CN109104095A - 三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，基于Y‑△等效变换和电流纹波法，计算不同工作状态下变换器的电感电流斜率，在每个开关周期的零点时刻和中点时刻采集电感电流，根据PI控制器得到电感电流参考值，基于电感电流采样值和电感电流参考值在半个开关周期内计算并生成预测移相比，在半个开关周期后更新该移相比。本发明是一种根据电感电流参考值实时更新移相比，并能有效消除电感电流中直流分量的适用于三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法。

Description

三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法

技术领域

本发明属于电力电子控制技术领域，更具体地说是一种用于三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法。

背景技术

三端口变换器采用全桥拓扑结构，具有高功率密度、能量双向流动、三端口结构对称等优点，在分布式发电系统、微电网储能系统等场合中应用广泛。

三端口变换器的开关管驱动信号参数不对称或开关管参数不一致导致变换器在一个开关周期内开关管导通和关断的时间不同，正负半周期伏秒不平衡会在电感电流中引入一直流分量，导致开关管中产生冲击电流，而开关管电流应力过大会影响变换器安全稳定运行，传统的双闭环控制方法中，控制器内环均采用PI控制器生成移相比，无法有效消除电感电流中的直流分量。

现有的预测电流移相控制技术中，电感电流采样时刻位于开关管的动作时刻，开关管动作时刻产生的高频电流会干扰采样过程，导致采样到的电感电流存在误差。

发明内容

本发明是为避免上述现有技术所存在的不足，提供一种三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，以期有效消除电感电流中直流分量，并提高电感电流采样精度。

本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

本发明三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，所述三端口变换器采用移相控制，其端口1、端口2和端口3均为全桥电路，所述三端口变换器包括端口1电感L_L1、端口2电感L_L2、端口3电感L_L3，以及三绕组变压器；其特点是：所述三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法按如下步骤进行：

步骤1、定义三端口变换器移相比：

设置端口3驱动信号是开关频率为f_s、占空比为50％的方波信号，以端口3驱动信号作为参考信号，端口1驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₁T_hs，端口1和端口3之间的移相比为d₁；端口2驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₂T_hs，端口2和端口3之间的移相比为d₂；且0<d₁<0.5、0<d₂<0.5，T_s为驱动信号开关周期，T_hs＝0.5T_s，f_s＝1/T_s；

定义：端口电压从负值变为正值时定义为上升沿，端口电压从正值变为负值为下降沿；

步骤2、按式(1)定义三端口变换器一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：V_L1为端口1全桥电路输出电压，V_L2为端口2全桥电路输出电压，V_L3为端口3全桥电路输出电压；

步骤3、按如下方式获得电感电流参考值：

设置端口1为恒定功率输出，根据端口1功率参考值P_1ref和端口1实际功率P₁生成功率误差信号ΔP₁，P₁＝P_1ref-P₁，将所述功率误差信号ΔP₁经过功率环PI控制器和功率环限幅环节生成端口1电感电流参考值i_L1ref；

设置端口3为恒定电压输出，根据端口3电压参考值V_L3ref和端口3实际电压V_L3生成电压误差信号ΔV_L3，ΔV_L3＝V_L3ref-V_L3，将所述电压误差信号ΔV_L3经过电压环PI控制器和电压环限幅环节生成端口3电感电流参考值i_L3ref；

步骤4、按如下方式实现半开关周期采样预测电流移相控制：

在端口3每个开关周期的中点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samp和端口3电感电流i_L3samp，设定：在端口3的下一个开关周期中点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用所述上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口1和端口3之间上升沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用所述上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口2和端口3之间上升沿移相比；

在端口3的每个开关周期的零点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samv和端口3电感电流i_L3samv，设定：在端口3的下一个开关周期零点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值负值-i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值负值-i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用所述下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口1和端口3之间下降沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用所述下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口2和端口3之间下降沿移相比；

步骤5、采样端口1和端口3的电感电流：

在端口3第n-1个开关周期的中点时刻设置采样中断，分别获得第n-1个开关周期的中点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

在端口3第n个开关周期的零点时刻设置采样中断，分别获得第n个开关周期的零点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

步骤6、按如下方式获得上升沿移相比的预测值：

分别由式(2)和式(3)表征第n个开关周期的中点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值

其中：

为第n-1个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

为第n-1个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比，

为第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比，

为第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比，

利用式(2)和式(3)得到式(4)：

由式(4)得到由式(5)所表征的上升沿移相比的预测递推表达式：

其中，det＝(m₂-m₁)(n₃-n₂)+(m₂-m₃)(n₂-n₁) (6)，

利用式(5)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比作为端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比作为端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值

