CN108365758A - 三端口dc/dc变换器的端口功率解耦控制方法 - Google Patents

三端口dc/dc变换器的端口功率解耦控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，三端口DC/DC变换器包括三个单相H桥逆变单元和三绕组变压器，逆变单元的直流端口与直流母线相连接，逆变单元的交流端口与对应的三绕组变压器的端口相连接。控制系统通过叠加与端口额定功率值相对应的移相角的前馈指令信号，提高多端口变换器系统的动态响应速度；通过前馈解耦环节，消除不同端口回路交互用，提高系统的控制性能；通过功率环流抑制控制，最大限度地减少整个系统损耗，保证转换器内的零循环功率。

Description

三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法
技术领域
本发明涉及三端口DC/DC变换器，特别是一种三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法。
背景技术
近年来，对能够从多种可持续或常规能源获取能量的多功能能量管理系统以及能量存储元件的需求正在日益增加，尤其在电动汽车、可再生能源发电系统和不间断电源中有巨大应用潜力。为了在复杂电气系统中实现各种不同电压等级直流电压的兼容，直流能量变换将不可避免。而直流能量变换中难以像交流系统中通过电磁感应原理的方式实现电压变换，必须基于电力电子技术通过功率变换器实现电压变换和功率传递。
在电动汽车和新能源发电的早期系统中，每个直流电源都通过一个单独的二端口双向DC/DC变换器连接到系统的直流母线上，从而进行能量传输，但这种系统结构中的每个DC/DC需要单独的控制，彼此之间需要安装通信装置，以便于各个电源之间的信息交换和能量管理；但是这种结构复杂，且成本较高。
而多端口双向DC/DC变换器不仅具备多输入、多输出、能量双向流动的优点，同时与多个单输入DC/DC变换器相比其具有较少的元器件数量、较高的功率密度和较小的体积等优势，因此多端口DC/DC变换器成为了主流趋势。
目前多端口DC/DC变换器主要是有逆变电路和多绕组变压器两部分。逆变单元产生高频交流电能，高频隔离变压器实现电压的变换和电气隔离，一般是通过移相控制实现两两端口的功率从而实现系统整体能量的管理。但是现有的多端口 DC/DC变换器工作时具有以下缺点：
(1)单纯反馈控制下多端口DC/DC变换器达到稳态运行点附近的速度较慢；
(2)多端口DC/DC变换器的端口数目较多且不同端口间存在耦合，仅仅控制移相角来控制不同端口的耦合功率，容易在三绕组变压器内部产生循环功率；
(3)多端口DC/DC变换器不同端口的参数耦合较为复杂，忽略不同端口间的耦合关系仅仅控制单个端口参数的相互关系，不同端口的控制输出会交互影响，降低多端口变换系统的动态性能，系统的控制速度和精度等都存在一定程度的不足。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，最大限度地减少整个系统损耗，保证转换器内的零循环功率，同时实现不同端口间的解耦控制，提高系统的动态响应速度。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，三端口DC/DC变换器包括三个单相H桥逆变单元和三绕组变压器，单相H桥逆变单元的直流端口与直流母线相连接，单相H桥逆变单元的交流端口与对应的三绕组变压器的端口相连；该方法包括：
1)检测3端口的电压信号V3；
2)将3端口的期望电压值V3 ref与检测得到的3端口的电压信号V3相减得到误差信号eV3，通过相应的PI调节器跟踪误差eV3，得到3端口电流内环的指令值I3 ref；
3)分别检测2端口和3端口的电流值I2和I3；
4)将2端口的期望电流值I2 ref与检测得到的2端口的电流信号I2相减得到误差信号eI2，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI2，得到2端口电流解耦控制的指令值Δφ2 t；将3端口电流内环的指令值V3 ref与检测得到的 3端口的电流信号I3相减得到误差信号eI3，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI3，得到3端口电流解耦控制的指令值Δφ3 t；
