CN112366677B - 三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法 - Google Patents

三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及直流微电网和电力电子技术领域，旨在提供一种三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法。三端口电力电子变压器应用于直流微电网中，可以减小直流微电网的复杂性，降低建设成本，提升能量管理的灵活性。但是变换器端口功率存在耦合，某一端口的功率波动会干扰另外两个端口的功率传输，且连接储能设备的端口电压波动会导致隔离变压器电流增大，变换器效率降低。本发明在传统的移相调制策略基础上，在储能端口侧H桥加入桥内移相，实现损耗最小的优化目标，提高效率，并采用模型预测控制实现负载端口的电压控制和储能端口的SOC，在提高端口动态性能的同时实现端口功率的解耦。

Description

三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法
技术领域
本发明涉及一种三端口电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)的多重移 相模型预测控制方法，属于直流微电网和电力电子技术领域。
背景技术
随着分布式可再生能源、储能及电力电子技术的快速发展，微电网正成为研究的热点。 相比交流微电网，直流微电网无需考虑系统内无功功率，无需对电压相位、频率进行跟踪， 供电架构简单，并且能更加可靠地接纳分布式可再生能源、储能设备及各类直流负荷。直流 微电网中的风、光等分布式电源、储能装置以及电动汽车、LED照明等直流负荷往往具有 不同的端口特性与电压等级，需要采用很多独立的DC-DC变换器和DC-AC变换器将其连 接到直流母线上，电力变换设备的数量以及设备之间的通信增加了直流微电网的复杂性与建 设成本。在这个背景下，多端口隔离双向DC-DC变换器因其能量管理灵活、端口相互隔 离、成本低、功率密度和效率高等特点，引起了越来越多的研究和关注。
三端口电力电子变压器由三个H全桥和三绕组高频变压器组成。传统的移相PI控制通过 移相调制信号驱动三个H全桥，在高频变压器各端口产生不同相位的电压，高频变压器提供 端口隔离并传输功率，因为高频变压器三个绕组共磁芯，端口的传输功率存在耦合，某一端 口的功率变化会干扰另外两个端口。当变换器直流端口电压比与高频变压器绕组电压比匹配 时，变换器效率最高，但是当变换器端口连接储能设备时，储能设备的电压波动将破坏这个 条件，使得变换器工作效率降低。
发明内容
对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供一种三端口电力电子变压器的多重移相 模型预测控制方法。基于三端口电力电子变压器在直流微电网中的应用场景，三个端口分别 连接直流母线、直流负载和储能设备。在储能侧H全桥加入桥内移相调制，降低电压不匹配 所带来的损耗的增大。基于负载端口的电压控制目标和储能端口的SOC目标，设计模型预 测控制器，提高端口的动态性能，同时实现负载端口和储能端口的功率解耦。
本发明基于具有下述结构的三端口电力电子变压器PET实现：PET的1,2,3端口分别连接 直流母线、直流负载和储能设备，三个端口分别通过直流稳压电容C1,C′2,C′3稳压，电压分别 为V1,V′2,V′3。各端口通过H全桥连接到三绕组高频隔离变压器T的三个交流端口，三个交流 端口电压分别为u1,u′2,u′3，高频变压器变压器的1端口绕组与2,3端口绕组的电压比分别为 1:n2,1:n3，变压器1,2,3端口绕组漏感分别为L1,L′2,L′3，1,2,3端口损耗等效电阻分别为 R1,R′2,R′3。为分析方便，将带上标“'”的2,3端口电气量实际值折算到1端口，用不带上标 的符号表示：
Figure BDA0002745798140000021
定义2,3端口到1端口的电压传输比分别为k2＝V2/V1，k3＝V3/V1，考虑到直流负载端口采用恒 电压控制，k2＝1；合理选取储能装置的额定电压，保持正常工作范围内k3≥1，这样可以 在多重移相调制策略下达到损耗最小的目标。
