶体管S₄的集电极、第十续流二极管D₁₀的阴极、第六IGBT晶体管S₆的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阴极七者相连接；直流电源U_in的负极、第二IGBT晶体管S₂的发射极、第三IGBT晶体管S₃的发射极、第一电解电容C₁的负端、第九续流二极管D₉的阳极、第五IGBT晶体管S₅的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阳极、第七IGBT晶体管S₇的发射极八者相连接。

与上述相对应，本发明还设计了一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，包括如下步骤：

步骤A.采集第一电解电容C₁两端的输出母线电压U_dc，并获得其与预设参考输出母线电压

之间的误差，针对该误差进行PI处理获得参考电流值

并进入步骤B；

步骤B.采集通过第一电感L₁的电流I_L，并获得其与参考电流值

之间的误差，针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，获得对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S'₂，然后进入步骤C；

步骤C.针对对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S'₂，执行逻辑取反运算，获得对应于第一IGBT晶体管S₁的控制信号S’₁，然后进入步骤D；

步骤D.采集三相开关磁阻电机的HALL信号，并对其进行转子位置角计算，获得电机转子位置角θ，再结合预设电机导通角θ_on、预设电机关断角θ_off，执行角度位置控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的导通信号S_a1、S_b1、S_c1，然后进入步骤E；

步骤E.应用分别对应三相开关磁阻电机B相绕组、C相绕组的导通信号S_b1、S_c1，分别构成对应于第四IGBT晶体管S₄的控制信号S'₄、对应于第六IGBT晶体管S₆的控制信号S'₆，然后进入步骤F；

步骤F.采集分别对应三相开关磁阻电机三相绕组的电流i_a、i_b、i_c，结合电流斩波比较值i_chop，执行电流斩波控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的电流斩波控制信号S_a2、S_b2、S_c2，然后进入步骤G；

步骤G.针对导通信号S_a1、电流斩波控制信号S_a2执行逻辑与运算，获得对应于第三IGBT晶体管S₃的控制信号S’₃；针对导通信号S_b1、电流斩波控制信号S_b2执行逻辑与运算，获得对应于第五IGBT晶体管S₅的控制信号S’₅；针对导通信号S_c1、电流斩波控制信号S_c2执行逻辑与运算，获得对应于第七IGBT晶体管S₇的控制信号S'₇；然后进入步骤H；

步骤H.应用分别对应第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制信号S’₁、S'₂、S’₃、S'₄、S’₅、S'₆、S'₇，分别针对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇进行控制。

作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机中A相绕组在导通时存在如下四种状态，且A相绕组的电压等效为直流电源U_in的电压；

状态一.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均开通时，则A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第三IGBT晶体管S₃和输出母线电压U_dc构成励磁回路，对应A相绕组两端电压U_a的值为U_dc；

状态二.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁关断，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃开通时，则A相绕组、第三IGBT晶体管S₃、第二续流二极管D₂构成A相绕组的零电压续流回路，对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态三.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁开通，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路，则对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态四.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均关断时，则A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路对应A相绕组两端电压U_a的值为-U_dc，给第一电解电容C₁充电。

作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机中A相绕组在非导通时存在如下两种状态：

状态一.第三IGBT晶体管S₃处于恒关状态，当第一IGBT晶体管S₁关断、第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路，A相绕组两端U_a电压近似等于-U_in，给第一电解电容C₁充电；

状态二.当第一IGBT晶体管S₁导通、第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路。

作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，对于由第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、以及第一电解电容C₁所构的前级DC-DC变换器包括如下两种工作模式：

当第一IGBT晶体管S₁关断、第二IGBT晶体管S₂导通时，前级DC-DC变换器处于充电模式，由直流电源U_in、第一电感L₁、第三IGBT晶体管S₃构成励磁回路，对第一电感L₁充电储能；

当第一IGBT晶体管S₁导通、第二IGBT晶体管S₂关断时，前级DC-DC变换器处于放电模式，由直流电源U_in、第一电感L₁、输出母线电压U_dc组成放电回路，由第一电感L₁释放能量。

作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机B相绕组在导通区间和非导通区间分为三种工作模式如下：

