CN106374451A

CN106374451A - 基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法

Info

Publication number: CN106374451A
Application number: CN201611035099.4A
Authority: CN
Inventors: 茆美琴; 施汉杰; 张榴晨; 张涛
Original assignee: Hefei University of Technology
Current assignee: Hefei University of Technology
Priority date: 2016-11-18
Filing date: 2016-11-18
Publication date: 2017-02-01
Anticipated expiration: 2036-11-18
Also published as: CN106374451B

Abstract

本发明公开了一种基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法，其特征是：能量路由器由四个H桥模块、双向buck/boost变换器模块BB1和BB2、四个外部串联电感和一个高频四绕组变压器共同组成；通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号；通过单移相调制的方式获得用于控制H桥模块中各全控功率器件通断的驱动信号。本发明同时集成光伏、储能、电网和具有不同电压等级的住宅负载，实现储能、电网的双向功率流动，实现最大化可再生能源利用、减少与电网间的功率交换、对储能的充放电、输入源使用优先级、各端口电压的控制以及系统内的功率平衡控制。

Description

基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法

技术领域

本发明涉及直流住宅领域，应用于集成了储能和可再生能源如光伏的直流住宅中，具体地说是涉及一种基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法。

背景技术

如今，随着可再生能源的渗透率越来越高，如何充分发挥其价值与效益成为了人们关注的焦点。利用微网集成可再生能源和储能是目前常用的一种方式。由于大部分可再生能源输出的为直流电，故利用直流微网来集成可再生能源将不需要交流微网中所需的DC/AC变换，从而减小面积和成本，并且无无功功率问题等。另一方面，住宅作为最大的能源用户之一，若采用可再生能源为其供电，将有利于实现节能减排。随着住宅中直流负载所占比例越来越高，若仍采用交流供电系统为其供电，则需相应的AC/DC变换，但在直流供电系统中，则无需变换就可以直接给直流负载供电，这将大大提高能源利用率和负载工作效率。因此，采用直流微网的智能直流住宅开始广受关注。

传统的集成可再生能源、储能和住宅负载以形成直流住宅微网的方法是通过多个两端口dc/dc变换器将其并联连接到公共直流母线上。但在这种结构中，每增加一个输入源或负载，都需增加相应的变换器，这将导致系统成本增加、结构复杂和能耗增大。此外，还需配备通信系统以实现对多个变换器的协调控制，这会使系统的可靠性降低，而多端口变换器则可解决上述的一系列问题。目前，应用于直流住宅中的多端口变换器拓扑主要分为非隔离型、隔离型和部分隔离型三大类。其中，部分隔离型拓扑结合了前两者的优点。然而，就现存的直流住宅用多端口变换器而言，要么是采用非隔离型拓扑但未考虑拓扑内含双向端口的情况，要么是采用隔离型拓扑但未考虑整个系统的多任务控制，而鲜有对于部分隔离型拓扑及其相应控制方法的研究。

发明内容

本发明是为了避免上述现有技术所存在的不足之处，提供一种基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法，以期同时集成光伏、储能、电网和具有不同电压等级的住宅负载，并能实现储能、电网的双向功率流动。控制对象是一种基于部分隔离型多端口变换器拓扑的直流住宅用能量路由器，通过采用多任务控制方法，能够同时实现最大化可再生能源利用、减少与电网间的功率交换、对储能的充放电、输入源使用优先级、各端口电压的控制以及系统内的功率平衡控制。

本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的结构特点是：

所述能量路由器具有六个双向端口，分别是第一端口、第二端口、第三端口、第四端口、第五端口和第六端口；所述第一端口、第三端口和第五端口一一对应为光伏连接端口、电网连接端口和蓄电池连接端口；光伏电池板经Boost变换器后与第一端口相连，电网经三相桥后与第三端口相连，蓄电池直接与第五端口相连；第二端口、第四端口和第六端口一一对应为48V负载端口、380V负载端口和24V负载端口；第一端口与第五端口之间，以及第二端口与第六端口之间分别通过电耦合集成，第一端口、第二端口、第三端口和第四端口之间通过磁耦合集成；