步骤7、按如下方式获得下降沿移相比的预测值：

分别由式(7)和式(8)表征第n+1个开关周期的零点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值

其中：

表示第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

表示第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比；

利用式(7)和式(8)得到式(9)：

由式(9)得到由式(10)表征的下降沿移相比的预测递推表达式：

利用式(10)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比作为端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比作为端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值

本发明三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法的特点也在于：按式(11)、式(12)和式(13)计算获得一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：

V₁、V₂和V₃分别为端口1电压V_L1、端口2电压V_L2和端口3电压V_L3折算至端口3的电压值，V₁＝V_L1/N₁，V₂＝V_L2/N₂，V₃＝V_L3，

端口1、端口2和端口3之间的变压器绕组变比为N₁:N₂:1，

L₁₂、L₁₃、L₂₃分别为△型变换后的等效电感，L₁₂＝L_P/L₃，L₁₃＝L_P/L₂，L₂₃＝L_P/L₁，

L_P＝L₁L₂+L₁L₃+L₂L₃，

L₁、L₂和L₃分别为端口1电感L_L1、端口2电感L_L2和端口3电感L_L3折算至端口3的电感值，L₁＝L_L1/N₁ ²，L₂＝L_L2/N₂ ²，L₃＝L_L3；

本发明三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法的特点也在于按如下方式消除电感电流中出现的直流分量：

步骤3.1、将端口3第n-1个开关周期的中点时刻记为a时刻，将端口3第n个开关周期的中点时刻记为c时刻，假定在a时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得a时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(15)计算获得c时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.2、将由式(5)所表征的上升沿移相比预测递推表达式引入式(14)式(15)，计算得到：是指a时刻出现的直流分量在c时刻被消除，电感电流值恢复到参考值；

步骤3.3、将端口3第n个开关周期的零点时刻记为b时刻，将端口3第n+1个开关周期的零点时刻记为d时刻，假定在b时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得b时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(17)计算获得d时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.4、将由式(10)表征的下降沿移相比预测递推表达式引入式(16)式(17)，计算得到：是指b时刻出现的直流分量在d时刻被消除，电感电流值恢复到参考值。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明采用移相比预测控制器替换内环PI控制器，根据电感电流采样值和电感电流参考值预测变换器上升沿移相比和下降沿移相比，可在一个开关周期内消除电感电流的直流分量，具有快速的动态响应性能和鲁棒性能；

2、本发明中电感电流采样时刻位于驱动信号的中点时刻，避免了电感电流在采样过程产生的额外误差，减小开关管开通和关断时刻产生的高频电流对采样造成的干扰。

附图说明

图1为本发明中三端口变换器主电路拓扑结构；

图2a三端口变换器Y型等效变换；

图2b为三端口变换器△型等效变换；

图3为本发明中半开关周期采样预测电流移相控制示意图；

图4为本发明中半开关周期采样预测电流移相控制消除直流分量示意图；

图5为本发明中三端口变换器闭环控制方法；

图6为稳态时三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形；

图7为工况1下三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形；

图8为工况2下三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形。

具体实施方式

图1所示为本实施例中三端口变换器主电路拓扑结构，其端口1为可再生能源，端口2为能量存储装置，端口3为直流母线，连接负载，其中负载为广义负载，可以为具有阻容感性结构，也可为三相交流电网或直流微网。

本实施例中三端口变换器采用移相控制，其端口1、端口2和端口3均为全桥电路，三端口变换器包括端口1电感L_L1、端口2电感L_L2、端口3电感L_L3，以及三绕组变压器。

本实施例中三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法按如下步骤进行：

步骤1、定义三端口变换器移相比：

设置端口3驱动信号是开关频率为f_s、占空比为50％的方波信号，以端口3驱动信号作为参考信号，端口1驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₁T_hs，端口1和端口3之间的移相比为d₁；端口2驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₂T_hs，端口2和端口3之间的移相比为d₂；且0<d₁<0.5、0<d₂<0.5，T_s为驱动信号开关周期，T_hs＝0.5T_s，f_s＝1/T_s；

定义：端口电压从负值变为正值时定义为上升沿，端口电压从正值变为负值为下降沿。

步骤2、按式(1)定义三端口变换器一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：V_L1为端口1全桥电路输出电压，V_L2为端口2全桥电路输出电压，V_L3为端口3全桥电路输出电压。

