CN112422131A - 提高信号动态输入范围的数模转换器的动态误差消除方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种提高信号动态输入范围的数模转换器的动态误差消除方法：S1、输入温度计码信号，确定期望的每次打开的DAC bit数P，输入的当前转换的信号x[n]和上一次转换的信号x[n‑1]之间的差为信号跳变A[n]；S2、比较当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P′n与A[n]大小，初始的P′n等于P；S3、将P′n减实际打开的DAC bit数S[n]得到当前转换的误差d[n]；S4、将误差d[n]加P的和作为下一次转换时期望打开的DAC bit数P′n+1；S5、将P′n+1作为下一循环步骤S2的当前转换的期望打开的DAC bit数，循环执行S2‑S4直至转换完成，保证平均每次打开的DAC bit数为P。本发明对SDM输出信号的动态范围限制小，在消除动态误差的同时还能提高动态输入范围的效果。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路设计领域，特别涉及一种提高信号动态输入范围的数模转换器(DAC)的动态误差消除方法及系统，该动态误差消除方式对Sigma-Delta Modulator(SDM，Sigma-Delta调制器)输出信号的动态输入范围限制小，具有提高动态输入范围的效果。本发明属于Sigma-Delta数模转换器(SDDAC)设计，特别是Audio DAC(音频数模转换器)设计领域。
背景技术
随着消费水平的不断提高，消费者对日常生活中接触到的音频质量的需求不断提升，例如手机通话声音质量、电视视频声音质量以及高品质音乐的质量，这对声音信号的处理提出了更高的要求。
在音频信号的处理中，一个重要的环节是数字信号到模拟信号的转换，声音信号的存储、发送和处理绝大部分都是在数字域完成的，而声音信号最终被人耳朵听到是以模拟信号的形式，因此在这个过程中需要一个数字信号到模拟信号的转换器，即需要一个数模转换器(DAC)。音频信号质量要求越高，DAC的精度要求就会越高。高品质的声音一般需要20bit左右的精度，因此DAC的精度也要高达20bit左右，在该情况下，DAC的结构通常选用Sigma-Delta的方式。
为了提高SDDAC的精度和减小时钟抖动(clock jitter)的影响，SDDAC会采用多比特(Multi-bit)方式，但是Multi-bit SDDAC会引入各个比特(bit)之间的失调误差(Mismatch Error)，这些失调误差分为静态失调误差和动态失调误差。静态失调误差通常通过各个bit的动态元件匹配(Dynamic Element Match，DEM)的方式进行消除。但是目前还没有公开一种消除连续时间模式的Multi-bit SDDAC中各个bit之间动态失调误差的方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种提高信号动态输入范围的音频数模转换器(AudioDAC)的动态误差消除方法，其是一种消除连续时间模式(ContinuousTime-CT)的Multi-bitSDDAC中各个bit之间动态失调误差的方式，该方式对SDM输出信号的动态范围限制小，在消除动态误差的同时还能提高动态输入范围的效果。
为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：
一种提高信号动态输入范围的数模转换器DAC的动态误差消除方法，该方法包含以下步骤：
S1、输入温度计码信号，确定期望的每次打开的DAC bit数P，其中，P为一固定常数，输入的当前转换的温度计码信号x[n]和上一次转换的温度计码信号x[n-1]之间的差为信号跳变A[n]，n表示第n次转换；
S2、比较当前转换的期望打开的DAC bit数P’n与当前转换的信号跳变A[n]的大小，初始的P’n等于P：
若P’n≥A[n]，则当前第n次转换的实际打开的DAC bit数S[n]为P’n，当前第n次转换的实际关闭的DAC bit数T[n]为P’n+x[n-1]-x[n]；