三绕组隔离变压器可以等效为三角形等效电路，等效电路的每条支路可以等效为电 阻加电感，可以通过下式计算得到：
Figure BDA0002745798140000022
其中，R1,R2,R3分别为各端口变压器铜耗与开关管通态损耗的等效电阻。支路电感L12,L23,L31分别决定了1,2端口间、2,3端口间和1,3端口间的最大传输功率，设计时合理选取变压器 漏感，使
Figure BDA0002745798140000023
确保各端口之间的功率传输能力相同。三角形等效电路的三个端 点处电压分别为u1,u2,u3。
本发明中的多重移相调制方法包括：所有开关器件的开关周期均为Ts，所有H全桥的同 一桥臂上的两个开关管导通状态相反且所有开关管的导通角度均为180°。对于电压稳定的 1,2端口H桥，处于同一通路的两个开关管采用相同的驱动信号驱动，调制出的u1,u2均为正 负半周对称的50％占空比的方波，u1滞后u2 D12Ts/2时间。对于电压波动的3端口H全桥， 处于同一通路的两个开关管驱动信号错开DH3Ts/2的时间，调制出的u3为正负半周对称的占 空比小于等于50％的方波，同时u3滞后u1 D13Ts/2时间。本发明提供的多重移相调制方法共 有D12，D13和DH3三个移相占空比，其中D12和D13用于实现功率传输目标，DH3用于实现效率优化目标。
本发明还提供了一种基于前述调制方法的模型预测控制方法，用于通过测量当前开关周 期的变换器状态，确定下一个开关周期的D12，D13和DH3。
多重移相调制模型预测控制可以分为两个部分。第一部分为多重移相调制策略，即通过 2,3端口的电压电流计算出端口传输功率Po2,Po3，3端口电压传输比k3。然后计算得到使效率 最优的3端口H桥桥内移相占空比DH3。
第二个部分为模型预测控制策略，根据直流端口的电压控制目标
Figure BDA0002745798140000024
和储能端口的控制 目标
Figure BDA0002745798140000031
或
Figure BDA0002745798140000032
计算得到直流电流标幺值
Figure BDA0002745798140000033
与
Figure BDA0002745798140000034
再通过求解，得到D12和D13。
通过上述步骤，可以实现本发明所述的多重移相模型预测控制。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明提出的多重移相调制策略，在PET电压波动端口加入了桥内移相调制，克服 了现有单移相策略中电压失配时高频变压器电流升高的问题，因而可以降低变压器铜耗和开 关器件通态损耗，提升变换器的效率。
(2)本发明提出的模型预测控制方法，在采用多重移相调制策略提升变换器效率的基础 上进行PET预测模型的建立，所设计的多输入多输出系统的模型预测控制可以实现PET端口 功率之间的解耦，同时提高端口电压/电流控制的动态性能。
(3)本发明采用电流补偿积分环节补偿因系统参数误差带来的电流控制稳态误差，降低 模型预测控制的参数敏感性。
附图说明
图1是三端口电力电子变压器的拓扑示意图；
图2是PET的等效电路以及多重移相调制策略示意图；
图3是多重移相调制模型预测控制框图。
图4是多重移相调制策略下的效率优化结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的描述：
三端口电力电子变压器PET的拓扑示意图如图1所示，PET的等效电路及多重移相调制 策略示意图如图2所示。
PET的主体包括1端口与2,3端口电压比分别为1:n2和1:n3的三绕组高频隔离变压器T， 三绕组高频隔离变压器T的1,2,3端口绕组漏感分别为L1,L′2,L′3，1,2,3端口损耗等效电阻分 别为R1,R′2,R′3，漏感与损耗等效电阻均可以通过实测得到。
三绕组高频隔离变压器的漏感在设计的时候应保证图2所示的三角形等效电路中三个支 路的电感相等，保证各端口之间的功率传输能力相同。三绕组高频隔离变压器T的1端口通 过S1,S2,S3,S4四个开关管组成的H全桥连接到PET的1端口，三绕组高频隔离变压器T的2 端口通过S5,S6,S7,S8四个开关管组成的H全桥连接到PET的2端口，三绕组高频隔离变压器 T的3端口通过S9,S10,S11,S12四个开关管组成的H全桥连接到PET的3端口。