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅导通时，输出母线电压U_dc、三相开关磁阻电机中A相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅构成励磁回路，则三相开关磁阻电机中B相绕组两端电压U_b等于相对输出母线电压U_dc的预设波动范围内；

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅关断时，三相开关磁阻电机中B相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第十续流二极管D₁₀构成B相绕组的零电压续流回路，直流电源U_in、第一电感L₁、第二IGBT晶体管S₂构成励磁回路，第一电感L₁储存能量；

当第四IGBT晶体管S₄关断、第五IGBT晶体管S₅关断时，三相开关磁阻电机中B相绕组、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第一电解电容C₁构成B相绕组的负电压续流回路，三相开关磁阻电机中B相绕组两端U_b电压等于-U_dc，并给第一电解电容C₁充电。

本发明所述一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法，针对三相开关磁阻电机三相不对称半桥中、A相桥臂的下续流续流二极管，应用第二IGBT晶体管S₂替代，并在该开关管两端并联接入直流电源和电感串联支路，使得A相桥臂上的第一IGBT晶体管S₁与第三IGBT晶体管S₃构成一个升压DC-DC变换器功率电路，进而使得新的A相桥臂在没有增加功率器件的条件下实现了升压DC-DC变换器与不对称半桥桥臂的集成，整个方案采用新型功率拓扑结构，减少功率开关器件的使用，节省驱动资源；并且该拓扑及控制方式使得开关磁阻电机功率变换器可以在不增加开关器件的条件下，由升压DC-DC变换器在三相不对称半桥功率电路的一相桥臂中实现拓扑和控制的集成，使得另外两相绕组励磁和退磁电压具备升压可调能力，对于诸如高速大扭矩车用或航空驱动系统之类，需要开关磁阻电机在额定运行时、继续进一步提升转速或提升转矩的应用场合，具有重要的应用价值。

附图说明

图1是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的拓扑结构和控制策略示意图；

图2a和图2b分别是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中DC-DC变换器两种工作模式等效示意图；

图3a和图3b分别是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中A相绕组和B、C两相绕组的拓扑结构等效示意图；

图4a至图4d分别是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中A相电机绕组在导通区间四种运行模式的电路拓扑示意图；

图5a和图5b分别是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中A相电机绕组在非导通区间(θ_off-θ₁)两种运行模式的电路拓扑示意图；

图6a至图6c分别是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中B相电机绕组在导通区间和非导通区间三种运行模式的电路拓扑示意图；

图7是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中A相电机绕组在导通区间和非导通区间电流信号i_a、DC-DC变换器控制信号S’₁和S'₂、A相绕组下管第三IGBT晶体管S₃的控制信号S’₃、A相绕组电压U_a及其等效电压U'_a的对比示意图；

图8是发明所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器中B相电机绕组在导通区间和非导通区间电流信号i_b、B相绕组上管四IGBT晶体管S₄的控制信号S'₄、B相绕组下管第五IGBT晶体管S₅的控制信号S’₅、B相绕组电压U_b的对比示意图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

本发明设计了一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器，如图1所示，包括直流电源U_in、第一IGBT晶体管S₁、第一续流二极管D₁、第二IGBT晶体管S₂、第二续流二极管D₂、第三IGBT晶体管S₃、第三续流二极管D₃、第四IGBT晶体管S₄、第四续流二极管D₄、第五IGBT晶体管S₅、第五续流二极管D₅、第六IGBT晶体管S₆、第六续流二极管D₆、第七IGBT晶体管S₇、第七续流二极管D₇、第八续流二极管D₈、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第十一续流二极管D₁₁、第十二续流二极管D₁₂、第一电解电容C₁、第一电感L₁、以及三相开关磁阻电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组。