若P’n＜A[n]，则当前第n次转换的实际打开的DAC bit数S[n]为A[n]，当前第n次转换的实际关闭的DAC bit数T[n]为零；
S3、将步骤S2的当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P’n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]，得到当前第n次转换的误差d[n]；
S4、将步骤S3得到的当前第n次转换的误差d[n]加上所述期望的每次打开的DACbit数P，得到的和作为下一次转换的期望打开的DAC bit数P’n+1；
S5、将步骤S4中得到的下一次转换的期望打开的DAC bit数P’n+1作为下一循环中步骤S2的当前转换的期望打开的DAC bit数，并循环执行所述步骤S2-S4，直至达到目标转换次数完成转换，最终保证在目标转换次数中的平均每次打开的DAC bit数为P。
可选的，所述数模转换器为音频数模转换器。
可选的，所述步骤S3中，进一步包含：将当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P’n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]得到的差值d[n]通过一误差滤波器，使得差值d[n]不在信号宽度范围内。
可选的，所述期望的每次打开的DAC bit数P大于或等于1。
可选的，每次转换的实际打开的DAC bit数S[n]和实际关闭的DAC bit数T[n]输出至多bit数模转换器。
本发明还提供了一种采用如上文所述的动态误差消除方法的动态误差消除器，包含：
转换控制模块，其输入期望的每次打开的DAC bit数P和温度编码器输出的温度计码信号，所述转换控制模块输出每次转换的实际打开的DAC bit数S[n]和实际关闭的DACbit数T[n]；
做差模块，与所述转换控制模块连接，输入所述转换控制模块输出的实际打开的DAC bit数S[n]，并将当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P’n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]，得到当前第n次转换的误差d[n]；
误差滤波器，与所述做差模块连接，输入所述做差模块输出的当前第n次转换的误差d[n]；
求和模块，其分别与所述误差滤波器和转换控制模块连接，接收所述误差滤波器300发送的误差d[n]，并将当前第n次转换的误差d[n]加上期望的每次打开的DAC bit数P，得到的和作为下一次转换的期望打开的DAC bit数P’n+1，所述求和模块将得到的下一次转换的期望打开的DAC bit数P’n+1反馈至所述转换控制模块。
可选的，所述温度编码器的输入端与一Sigma-Delta调制器输出端连接，所述Sigma-Delta调制器输入数字信号，所述Sigma-Delta调制器输出多bit二进制信号至所述温度编码器，所述温度编码器输出每个bit权重一样的温度计码信号；所述转换控制模块输出端与一多bit数模转换器输入端连接，所述转换控制模块输出每次转换的实际打开的DACbit数S[n]和实际关闭的DAC bit数T[n]至所述多bit数模转换器，所述多bit数模转换器输出模拟信号。
可选的，所述温度编码器与所述多bit数模转换器之间还连接有用于静态误差消除的动态元件匹配模块。
本发明又提供了一种电子设备，包括处理器和存储器，所述存储器上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，实现上文所述的动态误差消除方法。
本发明还进一步提供了一种存储介质，存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现上文所述的动态误差消除方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明的动态误差消除方法是一种提高信号动态输入范围的音频数模转换器动态误差消除方法，对SDM输出信号的动态范围限制小，在消除动态误差的同时还能提高动态输入范围的效果。
附图说明
图1为多bit Sigma-Delta DAC(SDDAC)结构示意图；
