CN114244139B - 一种多绕组高频磁耦合变流器及其功率解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了本发明提出了一种多绕组高频磁耦合变流器及其功率解耦控制方法，多绕组高频磁耦合变流器包括n绕组高频变压器、n条LC谐振支路、n个单相全/半桥变流器和n个直流侧支撑电容；功率解耦控制方法包括以下步骤：根据n绕组高频磁耦合变流器的T型等效电路的结点电压方程，得到励磁电压；将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除得到绕组电流；将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率；根据各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式。本发明用LC谐振支路代替物理电路中的电抗器，利用电容的隔直特性消除直流偏置，进而避免变压器磁路饱和。

Description

一种多绕组高频磁耦合变流器及其功率解耦控制方法

技术领域

本发明属于电力电子电能变换技术领域，涉及一种多绕组高频磁耦合变流器及其功率解耦控制方法。

背景技术

新能源的开发与利用得到了越来越多的关注，同时也给电力设备提出了新的挑战。一方面，随着新能源汽车的普及，城市中压等级的交直流电能变换及多端口的需求日益增长，而需求旺盛的市中心和小区等地，由于其空间的局限性和人口的密集型，要求尽可能地减少电能变换设备的体积和重量的同时提高安全性，因此，模块化、小型化的隔离型变换器成为业界关注的焦点。另一方面，随着分布式新能源发电的蓬勃发展，家用电能路由器成为一种面向未来的变换器，为了提高用电的可靠性和经济性，要求家用电能路由器具有小型化，各端口间互相隔离以及功率调节的特点。

目前已提出的高频磁耦合电路拓扑是一种有潜力的解决方案。高频磁耦合电路是以一个以多绕组高频变压器为核心部件的直流-直流变换器，其直流端口可以连接无源负载、直流源或整流器等。磁耦合电路通过高频变压器实现了各个端口之间的磁隔离，提高了变换器的可靠性。高频变压器的工作频率远高于传统的工频变压器，其体积和重量得以大幅度缩减，与此相关的无源器件(如电感、电容)也因工作频率提高而极大程度地缩减了体积和重量。

然而，该变流器仍存在两项技术问题，即直流偏磁和功率耦合。直流偏磁问题源于变流器动稳态运行过程中不对称波形导致的磁路饱和。功率耦合来自于共用磁路引入的各端口功率潮流强关联。

发明内容

本发明提出了一种多绕组高频磁耦合变流器及其功率解耦数学模型和闭环控制方法，针对磁路饱和问题，用LC谐振支路代替物理电路中的电抗器，利用电容的隔直特性消除直流偏置，进而避免变压器磁路饱和。

本发明的目的是由以下技术方案实现的：

一种多绕组高频磁耦合变流器，包括n绕组高频变压器、n条LC谐振支路、n个单相全/半桥变流器和n个直流侧支撑电容；n绕组变压器每个绕组的接线端子均串联一个LC谐振支路，每个LC谐振支路的另一端连接单相全/半桥变流器，每个单相全/半桥变流器连接一个直流侧支撑电容。

一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，包括以下步骤：

根据n绕组高频磁耦合变流器的T型等效电路的结点电压方程，得到励磁电压；

将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除得到绕组电流；

将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率；

根据各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式。

作为本发明的进一步改进，由T型等效电路的结点电压方程，得到励磁电压的表达式为：

其中，V′_i为各等效方波电压源折算前的幅值；V_i为各端口方波电压折算到端口1之后的幅值；设端口i相对端口1的变比为1：k_i，则V_i＝k_iV′_i，i_i为各端口折算到端口1后的电流R_i为各端口折算到端口1后的等效电阻/>X_i为各端口折算到端口1后的等效电抗/>通过适当设计外加电感令其在各绕组间均相等，X_i＝X，R_i＝R；V₀为励磁电压；X_m,R_m为多绕组变压器的励磁电抗和等效电阻。

作为本发明的进一步改进，将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除得绕组电流的表达式为：

其中z_i为各绕组的等效电抗(z_i＝R+jX)，

将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率S_i，考虑到参与计算的电压和电流成分均为幅值，乘以系数a换算成有效值，则视在功率表达式为：