基于损耗最优策略的多重移相调制示意图如图2所示。所有开关器件的开关周期均为 Ts，所有H全桥的同一桥臂上的两个开关管导通状态相反且所有开关管的导通角度均为180°。对于PET的1,2端口，因为端口电压稳定，处于同一通路的开关管采用相同的信号驱动(如S1,S4处于同一通路，S2,S3处于另一通路)，u1,u2均为正负半周对称的50％占空比的方波，u1滞后u2 D12Ts/2时间。对于电压波动的3端口H全桥，处于同一通路的两个开关管驱 动信号错开DH3Ts/2的时间，调制出的u3为正负半周对称的占空比小于等于50％的方波，同 时u3滞后u1 D13Ts/2时间。图2左半部分为高频变压器折算到1端口的星形等效电路和三角 形等效电路。所有2,3端口不带上标“'”的电气量均为折算到1端口后的折算值，具体折算 方法见前文所述。
多重移相调制模型预测控制框图如图3所示。
多重移相调制模型预测控制可以分为两个部分。第一部分为多重移相调制策略，即通过 2,3端口的电压电流计算出端口传输功率Po2,Po3，3端口电压传输比k3。然后计算前述式(1) 的数值解，得到使效率最优的3端口H桥桥内移相占空比DH3。因为式(1)表示的问题较为复 杂，一个开关周期内无法完成计算，因此通常考虑先离线计算结果，在控制的时候通过查表 得到DH3。该部分具体为：
1)离线确定系统参数
离线测量高频隔离变压器三个绕组的电阻RCu1,RCu2,RCu3，通过绕组电阻和开关管导通电 阻Ron计算三个端口变压器铜耗与开关管通态损耗的等效电阻：
Figure BDA0002745798140000041
根据下式(1)计算得到三角形等效电路的三个支路电阻R12,R13,R23；离线测量高频变压器三个 绕组漏感，折算并根据式(1)计算得到高频隔离变压器电感Ls；根据PET各端口电容标称值， 折算后确定PET三个端口的直流稳压电容C1,C2,C3；
Figure BDA0002745798140000042
2)实时在线测量PET2端口和3端口的电压和电流，并计算折算到1端口的折算值V2,Io2,V3,Io3，同时计算2,3端口的功率Po2＝V2×Io2和Po3＝V3×Io3；
(3)根据实时传输功率Po2和Po3确定使损耗最小的桥内移相占空比DH3；DH3通过解如下非线性优化问题得到：
Figure BDA0002745798140000043
其中，PLoss代表铜耗与开关管通态损耗的计算值，P2,Po2分别代表PET2端口计算功率和实际 功率，P3,Po3分别代表PET3端口计算功率和实际功率，向量x＝[DH3,D12,D13]，X为向量x的 约束范围：
Figure BDA0002745798140000051
其中
Figure BDA0002745798140000052
损耗和端口功率的计算值与x的关系由下式得到：
Figure BDA0002745798140000053
其中M代表傅里叶级数的阶数，M越大计算值越准确，ωs＝2πfs(fs为开关频率)。I12(m),I23(m),I31(m)代表三角形等效电路中支路电流的m次谐波有效值，U1(m),U2(m),U3(m)代表三角形等效电路中 电压的m次谐波有效值，由下式得到：
Figure BDA0002745798140000054
多重移相调制策略下的效率优化结果如图4所示。
图4左半部分为在不同3端口电压比k3和3端口传输功率下，优化前和优化后的损耗对 比；右半部分为在不同3端口电压比k3和3端口传输功率下，优化策略所确定的最优桥内移 相角DH3。从图中可以看出，本发明所提出的效率优化策略确实可以在端口电压不匹配的场 景下，降低PET的损耗，且k3越大，效率优化策略对于损耗的降低越明显，优化效果越好。
第二个部分为模型预测控制策略，根据直流端口的电压控制目标
Figure BDA0002745798140000055
和储能端口的控制 目标
Figure BDA00027457981400000512
或
Figure BDA0002745798140000056