步骤3、图5示出了本实施例中三端口变换器闭环控制方法，按如下方式获得电感电流参考值：

设置端口1为恒定功率输出，根据端口1功率参考值P_1ref和端口1实际功率P₁生成功率误差信号ΔP₁，ΔP₁＝P_1ref-P₁，将功率误差信号ΔP₁经过功率环PI控制器和功率环限幅环节生成端口1电感电流参考值i_L1ref；

设置端口3为恒定电压输出，根据端口3电压参考值V_L3ref和端口3实际电压V_L3生成电压误差信号ΔV_L3，ΔV_L3＝V_L3ref-V_L3，将电压误差信号ΔV_L3经过电压环PI控制器和电压环限幅环节生成端口3电感电流参考值i_L3ref。

步骤4、图3示出了本实施例中半开关周期采样预测电流移相控制示意图，按如下方式实现半开关周期采样预测电流移相控制：

在端口3每个开关周期的中点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samp和端口3电感电流i_L3samp，设定：在端口3的下一个开关周期中点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口1和端口3之间上升沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口2和端口3之间上升沿移相比。

在端口3的每个开关周期的零点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samv和端口3电感电流i_L3samv，设定：在端口3的下一个开关周期零点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值负值-i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值负值-i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口1和端口3之间下降沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口2和端口3之间下降沿移相比。

步骤5、采样端口1和端口3的电感电流：

在端口3第n-1个开关周期的中点时刻设置采样中断，分别获得第n-1个开关周期的中点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

在端口3第n个开关周期的零点时刻设置采样中断，分别获得第n个开关周期的零点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

步骤6、按如下方式获得上升沿移相比的预测值：

分别由式(2)和式(3)表征第n个开关周期的中点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值端口1和端口3每个开关周期零点时刻和中点时刻的电流参考值是同一个值，只有正负的区分，端口1和端口3不同开关周期内的电流参考值不同，这里用下标n表示区分；

其中：

为第n-1个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

为第n-1个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比，

为第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比，

为第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比，

利用式(2)和式(3)得到式(4)：

由式(4)得到由式(5)所表征的上升沿移相比的预测递推表达式：

其中，det＝(m₂-m₁)(n₃-n₂)+(m₂-m₃)(n₂-n₁) (6)，

利用式(5)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比作为端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比作为端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值

步骤7、按如下方式获得下降沿移相比的预测值：

分别由式(7)和式(8)表征第n+1个开关周期的零点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值

其中：

表示第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

表示第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比；

利用式(7)和式(8)得到式(9)：

由式(9)得到由式(10)表征的下降沿移相比的预测递推表达式：

利用式(10)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比作为端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比作为端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值

式(5)和式(10)分别为半开关周期采样模式下上升沿和下降沿移相比预测递推表达式，m_x和n_x均为变换器电路参数表达式，移相比的变化量仅与参考值和采样值有关。当检测到电流采样值发生扰动，在半个开关周期内完成预测移相比计算，在一个开关周期内完成调整，使电流恢复参考值。

具体实施中，按式(11)、式(12)和式(13)计算获得一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：

V₁、V₂和V₃分别为端口1电压V_L1、端口2电压V_L2和端口3电压V_L3折算至端口3的电压值，V₁＝V_L1/N₁，V₂＝V_L2/N₂，V₃＝V_L3，

三绕组变压器为理想变压器，忽略变压器励磁电感，将端口3绕组归一化为1，端口1、端口2和端口3之间的变压器绕组变比为N₁:N₂:1；对三绕组变压器和电感组成的网络结构进行Y-△型变换，图2a所示为本实施例中三端口变换器Y型等效变换，图2b所示为本实施例中三端口变换器△型等效变换，L₁₂、L₁₃、L₂₃分别为△型变换后的等效电感：

L₁₂＝L_P/L₃，L₁₃＝L_P/L₂，L₂₃＝L_P/L₁，L_P＝L₁L₂+L₁L₃+L₂L₃，

L₁、L₂和L₃分别为端口1电感L_L1、端口2电感L_L2和端口3电感L_L3折算至端口3的电感值，L₁＝L_L1/N₁ ²，L₂＝L_L2/N₂ ²，L₃＝L_L3。