5)将Δφ2 t和Δφ3 t通过电流解耦控制得到2端口和3端口的移相角的动态微调量Δφ2和Δφ3；
6)将稳态运行时2端口和3端口的功率设定量P2 ref和P3 ref通过相应计算单元得出移相角的前馈控制指令φ2 ref和φ3 ref；
7)将2端口的移相角动态微调量Δφ2和2端口的移相角前馈控制指令φ2 ref相加得到2端口的移相角控制指令φ2，将3端口的移相角动态微调量Δφ3和三端口的移相角前馈控制指令φ3 ref相加得到3端口的移相角控制指令φ3；
8)将2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3通过相应的系统环流抑制控制环节，得出1端口的内移相角指令δ1。
步骤5)中，所述解耦控制是指将2端口的Δφ2 t通过H11环节后的信号与Δφ3 t通过H21环节后的信号相加，得到2端口移相角的动态微调量Δφ2，将3端口的Δφ3 t通过H12环节后的信号与Δφ3 t通过H22环节后的信号相加，得到2端口移相角的动态微调量Δφ3；其中， 其中，V1、V2和V3为3个端口的电压信号；L1、L2和L3为三绕组变压器的漏电感；fs为单相H桥逆变单元输入电压的频率。
步骤6)中，其中，V1、V2和V3为3 个端口的电压信号；A＝2π2fs(L1L2+L3L2+L1L3)。
1端口的内移相角指令δ1的具体求解过程为：检测出2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3，先求出φ2和φ3的差值eφ，然后求出eφ的正弦值sineφ，与φ2和φ3的正弦值的差相比，最后进行反余弦变换得出1端口内移相角指令δ1。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
(1)通过系统的等效电路分析得到的3个端口功率与移相角的关系，在步骤6)中将与稳态运行的端口功率设定值相对应的移相角φ2 ref和φ3 ref当做前馈信号直接叠加到移相角指令中，由于三端口DC/DC变换器的功率主要受移相角信号调控，同时前馈控制响应迅速，使三端口 DC/DC变换器可以迅速跟踪端口功率的变化，多端口变换器系统能快速进入稳态，提高多端口变换器系统的动态响应速度。
(2)通过系统的小信号模型得到的2端口和3端口的电流与移相角的耦合关系，设计前馈解耦矩阵，也就是步骤5)中在端口的移相角动态微调量中补偿了其余端口电流变化造成的该端口移相角的变化量，多变量控制系统可以分解为一系列独立的单回路子系统，可以消除不同端口回路的交互作用，实现每个控制回路的高带宽和快速动态响应。
(3)通过系统的等效电路和基波信号分析得到系统的功率环流与移相角和内移相角的关系，在步骤8)中通过检测到的2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3并给出了1端口的内移相角指令δ1，可以最大限度地减少整个系统损耗，保证转换器内的零循环功率。
本发明通过采用端口额定功率P2 ref和P3 ref计算出移相角的前馈指令信号φ2 ref和φ2 ref，使多端口变换器系统能快速进入稳态，提高多端口变换器系统的动态响应速度；同时，通过端口2的电流闭环控制和端口3的电压电流双环控制，以及2 端口与3端口的电流与移相角的前馈解耦控制来实现移相角φ2和φ3的动态微调；最后，通过功率环流抑制控制给出了1端口的内移相角指令δ1，保证转换器内的零循环功率。
附图说明
图1为本发明的三端口DC/DC变换器结构图；
图2为本发明中三绕组变压器等效电路；
(a)为本发明中三绕组变压器变比未经折算等效电路图；
(b)为本发明中三绕组变压器Y形等效折算电路图；
(c)为本发明中三绕组变压器Δ形等效折算电路图；
图3为本发明逆变单元输出电压波形的示意图；
图4为本发明的控制结构图。
具体实施方式
三端口DC/DC变换器如图1所示。三端口DC/DC变换器包括三个单相H桥逆变单元和三绕组变压器，逆变单元的直流端口与直流母线相连接，逆变单元的交流端口与对应的三绕组变压器的端口相连接。
其中，1、2和3端口逆变单元的输入电压分别为V1，V2′和V3′，输出高频方波分别为u1，u2′和u3′，幅值也为V1，V2′和V3′。
三绕组变压器等效电路如图2所示。
图2的(a)中，Lm是变压器有效磁化电感，T1和T2是理想变压器，其中匝数比分别是1:n2和1:n3，变压器的漏电感用L1，L2′和L3′表示，输入电压为u1′，u2′和 u3′。