采用式(6)计算得到直流电流标幺值
Figure BDA0002745798140000057
与
Figure BDA0002745798140000058
再通过解式(7)的数值解，得到 D12和D13。同样的，此处的式(7)也可以通过离线解算结果，在线查表的方式实现。
第二部分具体为：
4)根据直流端口的电压控制目标
Figure BDA00027457981400000513
和储能端口的控制目标
Figure BDA00027457981400000514
或
Figure BDA0002745798140000059
(分别对应SOC 的不同状态)，采用模型预测控制确定D12和D13，具体方法为：
定义直流电流标幺值为
Figure BDA00027457981400000510
和
Figure BDA00027457981400000511
由下式计算得到：
Figure BDA0002745798140000061
其中，Ibase为标幺化电流基值，λ为储能端口控制模式，λ＝1、0分别代表储能端口为电压或 电流控制模式；当λ＝0时，采用一个电流补偿积分环节补偿恒流控制的静态误差，积分环节 的参数为ki，s代表拉普拉斯算子；在得到
Figure BDA0002745798140000062
和
Figure BDA0002745798140000063
后，再通过求如下问题计算得到桥间移相 占空比D12和D13：
Figure BDA0002745798140000064
其中，f(x)与g(x)的表达式如下：
Figure BDA0002745798140000065
其中，DH3由步骤3)得到，通过计算式(7)的解可以得到唯一确定的D12和D13。当目标
Figure BDA0002745798140000066
或
Figure BDA0002745798140000067
过大时，D12与D13则取满足式(7)中不等式约束的边界值。
以上所述仅是本发明的优选实施方案，应当指出，在不脱离本发明技术原理的前提下， 还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法，其特征在于，所述三端口电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)的1,2,3端口分别连接直流母线、直流负载和储能设备，三个端口分别通过直流稳压电容C1,C′2,C′3稳压，电压分别为V1,V′2,V′3，各端口通过H全桥连接到三绕组高频隔离变压器的三个交流端口，三个交流端口电压分别为u1,u′2,u′3，高频隔离变压器的1端口绕组与2,3端口绕组的电压比分别为1:n2,1:n3，高频隔离变压器的1,2,3端口绕组漏感分别为L1,L′2,L′3，1,2,3端口损耗等效电阻分别为R1,R′2,R′3；将带上标“'”的2,3端口电气量实际值折算到1端口即令Vx＝V′x/nx,
Figure FDA0003470629960000011
ux＝u′x/nx,ix＝i′xnx,
Figure FDA0003470629960000012
其中x＝2,3；定义高频隔离变压器的2,3端口到1端口的电压传输比分别为k2＝V2/V1，k3＝V3/V1，直流负载端口采用恒电压控制，k2＝1；选取储能设备的额定电压保持k3≥1，达到损耗最小的目标；
三绕组隔离变压器等效为三角形等效电路，等效电路的每条支路等效为电阻加电感，通过下式计算得到：
Figure FDA0003470629960000013
其中，R1,R2,R3分别为高频隔离变压器的1,2,3端口变压器铜耗与开关管通态损耗的等效电阻，支路电感L12,L23,L31分别决定了1,2端口间、2,3端口间和1,3端口间的最大传输功率，设计高频隔离变压器漏感，使
Figure FDA0003470629960000014
确保各端口之间的功率传输能力相同；三角形等效电路的三个端点处电压分别为u1,u2,u3；
所述多重移相调制方法为：所有开关器件的开关周期均为Ts，所有H全桥的同一桥臂上的两个开关管导通状态相反且所有开关管的导通角度均为180°；对于电压稳定的1,2端口H桥，处于同一通路的两个开关管采用相同的驱动信号驱动，调制出的u1,u2均为正负半周对称的50％占空比的方波，u1滞后u2D12Ts/2时间；