如图1所示，第一IGBT晶体管S₁的发射极与第一续流二极管D₁的阳极相对接，第一IGBT晶体管S₁的集电极与第一续流二极管D₁的阴极相对接，第二IGBT晶体管S₂的发射极与第二续流二极管D₂的阳极相对接，第二IGBT晶体管S₂的集电极与第二续流二极管D₂的阴极相对接，第三IGBT晶体管S₃的发射极与第三续流二极管D₃的阳极相对接，第三IGBT晶体管S₃的集电极与第三续流二极管D₃的阴极相对接，第四IGBT晶体管S₄的发射极与第四续流二极管D₄的阳极相对接，第四IGBT晶体管S₄的集电极与第四续流二极管D₄的阴极相对接，第五IGBT晶体管S₅的发射极与第五续流二极管D₅的阳极相对接，第五IGBT晶体管S₅的集电极与第五续流二极管D₅的阴极相对接，第六IGBT晶体管S₆的发射极与第六续流二极管D₆的阳极相对接，第六IGBT晶体管S₆的集电极与第六续流二极管D₆的阴极相对接，第七IGBT晶体管S₇的发射极与第七续流二极管D₇的阳极相对接，第七IGBT晶体管S₇的集电极与第七续流二极管D₇的阴极相对接。

如图1所示，直流电源U_in的正极与第一电感L₁的其中一端相对接，第一电感L₁的另一端、第二IGBT晶体管S₂的集电极、三相开关磁阻电机中A相绕组的其中一端、第一IGBT晶体管S₁的发射极四者相对接；三相开关磁阻电机中A相绕组的另一端分别对接第三IGBT晶体管S₃的集电极、第八续流二极管D₈的阳极；三相开关磁阻电机中B相绕组的其中一端分别对接第四IGBT晶体管S₄的发射极、第九续流二极管D₉的阴极，三相开关磁阻电机中B相绕组的另一端分别对接第五IGBT晶体管S₅的集电极、第十续流二极管D₁₀的阳极；三相开关磁阻电机中C相绕组的其中一端分别对接第六IGBT晶体管S₆的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阴极，三相开关磁阻电机中C相绕组的另一端分别对接第七IGBT晶体管S₇的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阳极。

如图1所示，第一IGBT晶体管S₁的集电极、第八续流二极管D₈的阴极、第一电解电容C₁的正端、第四IGBT晶体管S₄的集电极、第十续流二极管D₁₀的阴极、第六IGBT晶体管S₆的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阴极七者相连接；直流电源U_in的负极、第二IGBT晶体管S₂的发射极、第三IGBT晶体管S₃的发射极、第一电解电容C₁的负端、第九续流二极管D₉的阳极、第五IGBT晶体管S₅的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阳极、第七IGBT晶体管S₇的发射极八者相连接。

其中用来采集第一电感L₁的电流I_L的电流传感器与第一电感L₁串联，采集A、B、C三相电机绕组电流的电流传感器分别与A、B、C三相绕组串联，采集输出母线电压的电压传感器与第一电解电容C₁并联。

与上述相对应，本发明还设计了一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，包括如下步骤A至步骤H。

步骤A.采集第一电解电容C₁两端的输出母线电压U_dc，并获得其与预设参考输出母线电压

之间的误差，针对该误差进行PI处理获得参考电流值

并进入步骤B。

步骤B.采集通过第一电感L₁的电流I_L，并获得其与参考电流值

之间的误差，针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，获得对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S'₂，然后进入步骤C。

步骤C.针对对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S'₂，执行逻辑取反运算，获得对应于第一IGBT晶体管S₁的控制信号S’₁，然后进入步骤D。

步骤D.采集三相开关磁阻电机的HALL信号，并对其进行转子位置角计算，获得电机转子位置角θ，再结合预设电机导通角θ_on、预设电机关断角θ_off，执行角度位置控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的导通信号S_a1、S_b1、S_c1，然后进入步骤E。

步骤E.应用分别对应三相开关磁阻电机B相绕组、C相绕组的导通信号S_b1、S_c1，分别构成对应于第四IGBT晶体管S₄的控制信号S'₄、对应于第六IGBT晶体管S₆的控制信号S'₆，然后进入步骤F。

步骤F.采集分别对应三相开关磁阻电机三相绕组的电流i_a、i_b、i_c，结合电流斩波比较值i_chop，执行电流斩波控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的电流斩波控制信号S_a2、S_b2、S_c2，然后进入步骤G。