所述能量路由器由四个H桥模块、两个双向buck/boost变换器模块、四个外部串联电感和一个高频四绕组变压器共同组成；

所述四个H桥模块分别为模块H1、模块H2、模块H3和模块H4，记为模块Hi，i＝1,2,3,4；

所述两个双向buck/boost变换器模块分别为变换器模块BB1和变换器模块BB2；

所述四个外部串联电感分别为电感L₁₁、电感L₂₂、电感L₃₃和电感L₄₄，记为电感L_ii，i＝1,2,3,4；

所述高频四绕组变压器中包含一个公共铁芯和四个绕组，所述四个绕组分别为绕组G1、绕组G2、绕组G3和绕组G4，记为绕组Gi，i＝1,2,3,4；

所述模块Hi是由四个带有反并联二极管的全控功率器件S_i1、S_i2、S_i3、S_i4以及电容C_i共同组成；其中全控功率器件S_i1的集电极、全控功率器件S_i2的集电极以及电容C_i的一端共同连接到连接点O_i，全控功率器件S_i3的发射极、全控功率器件S_i4的发射极以及电容C_i的另一端共同连接到连接点N_i，全控功率器件S_i1的发射极与全控功率器件S_i3的集电极及电感L_ii的一端共同连接，电感L_ii的另一端与绕组Gi的一端相连，全控功率器件S_i2的发射极与全控功率器件S_i4的集电极及绕组Gi的另一端共同连接；

所述变换器模块BB1是由带有反并联二极管的全控功率器件S₅₁、S₅₂、电容C₅以及电感L₅共同组成；其中全控功率器件S₅₁的集电极连接到连接点O₁，全控功率器件S₅₁的发射极、全控功率器件S₅₂的集电极及电感L₅的一端共同连接，电感L₅的另一端与电容C₅的一端共同连接到连接点O₅，全控功率器件S₅₂的发射极与电容C₅的另一端共同连接到连接点N₁；

所述变换器模块BB2是由带有反并联二极管的全控功率器件S₆₁、S₆₂、电容C₆以及电感L₆共同组成；其中全控功率器件S₆₁的集电极连接到连接点O₂，全控功率器件S₆₁的发射极、全控功率器件S₆₂的集电极及电感L₆的一端共同连接，电感L₆的另一端与电容C₆的一端共同连接到连接点O₆，全控功率器件S₆₂的发射极与电容C₆的另一端共同连接到连接点N₂；

所述第一端口的正极端与连接点O₁相连，第一端口的负极端与连接点N₁相连；所述第二端口的正极端连接点O₂相连，第二端口的负极端与连接点N₂相连；所述第三端口的正极端与连接点O₃相连，第三端口的负极端与连接点N₃相连；所述第四端口的正极端与连接点O₄相连，第四端口的负极端与连接点N₄相连；所述第五端口的正极端与连接点O₅相连，第五端口的负极端与连接点N₁相连；所述第六端口的正极端与连接点O₆相连，第六端口的负极端与连接点N₂相连；

通过控制所述模块Hi中各全控功率器件的通断，能够同时控制第一端口输入功率大小、第二端口输出功率大小、第三端口输入或输出功率大小、第四端口输出功率大小，以及将第二端口和第四端口的端口电压分别稳定在48V和380V；

控制所述变换器模块BB1中全控功率器件S₅₁的占空比、并保持S₅₂为关断，从而控制蓄电池的充电电流大小，以此控制蓄电池的充电功率大小；

控制所述变换器模块BB1中全控功率器件S₅₂的占空比、并保持S₅₁为关断，从而控制蓄电池的放电电流大小，以此控制蓄电池的放电功率大小；

控制所述变换器模块BB2中全控功率器件S₆₁的占空比、并保持S₆₂为关断，从而控制第六端口的输出功率大小，并将第六端口的端口电压稳定在24V。

本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的控制方法的特点是：通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制所述变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号；通过单移相调制的方式获得用于控制所述模块Hi中各全控功率器件通断的驱动信号。

本发明控制方法的特点也在于：所述通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制所述变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号是按如下方式进行：

按如下方式获得所述变换器模块BB1中全控功率器件S₅₁、S₅₂的驱动信号Q₅₁、Q₅₂：

采样获得第五端口的电流采样值i₅；设定第五端口的电流参考值I_5ref，以I_5ref大于0表示蓄电池为放电状态，以I_5ref小于0表示蓄电池为充电状态，以I_5ref等于0表示蓄电池处在即不充电也不放电的状态；

对于电流参考值I_5ref大于0，将电流采样值i₅直接与电流参考值I_5ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将所述调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₅₂，设定驱动信号Q₅₁为0；

对于电流参考值I_5ref小于0，将电流采样值i₅直接与电流参考值I_5ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将所述调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₅₁，设定驱动信号Q₅₂为0；

对于电流参考值I_5ref等于0，设定所述驱动信号Q₅₁与Q₅₂均为0；

按如下方式获得所述变换器模块BB2中全控功率器件S₆₁、S₆₂的驱动信号Q₆₁、Q₆₂：

采样获得第六端口的电压采样值u₆，设定第六端口的电压参考值U_6ref；将电压采样值u₆与电压参考值U_6ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将所述调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₆₁，设定驱动信号Q₆₂为0。