作为本发明的进一步改进，把端口功率等效为端口方波电压的基波分量与绕组电流基波分量的乘积，端口方波电压用基波分量表示为：

其中，ω_s为开关频率对应的角频率；θ_i为端口i相对于基准方波电压的移相角；

各基波电压用相量形式表示为：

其中

励磁电压用相量形式表示为：

在功率的分配过程中，将电压表达式代入视在功率表达式并提取有功功率成分，得各绕组有功功率精确表达式：

其中

作为本发明的进一步改进，当开关器件的开关频率接近但不等于串联LC支路的谐振频率，各端口电压折算至统一端口后折算值相等时，各绕组有功功率近似表达式为：

其中，

作为本发明的进一步改进，当各支路等效电阻不相等，且各支路等效电阻R_i远小于n倍励磁电阻nR_m时，各绕组有功功率近似表达式为：

其中，p_i为端口i发出的功率，R_i为端口i的等效电阻，X为端口i的等效电抗，k_i为端口1相对端口i的变比，V_ci为端口i的直流侧电容电压，V_qi为端口i的方波电压Q轴分量。

作为本发明的进一步改进，还包括闭环控制方法，其包括：

当直流侧与直流源或整流器相连时，P_i ^*为有源端口功率指令值，V_i为直流侧电压实际值，I_i为直流侧电流实际值；LPF为低通滤波器，V_i与滤波后的I_i相乘得到功率实际值；K_P为超前补偿环节的增益系数，当中z<p时为超前补偿环节，其目的是补偿低通滤波器造成的相位延迟，其输出值与功率前馈值、PI输出值相加得到功率指令P′_i；或者，

当直流侧与无源负载相连时，V_ci ^*为负载端口直流电压指令值，V_ci为直流电压实际值；指令值与实际值相减得到电压差值，差值通过PI调节器的输出值与功率前馈值相加得到功率指令P′_i；

功率指令P′_i与比例系数K相乘后输出方波电压Q轴分量V_qi；基于公式得V_di，根据公式v_i＝V_disinωt+V_qicosωt得交流电压v_i，通过符号函数将v_i转换为开关信号g_s，从而自由控制各端口有功功率。

作为本发明的进一步改进，所述方波电压Q轴分量直接转换为移相角以产生开关信号。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

与现有同类变流器相比，本发明提出的功率解耦数学模型及闭环控制方法，在一定条件下，实现了多绕组高频磁耦合变流器各端口之间功率的自由流通，有效地整合不同形式的功率，解决了交直流多端口混合方面的技术难题。技术优势是多端口功率解耦、高效率。多端口功率解耦体现在：将共用磁路引入的各端口强关联功率进行解耦，实现任意端口的、不同形式功率间的自由流通，极大地提高了功率调节的灵活性。高效率体现在：变流器模块中的每条支路均串联了LC谐振腔，可实现软开关操作，并在满足移相控制精度的条件使硬关断时刻的电流接近于零值，降低了能量通道的功率损耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为n绕组高频磁耦合电路；

图2为n绕组高频磁耦合变流器的T型等效电路；

图3为基于有功功率近似表达式的闭环控制框图；

图4为三端口电力电子变压器拓扑图；

图5所示为稳态波形图，图5(a)为负载端口直流侧电容电压，端口一发出功率，端口二发出功率，端口三发出功率。图5(b)为端口一方波电压，端口一的谐振电流，端口二的方波电压，端口二的谐振电流。

图6所示为动态波形图，图6(a)为负载端口直流侧电容电压，端口一发出功率，端口二发出功率，端口三发出功率。图6(b)为端口一的方波电压，端口一的谐振电流，端口二的谐振电流，端口的三谐振电流。

具体实施方式

为了使本发明的目的和技术方案更加清晰和便于理解。以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步的详细说明，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并非用于限定本发明。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

下面将结合附图及具体的实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明的范围。

针对现有技术的问题，本发明提出了一套解决方案。首先，针对磁路饱和问题，用LC谐振支路代替物理电路中的电抗器，利用电容的隔直特性消除直流偏置，进而避免变压器磁路饱和；其次，对于端口功率强耦合的状况，提出了变流器功率解耦数学模型和闭环控制算法。