步骤G.针对导通信号S_a1、电流斩波控制信号S_a2执行逻辑与运算，获得对应于第三IGBT晶体管S₃的控制信号S’₃；针对导通信号S_b1、电流斩波控制信号S_b2执行逻辑与运算，获得对应于第五IGBT晶体管S₅的控制信号S’₅；针对导通信号S_c1、电流斩波控制信号S_c2执行逻辑与运算，获得对应于第七IGBT晶体管S₇的控制信号S'₇；然后进入步骤H。

步骤H.应用分别对应第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制信号S’₁、S'₂、S’₃、S'₄、S’₅、S'₆、S'₇，分别针对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇进行控制。

由于第一IGBT晶体管S₁和第二IGBT晶体管S₂同时组成DC-DC变换器，A相不对称半桥和DC-DC的公用第一IGBT晶体管S₁由于受到PWM控制，A相两端实际电压同样是由PWM控制，在U_dc、0、-U_dc三者之间变化，A相两端的等效电压为直流电源U_in的电压值。由此使得B相和C相的绕组励磁和退磁电压相对直流电源U_in的电压值升为U_dc，可以实现升压和动态调节，而对于A相而言，实际加载在绕组两端的等效母线电压仍然维持为直流电源U_in的电压值。

实际应用中，该拓扑电路能够实现两相绕组的升压，且该拓扑及控制方式使得开关磁阻电机功率变换器可以在不增加开关器件的条件下，由升压DC-DC变换器在三相不对称半桥功率电路的一相桥臂中实现拓扑和控制的集成，使得另外两相绕组励磁和退磁电压具备升压可调能力，对于诸如高速大扭矩车用或航空驱动系统之类，需要开关磁阻电机在额定运行时、继续进一步提升转速或提升转矩的应用场合，具有重要的应用价值。

实际应用当中，基于上述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，对于由第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、以及第一电解电容C₁所构的前级DC-DC变换器，如图2a和图2b所示，包括如下两种工作模式：

当第一IGBT晶体管S₁关断、第二IGBT晶体管S₂导通时，前级DC-DC变换器处于充电模式，如图2a所示，由直流电源U_in、第一电感L₁、第三IGBT晶体管S₃构成励磁回路，对第一电感L₁充电储能；

当第一IGBT晶体管S₁导通、第二IGBT晶体管S₂关断时，前级DC-DC变换器处于放电模式，如图2b所示，由直流电源U_in、第一电感L₁、输出母线电压U_dc组成放电回路，由第一电感L₁释放能量，此时的输出直流母线电压U_dc的值为直流电源U_in的电压值乘以1/(1-D)，其中D为对第一IGBT晶体管S₁控制信号S₁'的占空比。

如图3a和图3b所示，为对于A相绕组的等效拓扑结构和对于B、C两相绕组的等效拓扑结构，对B、C两相电机绕组而言，可以看成直流电源U_in通过DC-DC变换器升压，将升压的输出直流母线电压U_dc供给B、C两相绕组；对A相电机绕组而言，可以看成直流电源U_in直接供给A相绕组。

实际应用当中，基于上述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，如图4a至图4d所示，三相开关磁阻电机中A相绕组在导通时存在如下四种状态，且A相绕组的电压等效为直流电源U_in的电压；

状态一.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均开通时，如图4a所示，则A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第三IGBT晶体管S₃和输出母线电压U_dc构成励磁回路，对应A相绕组两端电压U_a的值为U_dc；

状态二.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁关断，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃开通时，如图4b所示，则A相绕组、第三IGBT晶体管S₃、第二续流二极管D₂构成A相绕组的零电压续流回路，此时A相绕组电流缓慢下降，对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态三.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁开通，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃关断时，如图4c所示，则A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路，此时A相绕组电流缓慢下降，对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态四.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均关断时，如图4d所示，则A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路对应A相绕组两端电压U_a的值为-U_dc，给第一电解电容C₁充电，A相绕组电流迅速下降到零。

进一步基于分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，如图5a和图5b所示，三相开关磁阻电机中A相绕组在非导通区间(θ_off-θ₁)时存在如下两种状态：