本发明控制方法的特点也在于：通过单移相调制的方式获得用于控制所述模块Hi中全控功率器件S_i1、S_i2、S_i3、S_i4通断的驱动信号Q_i1、Q_i2、Q_i3、Q_i4是按如下步骤进行：

步骤1：通过采样分别获得第二端口的电压采样值u₂，以及第二端口的负载总电流采样值i_load2，设定第二端口的电压参考值U_2ref；将所述电压采样值u₂与电压参考值U_2ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成电容C₂的电流参考值I_C2ref，则第二端口的电流参考值I_2ref为：I_2ref＝i_load2+I_C2ref；由此获得第二端口输出功率值P₂为：P₂＝I_2ref×U_2ref；

步骤2：通过采样分别获得第四端口的电压采样值u₄，以及第四端口的负载总电流采样值i_load4，设定第四端口的电压参考值U_4ref；将所述电压采样值u₄与电压参考值U_4ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成电容C₄的电流参考值I_C4ref，则第四端口的电流参考值I_4ref为：I_4ref＝i_load4+I_C4ref；由此获得第四端口输出功率值P₄为：P₄＝I_4ref×U_4ref；

步骤3：通过采样获得第六端口的负载总电流采样值i_load6，则第六端口输出功率值P₆为：P₆＝i_load6×U_6ref；由此获得第二端口与第六端口的总输出功率值P₂₆为：P₂₆＝P₂+P₆；

步骤4：通过采样分别获得第一端口的电流采样值i₁、第一端口的电压采样值u₁、第五端口的电压采样值u₅，则：

第一端口输入功率值P₁为：P₁＝i₁×u₁；第五端口功率值P₅为：P₅＝u₅×I_5ref；由此获得第一端口与第五端口的总功率值P₁₅为：P₁₅＝P₁+P₅；

步骤5：设定第三端口功率值P₃；若P₃大于0，表示第三端口为输入功率，若P₃小于0，表示第三端口为输出功率，若P₃等于0，表示第三端口既不输出也不输入功率；

步骤6：利用第四端口输出功率值P₄、第二端口与第六端口的总输出功率值P₂₆、第一端口与第五端口的总功率值P₁₅，以及第三端口功率值P₃按式(1)所示的功率解耦算式求解获得移相角和

式(1)中：U₁'、U₂'、U₃'和U₄'分别为：

{U_{1}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{1}} U_{1 r e f}, {U_{2}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{2}} U_{2 r e f}, {U_{3}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{3}} U_{3 r e f}, {U_{4}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{4}} U_{4 r e f};

其中，N₁、N₂、N₃和N₄一一对应为绕组G1、绕组G2、绕组G3和绕组G4的匝数；

f_s为全控功率器件的开关频率；

定义：端口输出功率值为负值，端口输入功率值为正值，则第二端口输出功率值P₂、第四端口输出功率值P₄、第六端口输出功率值P₆均为负值，P₂<0，P₄<0，P₆<0；第一端口输入功率值P₁为正值，P₁>0；第三端口功率值P₃与第五端口功率值P₅均可正可负；

L₁₂、L₁₃、L₁₄、L₂₃、L₂₄与L₃₄分别为Δ等效电路中第一端口与第二端口、第一端口与第三端口、第一端口与第四端口、第二端口与第三端口、第二端口与第四端口、第三端口与第四端口之间的等效连接电感；

步骤7：利用步骤6中获得的移相角和通过单移相调制的方式获得全控功率器件S_i1与S_i4的驱动信号Q_i1与Q_i4，驱动信号Q_i1与Q_i4相同，驱动信号Q_i1的互补信号为驱动信号Q_i2，驱动信号Q_i2与Q_i3相同。

本发明控制方法的特点也在于：设定第二端口电压参考值U_2ref为48V，第四端口电压参考值U_4ref为380V，第六端口电压参考值U_6ref为24V。

本发明控制方法的特点也在于：按如下方式设定第三端口功率值P₃与第五端口电流参考值I_5ref，以此实现对光伏、蓄电池和电网三种输入源的使用优先级控制：

分别设定蓄电池容量SOC的上限值SOC_上、下限值SOC_下、蓄电池的最大允许放电电流I_dismax以及最大允许充电电流I_chmax，且I_dismax>0，I_chmax<0；

若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC≥SOC_上，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为0；

若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅≤|I_chmax|，则将第三端口功率值P₃设定为0，第五端口电流参考值I_5ref设定为(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅；

若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅>|I_chmax|，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为I_chmax；

若P₁<|P₄+P₂₆|，且SOC≤SOC_下，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为0；

若P₁<|P₄+P₂₆|，且SOC>SOC_下，且(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅≤I_dismax，则将第三端口功率值P₃设定为0，第五端口电流参考值I_5ref设定为(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅；