以下分别进行介绍多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦数学模型和闭环控制方法。

一、磁耦合电路的功率解耦数学模型

为解释本发明的工作原理，以图1所示的n绕组高频磁耦合电路为例进行说明。核心电路由n绕组高频变压器、n条LC谐振支路、n个单相全桥变流器和n个直流侧支撑电容组成。单相全桥变流器为高频变压器提供方波电压。LC谐振支路利用自身的带通特性滤除绕组的直流偏置和谐波电流，使绕组电流波形为准正弦波。应当理解，单相全桥变流器可替换为单相半桥变流器，此处仅以单相全桥变流器为例进行说明；高频变压器各绕组的变比可根据需要任意设定，同时其绕组数目也可以自由扩展。本发明将依据各绕组变比折算后的等效模型对磁耦合电路的功率解耦控制方法开展详细推导。

n绕组高频磁耦合变流器的T型等效电路如图2所示。(V′_i)为各等效方波电压源折算前的幅值；(V_i)为各端口方波电压折算到端口1之后的幅值。设端口i相对端口1的变比为1：k_i，则V_i＝k_iV′_i。相同地，i_i为各端口折算到端口1后的电流R_i为各端口折算到端口1后的等效电阻/>(X_i)为各端口折算到端口1后的等效电抗可通过适当设计外加电感令其在各绕组间均相等(即X_i＝X，R_i＝R)；(V₀)为励磁电压；(X_m,R_m)为多绕组变压器的励磁电抗和等效电阻。如无特殊说明，各参数均按折算后的值进行计算。列写T型等效电路的结点电压方程，可得到励磁电压的表达式为：

将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除便可得绕组电流的表达式为：

其中(z_i)为各绕组的等效电抗(z_i＝R+jX).

将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率(S_i)，考虑到参与计算的电压和电流成分均为幅值，故乘以系数0.5换算成有效值，则视在功率表达式为：

本方法的第一个前期条件是开关频率接近但不等于谐振频率。由于开关频率接近谐振频率，每个绕组的端口电流为频率接近开关频率的准正弦波。故可把端口功率等效为端口方波电压的基波分量与绕组电流基波分量的乘积。端口方波电压用基波分量表示为：

其中ω_s为开关频率对应的角频率；θ_i为端口i相对于基准方波电压的移相角，此处基准方波可任意设置，并无需与任何一个端口的方波电压同相位。

为了表征各绕组方波电压基波分量的相移角，各基波电压用相量形式表示为：

其中，

励磁电压用相量形式表示为：

在功率的分配过程中，重点关心有功功率的部分，因此将上述电压表达式代入视在功率表达式并提取有功功率成分，可得各绕组有功功率精确表达式：

其中

本方法的第二个前提条件是各端口电压折算值相等(V₁＝V₂＝…＝V_n)。具体如下：由于各绕组的工作频率接近且不等于串联LC支路的谐振频率，因此各端口方波电压的相移角较小，则sinθ_i≈θ_i，代入基波电压Q轴分量表达式可得由于变压器不是储能元件，各端口功率之和为零，吸收功率的端口相角滞后(或超前)，发出功率的端口相角超前(或滞后)，则∑θ_i≈0。当各端口电压的折算值相等，即V_i相等时，∑V_qi≈0，即各绕组基波电压Q轴分量之和近似为零(V_∑q≈0)。此外，由于移相角θ_i较小，cosθ_i≈1，/>因此在实际工程中，D轴分量之和为几乎不随功率变化的常数值/>此外，实际变流器各支路的等效电阻远小于励磁电阻(R＜＜nR_m)，同时各支路等效电抗远小于励磁电抗(X＜＜nX_m)。

代入简化条件后相关量的值为：

将上述相关量代入有功功率精确表达式，可得各绕组有功功率近似表达式为：

上述推导过程中认为各绕组等效电阻相等，当等效电阻不相等，并满足各各支路等效电阻远小于励磁电阻(R_i＜＜R_m)时，各绕组有功功率近似表达式为：

应当理解，本方法需满足开关器件的开关频率接近但不等于串联LC支路的谐振频率、各端口电压折算至统一端口后折算值相等这两个条件，基于上述条件才能得到最终的有功功率近似表达式。由有功功率的近似表达式可知，各绕组有功功率与自身方波电压Q轴分量近似为线性关系。各方波变流器输出至高频变压器的有功功率可通过调节方波电压的Q轴分量自由控制，据此设计闭环控制方法。