将T1和T2根据变比进行等效变换，并且忽略变压器的有效磁化电感Lm，可以进一步等效成如图2的(b)所示电路，变压器的漏电感变为L1、L2和L3。
图2的(c)是将图2的(b)中的Y形接线转变成Δ接线，通过Y-Δ转换将对应端口的电阻变为L12、L23和L31。
根据图2的(c)分析三端口DC/DC变换器3个端口间的功率关系,易知三绕组变压器传输的功率完全受不同绕组的输入电压波形的控制。
图3为本发明逆变单元输出电压波形的示意图。
其中，1，2和3绕组的输入电压分别为u1，u2和u3；u1，u2和u3的幅值分别为V1，V2和V3；u1，u2和u3的频率为fs；移相角φ2和φ3表示u1与u2和u1和 u3的相位差；内移相角δ1，δ2和δ3表示u1，u2和u3在1个周期内输出电平为0 的时间的1/4所对应的相位。
在不计内移相角δ1，δ2和δ3对系统功率的影响前提下，可设δ1＝δ2＝δ3＝0，则1、 2和3端口相互传输的功率与移相角φ2和φ3的关系为：
由公式(1)可知通过控制移相角φ2和φ3就可以控制不同端口间相互传递功率，可以直接利用移相角φ2和φ3进行前馈控制，使系统快速达到稳态工作点。
由公式(1)可以得到1，2和3端口的功率。
其中A＝2π2fs(L1L2+L3L2+L1L3)
三绕组变压器是无源网络，因此P1+P2+P3＝0，如果要利用公式(3)求解，需增加一组方程。
假设系统的功率环流为0，即：
P0＝P12+P23+P31＝0 (3)
给定2端口和3端口功率P2 ref和P3 ref，利用公式(1)，(2)和(3)求出相应的移相角，也就是本发明的移相角前馈指令φ2 ref和φ3 ref：
由公式(2)可得，需要增加一组变量才能抑制功率环流。不过耦合功率较小，因此在基于内移相角和功率环流为零前提得到的稳态时移相角前馈指令φ2 ref和φ3 ref不用做调整。
任何两个端口的耦合功率为：
系统功率环流为0，即P0＝P12+P23+P31＝0；δ2设为变量，2端口和3端口的内移相角不变，即：δ2＝δ3＝0；同时假设L＝L12＝L23＝L13，V＝V1＝V2＝V3。可以得出抑制功率环流的1端口内移相角指令δ1：
假设系统稳定在运行点D，由系统的小信号模型可以得到移相角φ2和φ3与端口电流耦合关系。
令：
同理，可以得到3端口电流与移相角φ2和φ3的耦合系数。
由此，可以推导出三端口变换系统的小信号传递函数矩阵：
可以看到，端口2和端口3的电流和移相角的控制是相互耦合和相互影响的，是一个典型的两输入和两输出的多变量耦合系统，两个端口的控制输出会交出影响，这样会降低多端口变换系统的动态控制系统，影响其响应速度和控制精度。
为了实现变换器系统的两端口电流和功率的独立控制，这里根据前馈解耦控制原理，可以得到前馈解耦矩阵H为：
经过前馈解耦矩阵得出的移相角信号即为移相角的动态微调量Δφ2和Δφ3。
图4为系统的控制结构图。根据图4，所述的端口功率解耦控制方法，包括：步骤1、检测3端口的电压信号V3；
步骤2、将3端口的期望电压值V3 ref与检测得到的3端口的电压信号V3相减得到误差信eV3，通过相应的PI调节器跟踪误差eV3，得到3端口电流内环的指令值I3 ref；
步骤3、分别检测2端口和3端口的电流值I2和I3；
步骤4、将2端口的期望电流值I2 ref与检测得到的2端口的电流信号I2的相减得到误差信号eI2，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI2，得到2端口电流解耦控制的指令值Δφ2 t；将3端口电流内环的指令值V3 ref与检测得到的3端口的电流信号I3相减得到误差信号eI3，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI3，得到3端口电流解耦控制的指令值Δφ3 t；
步骤5、将Δφ2 t和Δφ3 t通过电流解耦控制得到2端口和3端口的移相角的动态微调量Δφ2和Δφ3；
步骤6、将稳态运行时2端口和3端口的功率设定量P2 ref和P3 ref通过相应计算单元得出移相角的前馈控制指令φ2 ref和φ3 ref；
步骤7、将2端口的移相角动态微调量Δφ2和2端口的移相角前馈控制指令φ2 ref相加得到2端口的移相角控制指令φ2，将3端口的移相角动态微调量Δφ3和三端口的移相角前馈控制指令φ3 ref相加得到3端口的移相角控制指令φ3；