图4所示为本实施例中半开关周期采样预测电流移相控制消除直流分量示意图，按如下方式消除电感电流中出现的直流分量：

步骤3.1、将端口3第n-1个开关周期的中点时刻记为a时刻，将端口3第n个开关周期的中点时刻记为c时刻，假定在a时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得a时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(15)计算获得c时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.2、将由式(5)所表征的上升沿移相比预测递推表达式引入式(14)式(15)，计算得到：是指a时刻出现的直流分量在c时刻被消除，电感电流值恢复到参考值。

步骤3.3、将端口3第n个开关周期的零点时刻记为b时刻，将端口3第n+1个开关周期的零点时刻记为d时刻，假定在b时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得b时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(17)计算获得d时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.4、将由式(10)表征的下降沿移相比预测递推表达式引入式(16)式(17)，计算得到：是指b时刻出现的直流分量在d时刻被消除，电感电流值恢复到参考值。

通过上述理论分析可知，本实施例中基于半开关周期采样的预测移相电流控制方法可在一个开关周期内消除电感电流中的直流分量。

消除端口3电感电流中直流分量的过程与上述消除端口1电感电流中直流分量的过程相同。根据基尔霍夫电流定律，当端口1和端口3电感电流处于平衡时，端口2电感电流中直流分量也已被消除，变换器实现稳定运行。

为验证本发明的可行性，借助Matlab/similink仿真软件，设定端口1为恒定功率输出，端口3为恒定电压输出，通过稳态时变换器各端口电压和电感电流输出情况，对本实施例中三端口变换器闭环控制方案进行验证。同时根据变换器不同工况下参考值突变仿真，验证本实施例中预测电流移相控制方法的有效性。设计本实施例中三端口变换器主要参数如表1所示。

表1三端口变换器主要参数

参数	符号	数值	单位
				端口1电压	U<sub>1</sub>	200	V
端口2电压	U<sub>2</sub>	200	V
				端口3电压	U<sub>3</sub>	300	V
端口1电感	L<sub>L1</sub>	80	uH
				端口2电感	L<sub>L2</sub>	110	uH
端口3电感	L<sub>L3</sub>	150	uH
				开关频率	f<sub>s</sub>	25k	Hz
端口1变压器绕组等效匝数	N<sub>1</sub>	2/3	/
				端口2变压器绕组等效匝数	N<sub>2</sub>	2/3	/

图6所示为稳态时三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形，由图中可以看出，端口1电感电流i_L1很好的跟踪到电流参考值i_L1ref，端口3电感电流i_L3很好的跟踪到电流参考值i_L3ref，且各端口电感电流中无直流分量存在，验证了本实施例中所提出的闭环控制方案的有效性。

为验证变换器的动态性能，设置两种工况下参考值突变仿真：工况1为t＝0.585s时，端口1电感电流参考值突增，端口3电感电流参考值突减；工况2为t＝0.59s时，端口1电感电流参考值突减，端口3电感电流参考值突增；

图7所示为工况1下三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形，图8所示为工况2下三端口变换器各端口电压和电感电流仿真波形。从图7和图8可以发现，变换器在参考值突变后的半个开关周期更新移相比预测值，电感电流只需1个开关周期即可完成调整，之后电感电流跟踪到新参考值。

本实施例中的半开关周期预测电流移相控制方法在参考值突变的过程中，无冲击电流存在，各端口电感电流均无直流分量产生，验证了本实施例中所提出的预测电流移相控制消除直流分量的有效性，变换器具有良好的暂态响应和抗扰动性能。

Claims (3)

1.一种三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，所述三端口变换器采用移相控制，其端口1、端口2和端口3均为全桥电路，所述三端口变换器包括端口1电感L_L1、端口2电感L_L2、端口3电感L_L3，以及三绕组变压器；其特征是：所述三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法按如下步骤进行：

步骤1、定义三端口变换器移相比：

设置端口3驱动信号是开关频率为f_s、占空比为50％的方波信号，以端口3驱动信号作为参考信号，端口1驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₁T_hs，端口1和端口3之间的移相比为d₁；端口2驱动信号超前端口3驱动信号的时间为d₂T_hs，端口2和端口3之间的移相比为d₂；且0<d₁<0.5、0<d₂<0.5，T_s为驱动信号开关周期，T_hs＝0.5T_s，f_s＝1/T_s；

定义：端口电压从负值变为正值时定义为上升沿，端口电压从正值变为负值为下降沿；

步骤2、按式(1)定义三端口变换器一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：V_L1为端口1全桥电路输出电压，V_L2为端口2全桥电路输出电压，V_L3为端口3全桥电路输出电压；