状态一.第三IGBT晶体管S₃处于恒关状态，当第一IGBT晶体管S₁关断、第三IGBT晶体管S₃关断时，如图5a所示，A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路，A相绕组两端U_a电压近似等于-U_in，给第一电解电容C₁充电，A相绕组电流迅速下降到零；

状态二.当第一IGBT晶体管S₁导通、第三IGBT晶体管S₃关断时，如图5b所示，A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路，A相绕组电流缓慢下降。

在实际应用中，电流斩波控制(CCC)是在导通区间内，将采样的三相电流值i_a、i_b、i_c与设定的电流斩波限i_chop相比较，当电流大于斩波限上阈值i_max时关断开关管，等到电流小于斩波限下阈值i_min时再导通开关管，从而使电流在导通区内维持在斩波限附近，将采样的三相电流值i_a、i_b、i_c输入电流斩波控制(CCC)模块后输出开关信号；角度位置控制(APC)是指在绕组两端电压一定的情况下，根据位置信号计算的位置角度θ，调节开关管的导通角θ_on和关断角θ_off，改变绕组两端通电和关断时刻，实现电流波形宽度和电流波形与该相电感曲线相对位置的调节，优化电机的驱动控制，将采样的电机位置角度θ输入角度位置控制(APC)模块后输出开关信号。

在该控制方法的实施下，母线电容两端电压U_dc相对于直流电源U_in的电压值而言，可以实现升压和动态调节，使得B相和C相的绕组励磁和退磁电压均可以实现升压和动态调节，对于A相而言，实际加载在绕组两端的等效母线电压仍然维持为直流电源U_in的电压值。

此外，在上述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，如图6a至图6c所示，三相开关磁阻电机B相绕组在导通区间和非导通区间分为三种工作模式如下：

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅导通时，如图6a所示，输出母线电压U_dc、三相开关磁阻电机中A相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅构成励磁回路，则三相开关磁阻电机中B相绕组两端电压U_b等于相对输出母线电压U_dc的预设波动范围内；

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅关断时，如图6b所示，三相开关磁阻电机中B相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第十续流二极管D₁₀构成B相绕组的零电压续流回路，直流电源U_in、第一电感L₁、第二IGBT晶体管S₂构成励磁回路，第一电感L₁储存能量，此时B相绕组电流缓慢下降；

当第四IGBT晶体管S₄关断、第五IGBT晶体管S₅关断时，如图6c所示，三相开关磁阻电机中B相绕组、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第一电解电容C₁构成B相绕组的负电压续流回路，三相开关磁阻电机中B相绕组两端U_b电压等于-U_dc，并给第一电解电容C₁充电，绕组电流迅速下降到零。

如图7所示，为该集成功率变换器中A相电机绕组在导通区间和非导通区间电流信号i_a、DC-DC变换器控制信号S’₁和S'₂、A相绕组下管第三IGBT晶体管S₃的控制信号S’₃、A相绕组电压U_a、及其等效电压U'_a的对比示意图；在A相电机绕组导通区间中，如图4a至图4d所示四种状态。

上述四种开关状态分别对应变换器中A相电机绕组在导通区间运行的状态一、状态二、状态三、状态四。当A相电流上升时，A相绕组下管第三IGBT晶体管S₃的控制信号对应着开通，A相绕组两端电压U_a近似成从U_dc～0变化；当A相电流下降时，A相绕组下管第三IGBT晶体管S₃的控制信号对应着关断，A相绕组两端电压U_a是从0～-U_dc变化。即A相绕组两端电压U_a在A相电流上升下降的一周期中呈U_dc～0～U_dc～0～…～0～-U_dc～0～-U_dc～…变化，对应A相电机绕组运行状态一→状态二→状态一→状态二→…→状态三→状态四→状态三→状态四→…。