图2a和图2b为多bit Sigma-Delta DAC(SDDAC)各个bit之间的失配误差示意图；
图3为理想DAC仿真结果示意图；
图4为DAC存在动态误差时仿真结果示意图；
图5为转换过程中打开误差和关闭误差示意图；
图6为采用上升沿等于常数的方式得到的仿真结果示意图；
图7为本发明的每次转换打开DAC bit处理示意图；
图8为本发明的TC模块实现方式示意图；
图9为不采用P调制方式在P＝3时仿真结果示意图；
图10为本发明中采用P调制方式在P＝3时仿真结果示意图；
图11为本发明中不同P取值时仿真结果示意图；
图3、图4、图6、图9和图10中：SNR表示信噪比，THD表示总谐波失调，SINAD表示信纳比，SFDR表示无杂散动态范围；RBW表示分辨率带宽；横坐标表示频率，纵坐标表示信号功率谱密度。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
在音频(Audio)系统中，处理的音频信号精度非常高，一般在20bit左右，因此其DAC(数模转换器)精度要求需要达到同样等级。开关电容的方式DAC其噪声可以用KT/C表示，其中K为波尔兹曼常数，T为绝对温度，C为开关电容；由于DAC精度非常高，其噪声要求非常小，因此要求采样电容C非常大，这会增加电容的面积；同时由于电容很大，为了保证信号建立速度，对电容充放电的电流要求相应提高，会增加电路功耗。鉴于以上因素，在低功耗高精度的DAC中，通常会选用连续时间DAC，连续时间DAC没有KT/C的噪声限制。
在SDDAC(Sigma-Delta数模转换器)中，为了提高DAC精度和减小时钟抖动(clockjitter)对信号的影响，通常会采用多bit DAC的结构。
图1是一个多bit Sigma-Delta数模转换器SDDAC的结构示意图，包含依次连接的Sigma-Delta调制器101(SDM)、温度编码器201、误差消除处理器301和多bit数模转换器401(Multi-bit DAC)。
在图1中，高精度的数字信号经过SDM后得到一个多bit二进制信号，该信号经过二进制码到温度计码的编码后得到每个bit权重一样的温度计码，经过DEM(动态元件匹配，Dynamical Element Match)和ISI(Inter-Symbol interface，符号间干扰)方式可以消除由于DAC各个bit之间的失配错误(Mismatch Error)产生误差，最后将经过DEM和ISI处理后(DEM和ISI处理的顺序不限)的各个权重一样的温度计码输入给Multi-bit DAC，得到DAC输出的模拟信号。
理想的Multi-bit DAC中，因为输入的温度计码各个bit权重一样，因此各个bit对应的输出模拟量应该完全一样，但是在工艺制造过程中会不可避免地引入失配误差，从而导致各个bit输出大小存在一定差异。
在连续时间DAC系统中，其后面的滤波器为连续时间积分器，因此该DAC除了稳态输出时各个bit存在误差外，在信号建立过程中，各个bit在上升沿和下降沿也存在误差。
图2a和图2b为Multi-bitSDDAC中失配误差的示意图。图2a表示静态失配误差，即稳定输出时各个bit之间的差异，其中δ’表示理想输出值，δs黑线表示实际输出值；图2b表示动态失配误差，即当各个bit打开(该bit从0到1)和关闭(该bit从1到0)过程中，由于DAC输出速度的限制导致其输出与理想值之间的差异，其中δr为理想开关过程，δf为实际开关过程。
误差消除处理器301包含静态误差消除模块和动态误差消除模块，例如静态误差可以通过各种DEM的方式将其消除或降低至目标范围内。本发明提供的是一种动态误差的消除方式，即通过ISI的方式可以将动态误差消除或降低至目标范围内。
图3给出了一个5bit二阶SDDAC，过采样率为128时，理想情况下的仿真结果。当DAC为非理想时，设定各个bit由于速度限制，打开时产生该bit输出信号0.5％的开启误差，关闭时产生该bit输出信号1.5％的关闭误差，同样条件下得到的仿真结果如图4所示。其中，比较图3和图4可以看出，当DAC存在动态失配误差时，其输出信号的噪声和失调都显著增加，从而严重降低信号的精度。