若P₁<|P₄+P₂₆|，且SOC>SOC_下，且(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅>I_dismax，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为I_dismax。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器中同时集成了光伏、储能和电网三种输入源，可实现仅让其中一种输入源为负载供电，或两种或三种输入源同时为负载供电，此外，还提供了三个具有不同电压等级的负载端口以适应不同直流住宅负载的需求，从而形成了采用直流微网和可再生能源供电的智能直流住宅，有利于实现节能减排；

2、本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器采用单个多端口dc/dc功率变换器取代传统方法中所需的多个分离的两端口dc/dc功率变换器，结构更加简单紧凑、所需功率变换器数量少、成本更低、尺寸更小、功率密度更高，端口与端口之间为单级功率变换，功率变换级数更少，能耗更小、效率更高；

3、本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器易于实现集中控制，而无需通信系统进行协调，因此可靠性更高；

4、本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器采用部分隔离型多端口变换器拓扑，结合了非隔离型和隔离型拓扑两者的优点，在提供必要电气隔离的同时，减少了所需全控功率器件的数量，降低了控制复杂度；

5、本发明基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的控制方法可同时实现多个控制任务，在保证负载用电需求的前提下，优先使用光伏为负载供电，其次使用蓄电池，最后使用电网，并在光伏输出功率剩余的条件下，优先将剩余功率存储到蓄电池中，其次再馈送到电网中，这样不仅可将电网作为最后一级备用以提高住宅供电可靠性，还能减少与电网间的功率交换从而减小对电网自身稳定运行的影响，除此以外，还能实现对可在生能源的就地消纳与最大化利用；

附图说明

图1为本发明能量路由器拓扑图；

图1a为本发明能量路由器中H桥模块结构示意图；

图2为本发明能量路由器的控制框图；

图3为本发明能量路由器中第五端口电流参考值I_5ref和第三端口功率值P₃设定流程图；

图4a为本发明能量路由器在第一种运行状态下的仿真结果波形图；

图4b为本发明能量路由器在第二种运行状态下的仿真结果波形图；

图4c为本发明能量路由器在第三种运行状态下的仿真结果波形图；

图4d为本发明能量路由器在第四种运行状态下的仿真结果波形图；

表1为本发明实施例中能量路由器在四种不同运行状态下第二端口、第四端口、第六端口所连负载设定值，以及第一端口输入功率值P₁设定值；

表2为本发明实施例中能量路由器在四种不同运行状态下第二端口、第四端口、第六端口的电压理论值，以及第三端口和第五端口的电流理论值；

表3为本发明实施例中能量路由器在四种不同运行状态下第二端口输出功率值P₂、第四端口输出功率值P₄、以及第六端口输出功率值P₆的理论值；

具体实施方式

参见图1，本实施例中基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的结构形式是：

能量路由器具有六个端口，且六个端口均为双向端口，分别是第一端口、第二端口、第三端口、第四端口、第五端口和第六端口；第一端口、第三端口和第五端口一一对应为光伏连接端口、电网连接端口和蓄电池连接端口；光伏电池板经Boost变换器后与第一端口相连，电网经三相桥后与第三端口相连，蓄电池直接与第五端口相连；第二端口、第四端口和第六端口一一对应为48V负载端口、380V负载端口和24V负载端口；第一端口与第五端口之间，以及第二端口与第六端口之间分别通过电耦合集成，第一端口、第二端口、第三端口和第四端口之间通过磁耦合集成。

能量路由器由四个H桥模块、两个双向buck/boost变换器模块、四个外部串联电感和一个高频四绕组变压器共同组成；其中：

四个H桥模块分别为模块H1、模块H2、模块H3和模块H4，记为模块Hi，i＝1,2,3,4；

两个双向buck/boost变换器模块分别为变换器模块BB1和变换器模块BB2；

四个外部串联电感分别为电感L₁₁、电感L₂₂、电感L₃₃和电感L₄₄，记为电感L_ii，i＝1,2,3,4；

高频四绕组变压器中包含一个公共铁芯和四个绕组，四个绕组分别为绕组G1、绕组G2、绕组G3和绕组G4，记为绕组Gi，i＝1,2,3,4；

参见图1a，本实施例中模块Hi是由四个带有反并联二极管的全控功率器件S_i1、S_i2、S_i3、S_i4以及电容C_i共同组成；其中全控功率器件S_i1的集电极、全控功率器件S_i2的集电极以及电容C_i的一端共同连接到连接点O_i，全控功率器件S_i3的发射极、全控功率器件S_i4的发射极以及电容C_i的另一端共同连接到连接点N_i，全控功率器件S_i1的发射极与全控功率器件S_i3的集电极及电感L_ii的一端共同连接，电感L_ii的另一端与绕组Gi的一端相连，全控功率器件S_i2的发射极与全控功率器件S_i4的集电极及绕组Gi的另一端共同连接。