步骤8、将2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3通过相应的系统环流抑制控制环节，得出1端口的内移相角指令δ1。
所述步骤5中的解耦控制是将2端口的Δφ2 t通过H11环节后的信号与Δφ3 t通过H21环节后的信号相加得到2端口移相角的动态微调量Δφ2，将3端口的Δφ3 t通过H12环节后的信号与Δφ3 t通过H22环节后的信号相加得到2端口移相角的动态微调量Δφ3。
其中
所述步骤6中的前馈控制是通过稳态运行点的2端口功率和3端口功率的得出移相角的前馈控制指令φ2 ref和φ2 ref。
其中
所述步骤8中的系统环流功率抑制控制是检测出2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3，先求出φ2和φ3的差值eφ，然后求出eφ的正弦值sineφ，与φ2和φ3的正弦值的差相比，比值进行反余弦变换得出1端口内移相角指令δ1。

Claims (4)

1.一种三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，三端口DC/DC变换器包括三个单相H桥逆变单元和三绕组变压器，单相H桥逆变单元的直流端口与直流母线相连接，单相H桥逆变单元的交流端口与对应的三绕组变压器的端口相连；其特征在于，该方法包括：
1)检测3端口的电压信号V3；
2)将3端口的期望电压值V3 ref与检测得到的3端口的电压信号V3相减得到误差信号eV3，通过相应的PI调节器跟踪误差eV3，得到3端口电流内环的指令值I3 ref；
3)分别检测2端口和3端口的电流值I2和I3；
4)将2端口的期望电流值I2 ref与检测得到的2端口的电流信号I2相减得到误差信号eI2，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI2，得到2端口电流解耦控制的指令值Δφ2 t；将3端口电流内环的指令值V3 ref与检测得到的3端口的电流信号I3相减得到误差信号eI3，通过相应的PI调节器跟踪误差信号eI3，得到3端口电流解耦控制的指令值Δφ3 t；
5)将Δφ2 t和Δφ3 t通过电流解耦控制得到2端口和3端口的移相角的动态微调量Δφ2和Δφ3；
6)将稳态运行时2端口和3端口的功率设定量P2 ref和P3 ref通过相应计算单元得出移相角的前馈控制指令φ2 ref和φ3 ref；
7)将2端口的移相角动态微调量Δφ2和2端口的移相角前馈控制指令φ2 ref相加得到2端口的移相角控制指令φ2，将3端口的移相角动态微调量Δφ3和三端口的移相角前馈控制指令φ3 ref相加得到3端口的移相角控制指令φ3；
8)将2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3通过相应的系统环流抑制控制环节，得出1端口的内移相角指令δ1。
2.根据权利要求1所述的三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，其特征在于，步骤5)中，所述解耦控制是指将2端口的Δφ2 t通过H11环节后的信号与Δφ3 t通过H21环节后的信号相加，得到2端口移相角的动态微调量Δφ2，将3端口的Δφ3 t通过H12环节后的信号与Δφ3 t通过H22环节后的信号相加，得到2端口移相角的动态微调量Δφ3；其中， 其中，V1、V2和V3分别为3个端口的电压信号；L1、L2和L3为三绕组变压器的漏电感；fs为单相H桥逆变单元输入电压的频率。
3.根据权利要求2所述的三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，其特征在于，步骤6)中，其中，V1、V2和V3分别为3个端口的电压信号；A＝2π2fs(L1L2+L3L2+L1L3)。
4.根据权利要求1所述的三端口DC/DC变换器的端口功率解耦控制方法，其特征在于，1端口的内移相角指令δ1的具体求解过程为：检测出2端口和3端口的移相角控制指令φ2和φ3，先求出φ2和φ3的差值eφ，然后求出eφ的正弦值sineφ，与φ2和φ3的正弦值的差相比，最后进行反余弦变换得出1端口内移相角指令δ1。
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