为了消除该噪声，可以将每次信号转换时DAC中打开(或关闭)的bit数设定为一个固定常数，例如P。记DAC各个bit打开时产生的误差为δr，关闭时产生的误差为δf；上一次转换DAC的输入为x[n-1]，当前转换DAC的输入为温度计码信号x[n]，其中n表示第n次转换；每次转换过程中DAC打开的bit数为TON[n]，每次转换过程中DAC关闭的bit数为TOFF[n],则根据前面的描述，每次转换过程中DAC打开的bit数可以表示为：
TON[n]＝P (1)
每次转换时，打开的bit数与关闭的bit数之间的差为两次转换信号的变化，该变化也为当前信号与上一次信号之间的差，因此有：
TON[n]-TOFF[n]＝x[n]-x[n-1] (2)
结合式(1)(2)，则可以得到关闭的bit数为：
TOFF[n]＝P+x[n-1]-x[n] (3)
结合式(1)-(3)，可以得到每次转换引入的打开和关闭的动态误差如下式(4)和(5)所示：
εr[n]＝TON[n]·δr＝P·δr (4)
εf[n]＝TOFF[n]·δf＝(P+x[n-1]-x[n])·δf (5)
式中，εr[n]和εf[n]分别表示打开误差和关闭误差。
另外，结合式(4)和(5)可得，当输入信号为一个sine信号时，其转换过程中的误差信号可以表示为图5所示，图5中M表示温度编码后DAC输入的bit数(即温度计码信号)。从图5中可以看出，每次转换时DAC打开误差为一个常数，即等效于直流失调；每次转换时关闭误差为一个常数叠加一个频率与输入信号频率相等的信号，其中常数部分等效于失调，而频率与输入信号相等的信号则会改变输入信号的大小，即增加增益误差，而不增加噪声和谐波。在Audio系统中失调和增益误差不影响声音的质量，因此这里可以忽略。
因此，从图5可知，采用上面的方式控制DAC的输入后，得到的信号中没有噪声和谐波，只增加了直流失调和增益误差，这会提高信号的质量。
图6是在图4的仿真基础上采用了上面描述的方式，得到的仿真结果。从图6中可以看出，该信号频谱在直流部分有一个较大的失调，但是由于失调对Audio音频的质量没有影响，所以在计算信噪比时不考虑该失调部分。
结合图3、图4和图6可以看出，采用该方式后能够有效减少由于DAC动态误差引入的噪声和谐波失调，且得到的信噪比SNR为120.53dB，与理想DAC仿真得到的结果几乎一样。从仿真结果可以看到，上述方法可以很好地消除DAC中动态误差对信号的影响，但是在实际应用中，上述方法有一定的约束条件，首先，每次关闭的bit数不能小于0，即：
P+x[n-1]-x[n]≥0 (6)
该式(6)确定了P的最小值；根据式(6)移项变形得到式(7)：
P≥x[n]-x[n-1] (7)
由式(7)中可知，P不能小于每次转换信号的变化值x[n]-x[n-1]。
其次，每次打开的bit数不能大于未打开的bit数，即得到式(8)：
P≤M-x[n-1] (8)
最后，每次关闭的bit数不能大于当前打开的bit数，即得到式(9)：
P+x[n-1]-x[n]≤x[n-1] (9)
上述公式(8)和(9)确定了信号的范围，即：
P≤x[n]≤M-P (10)。
一个示例中，采用二阶SDM时，比如信号x[n]的最大跳变是4，结合式(7)可得P最小值为4，因为，最大跳变数是4，则P不能小于最大跳变数4，即P>＝4。一般地，二阶SDM的时候，规定信号的最大跳变是4。当在DAC温度计码分别为16bit和32bit时，则结合式(10)可得信号范围分别是4～12和4～28，前者信号范围是总输出范围的50％(即(12-8)/16＝50％)，后者为75％(即(28-8)/32＝75％)。
其中，信号范围具体计算方法为：当DAC温度计码为16bit时，M为16，则x[n]的最大值是M-P，即x[n]最大值为12，上述可知P不能小于4，则x[n]的最小值为4，则信号范围x[n]是4～12。同理，当DAC温度计码为32bit时，M为32，则x[n]的最大值为M-P，即x[n]最大值为28，上述可知P不能小于4，则x[n]的最小值为4，则信号范围x[n]是4～28。
另一个示例中，采用三阶SDM时，信号x[n]的最大跳变高至8，则在DAC温度计码分别为16bit和32bit时，信号范围分别是8～8和8～24，此时前者没有信号范围，后者信号范围为50％，具体计算方法参照上述二阶SDM，本发明在此不做赘述。
从上面的分析可以看出，由于信号跳变限制每次打开DAC bit数P，从而导致信号范围被减小。