图1所示的变换器模块BB1是由带有反并联二极管的全控功率器件S₅₁、S₅₂、电容C₅以及电感L₅共同组成；其中全控功率器件S₅₁的集电极连接到连接点O₁，全控功率器件S₅₁的发射极、全控功率器件S₅₂的集电极及电感L₅的一端共同连接，电感L₅的另一端与电容C₅的一端共同连接到连接点O₅，全控功率器件S₅₂的发射极与电容C₅的另一端共同连接到连接点N₁。

图1所示的变换器模块BB2是由带有反并联二极管的全控功率器件S₆₁、S₆₂、电容C₆以及电感L₆共同组成；其中全控功率器件S₆₁的集电极连接到连接点O₂，全控功率器件S₆₁的发射极、全控功率器件S₆₂的集电极及电感L₆的一端共同连接，电感L₆的另一端与电容C₆的一端共同连接到连接点O₆，全控功率器件S₆₂的发射极与电容C₆的另一端共同连接到连接点N₂。

图1所示的第一端口的正极端与连接点O₁相连，第一端口的负极端与连接点N₁相连；第二端口的正极端连接点O₂相连，第二端口的负极端与连接点N₂相连；第三端口的正极端与连接点O₃相连，第三端口的负极端与连接点N₃相连；第四端口的正极端与连接点O₄相连，第四端口的负极端与连接点N₄相连；第五端口的正极端与连接点O₅相连，第五端口的负极端与连接点N₁相连；第六端口的正极端与连接点O₆相连，第六端口的负极端与连接点N₂相连。

本实施例中，通过控制模块Hi中各全控功率器件的通断，能够同时控制第一端口输入功率大小、第二端口输出功率大小、第三端口输入或输出功率大小、第四端口输出功率大小，以及将第二端口和第四端口的端口电压分别稳定在48V和380V。

控制变换器模块BB1中全控功率器件S₅₁的占空比、并保持S₅₂为关断，从而控制蓄电池的充电电流大小，以此控制蓄电池的充电功率大小。

控制变换器模块BB1中全控功率器件S₅₂的占空比、并保持S₅₁为关断，从而控制蓄电池的放电电流大小，以此控制蓄电池的放电功率大小。

控制变换器模块BB2中全控功率器件S₆₁的占空比、并保持S₆₂为关断，从而控制第六端口的输出功率大小，并将第六端口的端口电压稳定在24V。

参见图2，本实施例中基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的控制方法是：

通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号；通过单移相调制的方式获得用于控制模块Hi中各全控功率器件通断的驱动信号。

如图2所示，本实施例中通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号是按如下方式进行：

按如下方式获得变换器模块BB1中全控功率器件S₅₁、S₅₂的驱动信号Q₅₁、Q₅₂：

采样获得第五端口的电流采样值i₅；设定第五端口的电流参考值I_5ref，以I_5ref大于0表示蓄电池为放电状态，以I_5ref小于0表示蓄电池为充电状态，以I_5ref等于0表示蓄电池处在即不充电也不放电的状态。

对于电流参考值I_5ref大于0，将电流采样值i₅直接与电流参考值I_5ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₅₂，本实施例中三角载波信号的频率取为20kHz，设定驱动信号Q₅₁为0。

对于电流参考值I_5ref小于0，将电流采样值i₅直接与电流参考值I_5ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₅₁，本实施例中三角载波信号的频率取为20kHz，设定驱动信号Q₅₂为0。

对于电流参考值I_5ref等于0，设定驱动信号Q₅₁与Q₅₂均为0。

按如下方式获得变换器模块BB2中全控功率器件S₆₁、S₆₂的驱动信号Q₆₁、Q₆₂：

采样获得第六端口的电压采样值u₆，设定第六端口的电压参考值U_6ref；将电压采样值u₆与电压参考值U_6ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成调制波信号，将调制波信号和一个峰峰值为2的三角载波信号经脉冲宽度调制后获得驱动信号Q₆₁，本实施例中三角载波信号的频率取为20kHz，设定驱动信号Q₆₂为0。

如图2所示，本实施例中通过单移相调制的方式获得用于控制模块Hi中全控功率器件S_i1、S_i2、S_i3、S_i4通断的驱动信号Q_i1、Q_i2、Q_i3、Q_i4是按如下步骤进行：

步骤1：通过采样分别获得第二端口的电压采样值u₂，以及第二端口的负载总电流采样值i_load2，设定第二端口的电压参考值U_2ref；将电压采样值u₂与电压参考值U_2ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成电容C₂的电流参考值I_C2ref，则第二端口的电流参考值I_2ref为：I_2ref＝i_load2+I_C2ref；由此获得第二端口输出功率值P₂为：P₂＝I_2ref×U_2ref。