DC-DC变换器中的第一IGBT晶体管S₁的控制信号S’₁的占空比为D，第二IGBT晶体管S₂的控制信号S'₂为控制信号S’₁的取反，其占空比为1-D；通过DC-DC变换器升压后的输出直流母线电压U_dc其值为直流电源U_in的电压值乘以1/(1-D)，对A相绕组而言，由于DC-DC变换器的PWM频率远高于电机运行频率，故A相上管第一IGBT晶体管S₁一直处于开关状态；在A相绕组导通区间中，当A相电流上升时，A相绕组等效电压U'_a为(1-D)*U_dc，其值为直流电源U_in的电压值；当A相电流下降时，A相绕组等效电压U'_a为(1-D)*(-U_dc)，其值为直流电源U_in的电压值的负值。A相绕组两端电压U_a在导通区其值可以等效为直流电源U_in电压值的负值到正值的状态变化，可以等效为直流电源U_in直接给A相绕组供电。

在A相电机绕组非导通区间(θ_off-θ₁)中，第三IGBT晶体管S₃恒关，存在两种工作状态，如图5a和5b所示。

A相绕组两端电压U_a在导通区其值呈-U_dc～0状态变化，可以看成在A相绕组非导通区间(θ_off-θ₁)中A相等效驱动电压U'_a其值为直流电源U_in电压值的负值。在A相电机绕组非导通区间(θ₁-θ’_on)中，此时A相绕组电流i_a下降到零，A相绕组电压U_a趋近于零。

如图8所示，为该集成功率变换器中B相电机绕组在导通区间和非导通区间电流信号i_b、B相绕组上管第四IGBT晶体管S₄的控制信号S'₄、B相绕组下管第五IGBT晶体管S₅的控制信号S’₅、B相绕组电压U_b的对比示意图。

1)在B相电机绕组导通区间中，当B相绕组上管第四开关管S₄开通，下管第五开关管S₅开通，此时B相绕组运行在状态一，对应B相绕组两端电压U_b值为U_dc；

2)当B相绕组上管第四开关管S₄导通，下管第五开关管S₅关断，此时A相绕组运行在状态二，开通对应B相绕组两端电压U_b值为0；

3)在B相电机绕组非导通区间(θ_off-θ₁)中，当B相绕组上管第四开关管S₄关断，下管第五开关管S₅关断，此时B相绕组运行在状态三，对应B相绕组两端电压U_b值为-U_dc；

在B相电机绕组非导通区间(θ₁-θ’_on)中，此时B相绕组电流i_b下降到零，B相绕组两端电压U_b趋近于零。

上述技术方案所设计三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器及控制方法，针对三相开关磁阻电机三相不对称半桥中、A相桥臂的下续流续流二极管，应用第二IGBT晶体管S₂替代，并在该开关管两端并联接入直流电源和电感串联支路，使得A相桥臂上的第一IGBT晶体管S₁与第三IGBT晶体管S₃构成一个升压DC-DC变换器功率电路，进而使得新的A相桥臂在没有增加功率器件的条件下实现了升压DC-DC变换器与不对称半桥桥臂的集成，整个方案采用新型功率拓扑结构，减少功率开关器件的使用，节省驱动资源；并且该拓扑及控制方式使得开关磁阻电机功率变换器可以在不增加开关器件的条件下，由升压DC-DC变换器在三相不对称半桥功率电路的一相桥臂中实现拓扑和控制的集成，使得另外两相绕组励磁和退磁电压具备升压可调能力，对于诸如高速大扭矩车用或航空驱动系统之类，需要开关磁阻电机在额定运行时、继续进一步提升转速或提升转矩的应用场合，具有重要的应用价值。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (5)

1.一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，其特征在于：三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器包括直流电源U_in、第一IGBT晶体管S₁、第一续流二极管D₁、第二IGBT晶体管S₂、第二续流二极管D₂、第三IGBT晶体管S₃、第三续流二极管D₃、第四IGBT晶体管S₄、第四续流二极管D₄、第五IGBT晶体管S₅、第五续流二极管D₅、第六IGBT晶体管S₆、第六续流二极管D₆、第七IGBT晶体管S₇、第七续流二极管D₇、第八续流二极管D₈、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第十一续流二极管D₁₁、第十二续流二极管D₁₂、第一电解电容C₁、第一电感L₁、以及三相开关磁阻电机中的A相绕组、B相绕组、C相绕组；