如图7-图8所示，本发明提供一种基于P的调制以提高信号动态输入范围的数模转换器动态误差消除的方法，P的调制方法包含以下步骤：
S1、确定期望的每次打开的DAC bit数P；TC模块100(transition control模块，也称转换控制模块，TC模块实现的功能如图8所示)输入当前转换的输入信号x[n]、上一次转换的输入信号x[n-1]和当前期望打开的DAC bit数P’n，令x[n]-x[n-1]＝A[n]，，其中，n表示第n次转换；
S2、TC模块100比较当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P’n与当前第n次转换的信号跳变A[n]的数值大小；其中，初始转换时的P’n等于P；
(1)若信号跳变A[n]小于或等于P’n，则实际打开的DAC bit数S[n]为P’n，实际关闭的DAC bit数T[n]为P’n+x[n-1]-x[n]＝P’n-A[n]；
(2)若信号跳变A[n]大于P’n，则实际打开的DAC bit数S[n]为A[n]，实际关闭的DAC bit数T[n]为零；
其中，TC模块100输出每次实际打开的DAC bit数和每次实际关闭的DAC bit数；TC模块100与Multi-bit DAC连接，Multi-bit DAC接收TC模块发送的每次实际打开的DAC bit数和每次实际关闭的DAC bit数。
S3、TC模块100将其在第n次转换后得到的实际打开的DAC bit数S[n]发送至一做差模块200，该做差模块200将当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P’n减去第n次转换时的实际打开的DAC bit数S[n]，得到第n次转换的误差d[n]，d[n]＝P’n-S[n]；做差模块200将误差d[n]发送至误差滤波器300(Error filter)，所述误差滤波器300将由于信号跳变大于期望打开的DAC bit数时临时变化引入的误差(该引入的误差就是期望打开的DAC bit数与实际打开的DAC bit数之间的差异，即d[n])变化到高频，以至于该误差d[n]不在信号宽度范围(DAC要处理的信号)，例如音频带宽频率范围内。
值得说明的是，从长时间看，经过误差滤波器300得到的差值平均下来后同没有经过误差滤波器300的差值平均后是基本相同的，但是对于每一次转换而言，两者是不同的。
S4、误差滤波器300将误差d[n]发送至一求和模块400，求和模块400将期望的每次打开的DAC bit数P加上第n次转换的误差d[n]，得到的和作为下一次转换时的期望打开的DAC bit数P’，即第n+1次转化时期望打开的DAC bit数P’n+1；
S5、将下一次转换时的期望打开的DAC bit数P’输入至所述TC模块100，同时将该次转换的输入信号和上一次转换的输入信号输入至所述TC模块100，将下一次转换时的期望打开的DAC bit数P’n+1作为下一循环中步骤S2的当前转换的期望打开的DAC bit数，并循环执行所述步骤S2-S4，直至达到目标转换次数，转换完成。这样，最终保证在多次转换过程中平均每次打开DAC bit数为P。
如图7和图1结合所示，本发明提供了一种误差消除处理器，包含动态误差消除处理器，所述动态误差消除处理器包含TC模块100、做差模块200、误差滤波器300和求和模块400。
其中，TC模块100与编码器201连接，输入编码器201输出的温度计码信号x[n]，所述TC模块100输出每次实际打开的DAC bit数和每次实际关闭的DAC bit数，TC模块100与Multi-bit DAC连接，Multi-bit DAC接收TC模块发送的每次实际打开的DAC bit数S[n]和每次实际关闭的DAC bit数T[n]。
做差模块200与TC模块100连接，接收TC模块100发送的每次实际打开的DAC bit数S[n]，并将当前转换的期望打开的DAC bit数P’n减去第n次转换时输出的实际打开的DACbit数S[n]，得到第n次转换的误差d[n]。
误差滤波器300与做差模块200连接，接收做差模块200发送的误差d[n]，误差滤波器300将由于信号跳变大于期望打开的DAC bit数时临时变化引入的误差变化到高频，以至于该误差不在音频带宽频率范围内。