步骤2：通过采样分别获得第四端口的电压采样值u₄，以及第四端口的负载总电流采样值i_load4，设定第四端口的电压参考值U_4ref；将电压采样值u₄与电压参考值U_4ref进行比较，比较得到的差值经PI调节器后形成电容C₄的电流参考值I_C4ref，则第四端口的电流参考值I_4ref为：I_4ref＝i_load4+I_C4ref；由此获得第四端口输出功率值P₄为：P₄＝I_4ref×U_4ref。

步骤3：通过采样获得第六端口的负载总电流采样值i_load6，则第六端口输出功率值P₆为：P₆＝i_load6×U_6ref；由此获得第二端口与第六端口的总输出功率值P₂₆为：P₂₆＝P₂+P₆。

步骤4：通过采样分别获得第一端口的电流采样值i₁、第一端口的电压采样值u₁、第五端口的电压采样值u₅，则：第一端口输入功率值P₁为：P₁＝i₁×u₁；第五端口功率值P₅为：P₅＝u₅×I_5ref；由此获得第一端口与第五端口的总功率值P₁₅为：P₁₅＝P₁+P₅。

步骤5：设定第三端口功率值P₃；若P₃大于0，表示第三端口为输入功率，若P₃小于0，表示第三端口为输出功率，若P₃等于0，表示第三端口既不输出也不输入功率。

式(1)中：U₁'、U₂'、U₃'和U₄'分别为：

{U_{1}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{1}} U_{1 r e f}, {U_{2}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{2}} U_{2 r e f}, {U_{3}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{3}} U_{3 r e f}, {U_{4}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{4}} U_{4 r e f};

其中，N₁、N₂、N₃和N₄一一对应为绕组G1、绕组G2、绕组G3和绕组G4的匝数，本实施例中取N₁∶N₂∶N₃∶N₄＝25∶12∶150∶95；U_1ref与U_3ref一一对应为第一端口的电压参考值和第三端口的电压参考值，本实施例中取U_1ref＝100V，U_3ref＝600V。

f_s为能量路由器中全控功率器件的开关频率，本实施例中所有全控功率器件的开关频率相同且均取为20kHz。

为全控功率器件S₁₁的驱动信号与全控功率器件S₂₁的驱动信号间的相位差；

为全控功率器件S₁₁的驱动信号与全控功率器件S₃₁的驱动信号间的相位差；

为全控功率器件S₁₁的驱动信号与全控功率器件S₄₁的驱动信号间的相位差；

为全控功率器件S₂₁的驱动信号与全控功率器件S₃₁的驱动信号间的相位差；

为全控功率器件S₂₁的驱动信号与全控功率器件S₄₁的驱动信号间的相位差；

为全控功率器件S₃₁的驱动信号与全控功率器件S₄₁的驱动信号间的相位差；

定义：端口输出功率值为负值，端口输入功率值为正值，则第二端口输出功率值P₂、第四端口输出功率值P₄、第六端口输出功率值P₆均为负值，P₂<0，P₄<0，P₆<0；第一端口输入功率值P₁为正值，P₁>0；第三端口功率值P₃与第五端口功率值P₅均可正可负。

L₁₂、L₁₃、L₁₄、L₂₃、L₂₄与L₃₄分别为Δ-等效电路中第一端口与第二端口、第一端口与第三端口、第一端口与第四端口、第二端口与第三端口、第二端口与第四端口、第三端口与第四端口之间的等效连接电感，L₁₂、L₁₃、L₁₄、L₂₃、L₂₄与L₃₄的值通过下列公式计算获得：

{L_{1}}^{'} = {(\frac{N_{1}}{N_{1}})}^{2} L_{1}, {L_{2}}^{'} = {(\frac{N_{1}}{N_{2}})}^{2} L_{2}, {L_{3}}^{'} = {(\frac{N_{1}}{N_{3}})}^{2} L_{3}, {L_{4}}^{'} = {(\frac{N_{1}}{N_{4}})}^{2} L_{4};

L_{T H 1} = {(\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}})}^{- 1}, L_{T H 2} = {(\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}})}^{- 1};

L_{T H 3} = {(\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}})}^{- 1}, L_{T H 4} = {(\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}})}^{- 1};

L_{12} = ({L_{1}}^{'} + L_{T H 1}) [{L_{2}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}}) + 1], L_{13} = ({L_{1}}^{'} + L_{T H 1}) [{L_{3}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}}) + 1];

L_{14} = ({L_{1}}^{'} + L_{T H 1}) [{L_{4}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}}) + 1], L_{23} = ({L_{2}}^{'} + L_{T H 2}) [{L_{3}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{4}}^{'}}) + 1];