二、闭环控制方法：

图3为基于有功功率近似表达式的闭环控制框图。根据变流器直流侧外接有源或无源端口分两种情况设计控制方法。当直流侧与直流源或整流器相连时，选择开关置1；当直流侧与无源负载相连时，选择开关置2。

对于情况1，P_i ^*为有源端口功率指令值，V_i为直流侧电压实际值，I_i为直流侧电流实际值。LPF为低通滤波器，目的是滤除电流中的开关次谐波。V_i与滤波后的I_i相乘得到功率实际值。K_P为超前补偿环节的增益系数，当中z<p时为超前补偿环节，其目的是补偿低通滤波器造成的相位延迟，其输出值与功率前馈值、PI输出值相加得到功率指令P′_i。

对于情况2，V_ci ^*为负载端口直流电压指令值，V_ci为直流电压实际值。指令值与实际值相减得到电压差值，该差值通过PI调节器的输出值与功率前馈值相加得到功率指令P′_i。

功率指令P′_i与比例系数K相乘后输出方波电压Q轴分量V_qi。基于公式可得V_di，根据公式v_i＝V_disinωt+V_qicosωt可得交流电压v_i，通过符号函数将v_i转换为开关信号g_s，从而实现自由控制各端口有功功率。应当理解，此处由方波电压Q轴分量转换为开关信号的方式并不限定，可以是将Q轴分量直接转换为移相角以产生开关信号。

以下结合具体实例进行详细说明。

以图4所示的三端口电力电子变压器为例对闭环控制方法进行说明。应当理解，该结构并不用于限定本发明。该系统由2个直流源、原边2个绕组，副边1个绕组共3个绕组的高频变压器、3条LC谐振支路、3个单相全桥电路组成。其电压电流方向如图4所示。

谐振腔的电感L、电容C的设计原则是：首先实现原副边开关管的软开关即零电压导通(ZVS)，在此前提下增大方波电压移相角范围。各个端口的谐振腔参数保持一致。系统工作于过谐振状态，即开关频率大于谐振频率。相较于欠谐振状态，工作于过谐振的优点是在实现ZVS的同时能扩大方波电压的移相角范围，达到更精确的功率解耦控制效果。

正常工作时，高频变压器原边两个端口(O₁、O₂)与直流源相连，副边一个端口(O₃)连接电阻型负载，三个绕组分别通过三个单相全桥产生幅值为正负直流电压的方波电压，基于功率与方波电压Q轴分量的线性关系，便能产生具有特定相位的方波电压，实现各个端口功率的解耦控制。

以上述思路设计的三端口电力电子变压器的参数汇集在表1中，据此搭建的实验平台完全达到了预期设计目标并实现了控制功能。实验结果汇集在图5、图6中。

表1三端口变换器具体参数

图5所示为稳态波形图，其中图5(a)中波形分别是负载端口直流侧电容电压V_c3，端口一发出功率P₁，端口二发出功率P₂，端口三发出功率P₃。图5(b)中波形分别是端口一方波电压v₁，端口一谐振电流i₁，端口二方波电压v₂，端口二谐振电流i₂。电压、电流参考方向均与图4一致。工作在稳态时，端口一发出功率1500w，端口二吸收功率500w，端口三吸收功率1000w，各端口谐振电流为准正弦波形，并均能实现ZVS软开关。

图6所示为动态波形图，其中图6(a)中波形分别是负载端口直流侧电容电压V_c3，端口一发出功率P₁，端口二发出功率P₂，端口三发出功率P₃。图6(b)中波形分别是端口一方波电压v₁，端口一谐振电流i₁，端口二谐振电流i₂，端口三谐振电流i₃。仿真起始阶段，端口一发出功率1000w，端口二吸收功率500w，端口三吸收功率500w；当负载电阻又20欧阶跃至10欧，端口三负载吸收功率由500w阶跃至1000w，此时端口二吸收功率500w不变，端口一发出功率由1000w阶跃至1500w；在0.01秒后，端口二由吸收功率500w阶跃至发出功率500w。在整个实验过程中，系统能够按指令快速控制各端口功率，并能很好地稳定负载端口直流侧电压，证明了其较好的功率解耦控制能力及电压均衡能力。