对于电压波动的3端口H全桥，处于同一通路的两个开关管驱动信号错开DH3Ts/2的时间，调制出的u3为正负半周对称的占空比小于等于50％的方波，同时u3滞后u1D13Ts/2时间；其中D12为1,2端口H桥桥间移相占空比，D13为1,3端口H桥桥间移相占空比：DH3为3端口H桥桥内移相占空比；
所述的多重移相模型预测控制方法通过测量当前开关周期的PET的状态，确定下一个开关周期的D12，D13和DH3；具体包括如下步骤：
(1)离线确定系统参数
离线测量高频隔离变压器三个绕组的电阻RCu1,RCu2,RCu3，通过绕组电阻和开关管导通电阻Ron计算三个端口变压器铜耗与开关管通态损耗的等效电阻：
Figure FDA0003470629960000021
计算得到三角形等效电路的三个支路电阻R12,R23,R31,；离线测量高频变压器三个绕组漏感，折算并计算得到高频隔离变压器电感Ls；根据PET各端口电容标称值，折算后确定PET三个端口的直流稳压电容C1,C2,C3；
(2)实时在线测量PET2端口和3端口的电压和电流，并计算折算到1端口的折算值V2,Io2,V3,Io3，同时计算2,3端口的功率Po2＝V2×Io2和Po3＝V3×Io3；
(3)根据实时传输功率Po2和Po3确定使损耗最小的桥内移相占空比DH3；DH3通过解如下非线性优化问题得到：
Figure FDA0003470629960000022
其中，PLoss代表铜耗与开关管通态损耗的计算值，P2,Po2分别代表PET2端口计算功率和实际功率，P3,Po3分别代表PET3端口计算功率和实际功率，向量x＝[DH3,D12,D13]，X为向量x的约束范围：0≤α3＜π、
Figure FDA0003470629960000023
其中α3＝DH3π/2,
Figure FDA0003470629960000024
损耗和端口功率的计算值与x的关系由下式得到：
Figure FDA0003470629960000025
其中M代表傅里叶级数的阶数，ωs＝2πfs，fs为开关频率；I12(m),I23(m),I31(m)代表三角形等效电路中支路电流的m次谐波有效值，U1(m),U2(m),U3(m)代表三角形等效电路中电压的m次谐波有效值，由下式得到：
Figure FDA0003470629960000031
(4)根据直流端口的电压控制目标
Figure FDA0003470629960000032
和储能端口的控制目标
Figure FDA0003470629960000033
或
Figure FDA0003470629960000034
采用模型预测控制确定D12和D13；
所述的步骤(4)具体方法为：
定义直流电流标幺值为
Figure FDA0003470629960000035
和
Figure FDA0003470629960000036
由下式计算得到：
Figure FDA0003470629960000037
其中，Ibase为标幺化电流基值，λ为储能端口控制模式，λ＝1、0分别代表储能端口为电压或电流控制模式；当λ＝0时，采用一个电流补偿积分环节补偿恒流控制的静态误差，积分环节的参数为ki，s代表拉普拉斯算子；在得到
Figure FDA0003470629960000038
和
Figure FDA0003470629960000039
后，再通过求如下问题计算得到桥间移相占空比D12和D13：
Figure FDA00034706299600000310
其中，f(x)与g(x)的表达式如下：
Figure FDA00034706299600000311
其中，DH3由步骤(3)得到，通过计算式(7)的解可以得到唯一确定的D12和D13。
2.根据权利要求1所述的三端口电力电子变压器的多重移相模型预测控制方法，其特征在于：当目标
Figure FDA00034706299600000312
或
Figure FDA00034706299600000313
过大时，D12与D13则取满足式(7)中不等式约束的边界值。
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