L_{24} = ({L_{2}}^{'} + L_{T H 2}) [{L_{4}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{3}}^{'}}) + 1], L_{34} = ({L_{3}}^{'} + L_{T H 3}) [{L_{4}}^{'} (\frac{1}{L_{m}} + \frac{1}{{L_{1}}^{'}} + \frac{1}{{L_{2}}^{'}}) + 1];

L₁为绕组G₁自身的漏电感值与电感L₁₁的值之和，L₂为绕组G₂自身的漏电感值与电感L₂₂的值之和，L₃为绕组G₃自身的漏电感值与电感L₃₃的值之和，L₄为绕组G₄自身的漏电感值与电感L₄₄的值之和，本实施例中取L₁＝19.5e^-7H，L₂＝4.4928e^-7H，L₃＝7.02e^-5H，L₄＝2.8158e^-5H；

L₁'为L₁折算到第一端口侧后的值，L₂'为L₂折算到第一端口侧后的值，L₃'为L₃折算到第一端口侧后的值，L₄'为L₄折算到第一端口侧后的值，；

L_m为高频四绕组变压器的励磁电感值，本实施例中，因励磁电感值L_m远大于L₁、L₂、L₃和L₄，故取1/L_m≈0；

L_TH1为L₁折算到第一端口侧后的戴维南等效电感值，L_TH2为L₂折算到第一端口侧后的戴维南等效电感值，L_TH3为L₃折算到第一端口侧后的戴维南等效电感值，L_TH4为L₄折算到第一端口侧后的戴维南等效电感值；

步骤7：利用步骤6中求解得到的移相角和通过单移相调制的方式获得全控功率器件S_i1与S_i4的驱动信号Q_i1与Q_i4，驱动信号Q_i1与Q_i4相同，驱动信号Q_i1的互补信号为驱动信号Q_i2，驱动信号Q_i2与Q_i3相同；步骤6中同时得到的移相角和不需要使用。

本实施例中，设定第二端口电压参考值U_2ref为48V，第四端口电压参考值U_4ref为380V，第六端口电压参考值U_6ref为24V。

参见图3，本实施例中按如下方式设定第三端口功率值P₃与第五端口电流参考值I_5ref，以此实现对光伏、蓄电池和电网三种输入源的使用优先级控制：

依据所用蓄电池的产品规格分别设定蓄电池容量SOC的上限值SOC_上、下限值SOC_下、蓄电池的最大允许放电电流I_dismax以及最大允许充电电流I_chmax，且I_dismax>0，I_chmax<0；本实施例中取SOC_上＝100％，SOC_下＝20％，I_dismax＝15A，I_chmax＝-15A。

如图3所示，若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC≥SOC_上，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为0。

若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅≤|I_chmax|，则将第三端口功率值P₃设定为0，第五端口电流参考值I_5ref设定为(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅。

若P₁≥|P₄+P₂₆|，且SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅>|I_chmax|，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为I_chmax。

若P₁<|P₄+P₂₆|，且SOC≤SOC_下，则将第三端口功率值P₃设定为-P₁₅-P₂₆-P₄，第五端口电流参考值I_5ref设定为0。

若P₁<|P₄+P₂₆|，且SOC>SOC_下，且(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅≤I_dismax，则将第三端口功率值P₃设定为0，第五端口电流参考值I_5ref设定为(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅。

对本实施例中基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法的可行性进行Matlab仿真验证；仿真中，采用100V和600V两个直流电压源一一对应代替与第一端口相连的光伏电池板和Boost变换器、以及与第三端口相连的电网和三相桥；对能量路由器的四种不同运行状态进行了仿真验证，四种不同运行状态下蓄电池容量SOC均设置为80％；仿真结果分别如图4a、图4b、图4c和图4d所示，图4a、图4b、图4c和图4d中从上到下均依次为第二端口的电压采样值u₂、第六端口的电压采样值u₆、第四端口的电压采样值u₄、第五端口的电流采样值i₅和第三端口的电流采样值i₃的仿真波形。

参见图4a，按本实施例中控制方法，第二端口、第六端口和第四端口的端口电压基本上分别稳定在了48V、24V和380V，第五端口与第三端口的电流则分别约为6.318A和0A，这与表2所示能量路由器在第一种运行状态下第五端口与第三端口的电流理论值基本相符；表明当P₁<|P₄+P₂₆|，SOC>SOC_下，且(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅≤I_dismax时，如表3所示，也即当与第一端口相连的光伏电池板的输出功率值小于第二端口、第四端口和第六端口所连负载的总消耗功率值，蓄电池容量大于设定的下限值，且蓄电池放电电流未超过设定的最大允许放电电流时，首先通过蓄电池放电来满足负载需求，电网则既不提供也不吸收功率。