其中，第一IGBT晶体管S₁的发射极与第一续流二极管D₁的阳极相对接，第一IGBT晶体管S₁的集电极与第一续流二极管D₁的阴极相对接，第二IGBT晶体管S₂的发射极与第二续流二极管D₂的阳极相对接，第二IGBT晶体管S₂的集电极与第二续流二极管D₂的阴极相对接，第三IGBT晶体管S₃的发射极与第三续流二极管D₃的阳极相对接，第三IGBT晶体管S₃的集电极与第三续流二极管D₃的阴极相对接，第四IGBT晶体管S₄的发射极与第四续流二极管D₄的阳极相对接，第四IGBT晶体管S₄的集电极与第四续流二极管D₄的阴极相对接，第五IGBT晶体管S₅的发射极与第五续流二极管D₅的阳极相对接，第五IGBT晶体管S₅的集电极与第五续流二极管D₅的阴极相对接，第六IGBT晶体管S₆的发射极与第六续流二极管D₆的阳极相对接，第六IGBT晶体管S₆的集电极与第六续流二极管D₆的阴极相对接，第七IGBT晶体管S₇的发射极与第七续流二极管D₇的阳极相对接，第七IGBT晶体管S₇的集电极与第七续流二极管D₇的阴极相对接；

直流电源U_in的正极与第一电感L₁的其中一端相对接，第一电感L₁的另一端、第二IGBT晶体管S₂的集电极、三相开关磁阻电机中A相绕组的其中一端、第一IGBT晶体管S₁的发射极四者相对接；三相开关磁阻电机中A相绕组的另一端分别对接第三IGBT晶体管S₃的集电极、第八续流二极管D₈的阳极；三相开关磁阻电机中B相绕组的其中一端分别对接第四IGBT晶体管S₄的发射极、第九续流二极管D₉的阴极，三相开关磁阻电机中B相绕组的另一端分别对接第五IGBT晶体管S₅的集电极、第十续流二极管D₁₀的阳极；三相开关磁阻电机中C相绕组的其中一端分别对接第六IGBT晶体管S₆的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阴极，三相开关磁阻电机中C相绕组的另一端分别对接第七IGBT晶体管S₇的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阳极；

第一IGBT晶体管S₁的集电极、第八续流二极管D₈的阴极、第一电解电容C₁的正端、第四IGBT晶体管S₄的集电极、第十续流二极管D₁₀的阴极、第六IGBT晶体管S₆的集电极、第十二续流二极管D₁₂的阴极七者相连接；直流电源U_in的负极、第二IGBT晶体管S₂的发射极、第三IGBT晶体管S₃的发射极、第一电解电容C₁的负端、第九续流二极管D₉的阳极、第五IGBT晶体管S₅的发射极、第十一续流二极管D₁₁的阳极、第七IGBT晶体管S₇的发射极八者相连接；

所述控制方法包括如下步骤：

步骤A.采集第一电解电容C₁两端的输出母线电压U_dc，并获得其与预设参考输出母线电压

之间的误差，针对该误差进行PI处理获得参考电流值

并进入步骤B；

步骤B.采集通过第一电感L₁的电流I_L，并获得其与参考电流值

之间的误差，针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，获得对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S′₂，然后进入步骤C；

步骤C.针对对应于第二IGBT晶体管S₂的控制信号S′₂，执行逻辑取反运算，获得对应于第一IGBT晶体管S₁的控制信号S′₁，然后进入步骤D；

步骤D.采集三相开关磁阻电机的HALL信号，并对其进行转子位置角计算，获得电机转子位置角θ，再结合预设电机导通角θ_on、预设电机关断角θ_off，执行角度位置控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的导通信号S_a1、S_b1、S_c1，然后进入步骤E；

步骤E.应用分别对应三相开关磁阻电机B相绕组、C相绕组的导通信号S_b1、S_c1，分别构成对应于第四IGBT晶体管S₄的控制信号S′₄、对应于第六IGBT晶体管S₆的控制信号S′₆，然后进入步骤F；

步骤F.采集分别对应三相开关磁阻电机三相绕组的电流i_a、i_b、i_c，结合电流斩波比较值i_chop，执行电流斩波控制，获得分别对应三相开关磁阻电机A相绕组、B相绕组、C相绕组的电流斩波控制信号S_a2、S_b2、S_c2，然后进入步骤G；