以上，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，所属领域的普通技术人员依然可以对本发明的具体实施方案进行修改或者等同替换，而这些并未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，包括n绕组高频变压器、n条LC谐振支路、n个单相全/半桥变流器和n个直流侧支撑电容；n绕组变压器每个绕组的接线端子均串联一个LC谐振支路，每个LC谐振支路的另一端连接单相全/半桥变流器，每个单相全/半桥变流器连接一个直流侧支撑电容；

所述功率解耦控制方法，包括以下步骤：

根据n绕组高频磁耦合变流器的T型等效电路的结点电压方程，得到励磁电压；

将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除得到绕组电流；

将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率；

根据各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式；

各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式具体包括：

当开关器件的开关频率接近但不等于串联LC支路的谐振频率，各端口电压折算至统一端口后折算值相等时，各绕组有功功率近似表达式为：

2.根据权利要求1所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，

由T型等效电路的结点电压方程，得到励磁电压的表达式为：

其中，V′_i为各等效方波电压源折算前的幅值；V_i为各端口方波电压折算到端口1之后的幅值；设端口i相对端口1的变比为1：k_i，则V_i＝k_iV′_i，i_i为各端口折算到端口1后的电流R_i为各端口折算到端口1后的等效电阻/>X_i为各端口折算到端口1后的等效电抗/>通过适当设计外加电感令其在各绕组间均相等，X_i＝X，R_i＝R；V₀为励磁电压；X_m,R_m为多绕组变压器的励磁电抗和等效电阻。

3.根据权利要求1所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，

将各绕组方波电压与励磁电压做差，并与各支路的等效电抗相除得绕组电流的表达式为：

其中z_i为各绕组的等效电抗(z_i＝R+jX)，

将电流的共轭与方波电压相乘便可得到各绕组的视在功率S_i，考虑到参与计算的电压和电流成分均为幅值，乘以系数a换算成有效值，则视在功率表达式为：

4.根据权利要求1所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式具体包括：

把端口功率等效为端口方波电压的基波分量与绕组电流基波分量的乘积，端口方波电压用基波分量表示为：

其中，ω_s为开关频率对应的角频率；θ_i为端口i相对于基准方波电压的移相角；

各基波电压用相量形式表示为：

励磁电压用相量形式表示为：

在功率的分配过程中，将电压表达式代入视在功率表达式并提取有功功率成分，得各绕组有功功率精确表达式：

其中

5.根据权利要求1所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，各绕组的视在功率计算得各绕组有功功率近似表达式具体包括：

当各支路等效电阻不相等，且各支路等效电阻R_i远小于n倍励磁电阻nR_m时，各绕组有功功率近似表达式为：

其中，p_i为端口i发出的功率，R_i为端口i的等效电阻，X为端口i的等效电抗，k_i为端口1相对端口i的变比，V_ci为端口i的直流侧电容电压，V_qi为端口i的方波电压Q轴分量。

6.根据权利要求1所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，还包括闭环控制方法，其包括：

当直流侧与直流源或整流器相连时，P_i ^*为有源端口功率指令值，V_i为直流侧电压实际值，I_i为直流侧电流实际值；LPF为低通滤波器，V_i与滤波后的I_i相乘得到功率实际值；K_P为超前补偿环节的增益系数，当中z＜p时为超前补偿环节，其目的是补偿低通滤波器造成的相位延迟，其输出值与功率前馈值、PI输出值相加得到功率指令P_i′；或者，

当直流侧与无源负载相连时，V_ci ^*为负载端口直流电压指令值，V_ci为直流电压实际值；指令值与实际值相减得到电压差值，差值通过PI调节器的输出值与功率前馈值相加得到功率指令P_i′；

功率指令P_i′与比例系数K相乘后输出方波电压Q轴分量V_qi；基于公式得V_di，根据公式v_i＝V_disinωt+V_qicosωt得交流电压v_i，通过符号函数将v_i转换为开关信号g_s，从而自由控制各端口有功功率。

7.根据权利要求6所述的一种多绕组高频磁耦合变流器的功率解耦控制方法，其特征在于，所述方波电压Q轴分量直接转换为移相角以产生开关信号。