参见图4b，按本实施例中控制方法，第二端口、第六端口和第四端口的端口电压基本上分别稳定在了48V、24V和380V，第五端口与第三端口的端口电流则分别约为-3.731A和0A，这与表2所示能量路由器在第二种运行状态下第五端口与第三端口的电流理论值基本相符；表明当P₁≥|P₄+P₂₆|，SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅≤|I_chmax|时，如表3所示，也即当与第一端口相连的光伏电池板的输出功率值大于第二端口、第四端口和第六端口所连负载的总消耗功率值，蓄电池容量小于设定的上限值，且蓄电池的充电电流未超过设定的最大允许充电电流时，首先通过蓄电池充电来存储剩余功率，电网则既不提供也不吸收功率。

参见图4c，按本实施例中控制方法，第二端口、第六端口和第四端口的端口电压基本上分别稳定在了48V、24V和380V，第五端口与第三端口的端口电流则分别约为14.58A和1.046A，这与表2所示能量路由器在第三种运行状态下第五端口与第三端口的电流理论值基本相符；表明当P₁<|P₄+P₂₆|，SOC>SOC_下，且(-P₁-P₄-P₂₆)/u₅>I_dismax时，如表3所示，也即当与第一端口相连的光伏电池板的输出功率值小于第二端口、第四端口和第六端口所连负载的总消耗功率值，蓄电池容量大于设定的下限值，且蓄电池的放电电流超过设定的最大允许放电电流时，首先蓄电池始终保持以最大允许放电电流放电来提供功率以满足负载需求，其次电网也为能量路由器供电以提供余下不足功率，从而满足负载需求。

参见图4d，按本实施例中控制方法，第二端口、第六端口和第四端口的端口电压基本上分别稳定在了48V、24V和380V，第五端口与第三端口的端口电流则分别约为-15.39A和-2.755A，这与表2所示能量路由器在第四种运行状态下第五端口与第三端口的电流理论值基本相符；表明当P₁≥|P₄+P₂₆|，SOC<SOC_上，且(P₁+P₄+P₂₆)/u₅>|I_chmax|时，如表3所示，也即当与第一端口相连的光伏电池板的输出功率值大于第二端口、第四端口和第六端口所连负载的总消耗功率值，蓄电池容量小于设定的上限值，且蓄电池的充电电流超过设定的最大允许充电电流时，首先蓄电池始终保持以最大允许充电电流充电以存储剩余功率，其次再将能量路由器内余下剩余功率馈送到电网中。

由图4a～图4d所示的仿真结果可以看出，按本实施例中控制方法，可以同时实现多个控制任务：保证光伏始终以最大功率输出以实现对其的最大化利用，减少与电网间的功率交换以在将电网作为备用电源提高供电可靠性的同时减小对其自身稳定运行的影响，控制第二端口、第四端口和第六端口的端口电压稳定以满足住宅负载需求，实现对第五端口上所连蓄电池的充放电控制、对三种输入源的使用优先级控制以及系统内的功率平衡控制，故本实施例中基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器及其控制方法的可行性得以验证。

表1

其中，第一端口输入功率值P₁也即为光伏的最大输出功率值；

表2

其中，端口电流为“+”表示该端口输入功率，端口电流为“-”表示该端口输出功率；

表3

其中，端口输入功率值为“+”，端口输出功率值为“-”。

Claims

1.基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器，其特征是：

2.一种权利要求1所述基于多端口变换器的直流住宅用能量路由器的控制方法，其特征是：通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制所述变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号；通过单移相调制的方式获得用于控制所述模块Hi中各全控功率器件通断的驱动信号。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征是：所述通过脉冲宽度调制的方式获得用于控制所述变换器模块BB1与BB2中各全控功率器件通断的驱动信号是按如下方式进行：

4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征是：通过单移相调制的方式获得用于控制所述模块Hi中全控功率器件S_i1、S_i2、S_i3、S_i4通断的驱动信号Q_i1、Q_i2、Q_i3、Q_i4是按如下步骤进行：

式(1)中：U₁'、U₂'、U₃'和U₄'分别为：

{U_{1}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{1}} U_{1 r e f}, {U_{2}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{2}} U_{2 r e f}, {U_{3}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{3}} U_{3 r e f}, {U_{4}}^{'} = \frac{N_{1}}{N_{4}} U_{4 r e f};

f_s为全控功率器件的开关频率；

5.根据权利要求3或4所述的控制方法，其特征是：

设定第二端口电压参考值U_2ref为48V，第四端口电压参考值U_4ref为380V，第六端口电压参考值U_6ref为24V。

6.根据权利要求3或4所述的控制方法，其特征是：按如下方式设定第三端口功率值P₃与第五端口电流参考值I_5ref，以此实现对光伏、蓄电池和电网三种输入源的使用优先级控制：