步骤G.针对导通信号S_a1、电流斩波控制信号S_a2执行逻辑与运算，获得对应于第三IGBT晶体管S₃的控制信号S′₃；针对导通信号S_b1、电流斩波控制信号S_b2执行逻辑与运算，获得对应于第五IGBT晶体管S₅的控制信号S′₅；针对导通信号S_c1、电流斩波控制信号S_c2执行逻辑与运算，获得对应于第七IGBT晶体管S₇的控制信号S′₇；然后进入步骤H；

步骤H.应用分别对应第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制信号S′₁、S′₂、S′₃、S′₄、S′₅、S′₆、S′₇，分别针对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇进行控制。

2.根据权利要求1所述一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机中A相绕组在导通时存在如下四种状态，且A相绕组的电压等效为直流电源U_in的电压；

状态一.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均开通时，则A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第三IGBT晶体管S₃和输出母线电压U_dc构成励磁回路，对应A相绕组两端电压U_a的值为U_dc；

状态二.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁关断，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃开通时，则A相绕组、第三IGBT晶体管S₃、第二续流二极管D₂构成A相绕组的零电压续流回路，对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态三.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁开通，且A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路，则对应A相绕组两端电压U_a的值为0；

状态四.若A相绕组上管所连第一IGBT晶体管S₁、以及A相绕组下管所连第三IGBT晶体管S₃均关断时，则A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路对应A相绕组两端电压U_a的值为-U_dc，给第一电解电容C₁充电。

3.根据权利要求1所述一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机中A相绕组在非导通时存在如下两种状态：

状态一.第三IGBT晶体管S₃处于恒关状态，当第一IGBT晶体管S₁关断、第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第二续流二极管D₂、第八续流二极管D₈、第一电解电容C₁构成A相绕组的负电压续流回路，A相绕组两端U_a电压近似等于-U_in，给第一电解电容C₁充电；

状态二.当第一IGBT晶体管S₁导通、第三IGBT晶体管S₃关断时，A相绕组、第一IGBT晶体管S₁、第八续流二极管D₈构成A相绕组的零电压续流回路。

4.根据权利要求1所述一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，对于由第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、以及第一电解电容C₁所构的前级DC-DC变换器包括如下两种工作模式：

当第一IGBT晶体管S₁关断、第二IGBT晶体管S₂导通时，前级DC-DC变换器处于充电模式，由直流电源U_in、第一电感L₁、第三IGBT晶体管S₃构成励磁回路，对第一电感L₁充电储能；当第一IGBT晶体管S₁导通、第二IGBT晶体管S₂关断时，前级DC-DC变换器处于放电模式，由直流电源U_in、第一电感L₁、输出母线电压U_dc组成放电回路，由第一电感L₁释放能量。

5.根据权利要求1所述一种三相开关磁阻电机集成型升压功率变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一IGBT晶体管S₁、第二IGBT晶体管S₂、第三IGBT晶体管S₃、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅、第六IGBT晶体管S₆、第七IGBT晶体管S₇的控制，三相开关磁阻电机B相绕组在导通区间和非导通区间分为三种工作模式如下：

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅导通时，输出母线电压U_dc、三相开关磁阻电机中A相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第五IGBT晶体管S₅构成励磁回路，则三相开关磁阻电机中B相绕组两端电压U_b等于相对输出母线电压U_dc的预设波动范围内；

当第四IGBT晶体管S₄导通、第五IGBT晶体管S₅关断时，三相开关磁阻电机中B相绕组、第四IGBT晶体管S₄、第十续流二极管D₁₀构成B相绕组的零电压续流回路，直流电源U_in、第一电感L₁、第二IGBT晶体管S₂构成励磁回路，第一电感L₁储存能量；

当第四IGBT晶体管S₄关断、第五IGBT晶体管S₅关断时，三相开关磁阻电机中B相绕组、第九续流二极管D₉、第十续流二极管D₁₀、第一电解电容C₁构成B相绕组的负电压续流回路，三相开关磁阻电机中B相绕组两端U_b电压等于-U_dc，并给第一电解电容C₁充电。

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