求和模块400与误差滤波器300连接，接收所述误差滤波器300发送的误差d[n]，所述求和模块400将期望的每次打开的DAC bit数P加上误差d[n]，得到的和作为下一次转换时的期望打开的DAC bit数P’，即第n+1次转化时期望打开的DAC bit数P’n+1。
本发明给出的P调制方式适用于任意的SDM阶数、任意bit数和任意过采样率的SDDAC；但是为了更好地说明本发明中P调制方式的效果，这里以二阶5bit的Sigma-DeltaDAC为例进行说明，其中过采样率选用128倍。
在图7的结构中，误差滤波器(Error Filter)可以是任意阶滤波器，这里为了更好地说明，发明选用二阶滤波器为例。
其中，在二阶5ibt的Sigma-Delta DAC中，P最小为4，如果将P设置成3，则在不采用图7中的方式，得到的仿真结果如图9所示。从图9中可以看出，当P等于3，小于最小值4时，得到的信噪比SNR仅有111dB，比P等于4时小9.9dB左右，性能明显降低，说明对DAC动态误差的消除效果被减弱。
采用图7中给出的方式后，仿真得到的结果如图10所示。从图10中可以看出，采用本发明给出的P调制方式后，P＝3时得到的SNR提高至120.53dB，与P＝4时几乎没有变化，说明对DAC动态误差的效果几乎没有受到影响。
从仿真结果可以看出，采用图7中给出的P调制方式后，能在保证动态误差消除的效果不被影响的前提下，减小P的取值，使其不被信号跳变所约束；P值的减小则可以提高式(10)约束的信号动态范围。
利用图7中给出的P调制方式，可以进一步减小P的取值，得到仿真结果如图11所示。从图11中可以看出，不采用P调制时，P从4开始减小，仿真得到SNR因为DAC动态误差迅速减小；采用P调制后，P值可以一直减小到1，DAC动态误差的消除效果几乎没有受到影响。
需要说明的是，所述技术领域相关技术人员可以了解到，为了描述上的简洁与方便，上述在描述数据存储装置、处理装置的具体工作过程和相关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，因此在这里不在赘述。
本领域相关技术人员应该能够意识到，结合本发明申请公开的实施例中所描述的各模块示例、方法、步骤，能用以计算机软件、电子硬件或者两者相结合来实现。与相关软件模块、方法和步骤对应的程序代码可以存入包含内存、只读存储器ROM、随机存储器RAM、电可编程ROM、电可擦写可编程ROM、硬盘、可移动硬盘、光盘、寄存器、软盘、磁带、或技术领域内的任意其它形式的存储介质中。在前述说明中按照功能一般性地描述了各示例的步骤与组成，以清楚地说明软件与电子硬件的可互换性。前述功能以软件或电子硬件执行或实现，取决于相应的技术方案以及特定的应用场景与设计需求约束。本领域相关技术人员能够根据应用场景的特定需求来选择使用不同的方法，从而实现所描述的功能，但这种实现不应认为超出本发明的范围。
术语“包含”或者任何类似用语，旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包含一系列要素的方法、过程、物品、装置/设备不仅包含所描述的要素，而且还包含没有明确列出的其他相关要素，或者包含这些方法、过程、物品、装置/设备所固有的要素。
综上所述，本发明给出的每次打开或关闭DAC bit数P的调制方式，可以在保证DAC动态误差消除效果不受影响的前提下，减小信号跳变对P最小值的要求，从而增加信号的动态范围。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。
Claims (10)
1.一种提高信号动态输入范围的数模转换器DAC的动态误差消除方法，其特征在于，该方法包含以下步骤：
S1、输入温度计码信号，确定期望的每次打开的DAC bit数P，其中，P为一固定常数，输入的当前转换的温度计码信号x[n]和上一次转换的温度计码信号x[n-1]之间的差为信号跳变A[n]，n表示第n次转换；
S2、比较当前转换的期望打开的DAC bit数P′n与当前转换的信号跳变A[n]的大小，初始的P′n等于P：
若P′n≥A[n]，则当前第n次转换的实际打开的DAC bit数S[n]为P′n，当前第n次转换的实际关闭的DAC bit数T[n]为P′n+x[n-1]-x[n]；
若P′n＜A[n]，则当前第n次转换的实际打开的DAC bit数S[n]为A[n]，当前第n次转换的实际关闭的DAC bit数T[n]为零；
S3、将步骤S2的当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P′n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]，得到当前第n次转换的误差d[n]；
S4、将步骤S3得到的当前第n次转换的误差d[n]加上所述期望的每次打开的DAC bit数P，得到的和作为下一次转换的期望打开的DAC bit数P′n+1；
S5、将步骤S4中得到的下一次转换的期望打开的DAC bit数P′n+1作为下一循环中步骤S2的当前转换的期望打开的DAC bit数，并循环执行所述步骤S2-S4，直至达到目标转换次数完成转换，最终使得在目标转换次数中的平均每次打开的DAC bit数为P。
2.如权利要求1所述的动态误差消除方法，其特征在于，
所述数模转换器为音频数模转换器。
3.如权利要求2所述的动态误差消除方法，其特征在于，
所述步骤S3中，进一步包含：将当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P′n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]得到的差值d[n]通过一误差滤波器，使得差值d[n]不在信号宽度范围内。
4.如权利要求1所述的动态误差消除方法，其特征在于，
所述期望的每次打开的DAC bit数P大于或等于1。
5.如权利要求1所述的动态误差消除方法，其特征在于，
每次转换的实际打开的DAC bit数S[n]和实际关闭的DAC bit数T[n]输出至多bit数模转换器。
6.一种采用如权利要求1～5中任意一项所述的动态误差消除方法的动态误差消除器，其特征在于，包含：
转换控制模块，其输入期望的每次打开的DAC bit数P和温度编码器输出的温度计码信号，所述转换控制模块输出每次转换的实际打开的DAC bit数S[n]和实际关闭的DAC bit数T[n]；
做差模块，与所述转换控制模块连接，输入所述转换控制模块输出的实际打开的DACbit数S[n]，并将当前第n次转换的期望打开的DAC bit数P′n减去当前第n次转换输出的实际打开的DAC bit数S[n]，得到当前第n次转换的误差d[n]；
误差滤波器，与所述做差模块连接，输入所述做差模块输出的当前第n次转换的误差d[n]；
求和模块，其分别与所述误差滤波器和转换控制模块连接，接收所述误差滤波器300发送的误差d[n]，并将当前第n次转换的误差d[n]加上期望的每次打开的DAC bit数P，得到的和作为下一次转换的期望打开的DAC bit数P′n+1，所述求和模块将得到的下一次转换的期望打开的DAC bit数P′n+1反馈至所述转换控制模块。
7.如权利要求6所述的动态误差消除器，其特征在于，
所述温度编码器的输入端与一Sigma-Delta调制器输出端连接，所述Sigma-Delta调制器输入数字信号，所述Sigma-Delta调制器输出多bit二进制信号至所述温度编码器，所述温度编码器输出每个bit权重一样的温度计码信号；
所述转换控制模块输出端与一多bit数模转换器输入端连接，所述转换控制模块输出每次转换的实际打开的DAC bit数S[n]和实际关闭的DAC bit数T[n]至所述多bit数模转换器，所述多bit数模转换器输出模拟信号。
8.如权利要求7所述的动态误差消除器，其特征在于，
所述温度编码器与所述多bit数模转换器之间还连接有用于静态误差消除的动态元件匹配模块。
9.一种电子设备，其特征在于，包括处理器和存储器，所述存储器上存储有计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时，实现权利要求1～5中任一项所述的动态误差消除方法。
10.一种存储介质，其特征在于，存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现权利要求1～5中任一项所述的动态误差消除方法。
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