步骤3、按如下方式获得电感电流参考值：

设置端口1为恒定功率输出，根据端口1功率参考值P_1ref和端口1实际功率P₁生成功率误差信号ΔP₁，ΔP₁＝P_1ref-P₁，将所述功率误差信号ΔP₁经过功率环PI控制器和功率环限幅环节生成端口1电感电流参考值i_L1ref；

设置端口3为恒定电压输出，根据端口3电压参考值V_L3ref和端口3实际电压V_L3生成电压误差信号ΔV_L3，ΔV_L3＝V_L3ref-V_L3，将所述电压误差信号ΔV_L3经过电压环PI控制器和电压环限幅环节生成端口3电感电流参考值i_L3ref；

步骤4、按如下方式实现半开关周期采样预测电流移相控制：

在端口3每个开关周期的中点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samp和端口3电感电流i_L3samp，设定：在端口3的下一个开关周期中点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用所述上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口1和端口3之间上升沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值利用所述上升沿移相比预测值在端口3下一个开关周期零点时刻更新端口2和端口3之间上升沿移相比；

在端口3的每个开关周期的零点时刻采样获得端口1电感电流i_L1samv和端口3电感电流i_L3samv，设定：在端口3的下一个开关周期零点时刻，端口1电感电流值达到端口1电感电流参考值负值-i_L1ref，端口3电感电流值达到端口3电感电流参考值负值-i_L3ref，采用电流纹波法计算获得端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用所述下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口1和端口3之间下降沿移相比；采用电流纹波法计算获得端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值利用所述下降沿移相比预测值在端口3本开关周期中点时刻更新端口2和端口3之间下降沿移相比；

步骤5、采样端口1和端口3的电感电流：

在端口3第n-1个开关周期的中点时刻设置采样中断，分别获得第n-1个开关周期的中点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

在端口3第n个开关周期的零点时刻设置采样中断，分别获得第n个开关周期的零点时刻端口1电感电流和端口3电感电流

步骤6、按如下方式获得上升沿移相比的预测值：

分别由式(2)和式(3)表征第n个开关周期的中点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值

其中：

为第n-1个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

为第n-1个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比，

为第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比，

为第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比，

利用式(2)和式(3)得到式(4)：

由式(4)得到由式(5)所表征的上升沿移相比的预测递推表达式：

其中，det＝(m₂-m₁)(n₃-n₂)+(m₂-m₃)(n₂-n₁) (6)，

利用式(5)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的上升沿移相比作为端口1和端口3之间下一个上升沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的上升沿移相比作为端口2和端口3之间下一个上升沿移相比预测值

步骤7、按如下方式获得下降沿移相比的预测值：

分别由式(7)和式(8)表征第n+1个开关周期的零点时刻端口1电感电流参考值和端口3电感电流参考值

其中：

表示第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比，

表示第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比；

利用式(7)和式(8)得到式(9)：

由式(9)得到由式(10)表征的下降沿移相比的预测递推表达式：

利用式(10)计算获得用于更新的第n个开关周期端口1和端口3之间的下降沿移相比作为端口1和端口3之间下一个下降沿移相比预测值以及用于更新的第n个开关周期端口2和端口3之间的下降沿移相比作为端口2和端口3之间下一个下降沿移相比预测值

2.根据权利要求1所述的三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，其特征是按式(11)、式(12)和式(13)计算获得一个开关周期中不同状态下端口1电感电流斜率m_x和端口3电感电流斜率n_x，x＝1,2,3：

其中：

V₁、V₂和V₃分别为端口1电压V_L1、端口2电压V_L2和端口3电压V_L3折算至端口3的电压值，V₁＝V_L1/N₁，V₂＝V_L2/N₂，V₃＝V_L3，

端口1、端口2和端口3之间的变压器绕组变比为N₁:N₂:1，

L₁₂、L₁₃、L₂₃分别为△型变换后的等效电感，L₁₂＝L_P/L₃，L₁₃＝L_P/L₂，L₂₃＝L_P/L₁，

L_P＝L₁L₂+L₁L₃+L₂L₃，

L₁、L₂和L₃分别为端口1电感L_L1、端口2电感L_L2和端口3电感L_L3折算至端口3的电感值，L₁＝L_L1/N₁ ²，L₂＝L_L2/N₂ ²，L₃＝L_L3。

3.根据权利要求1所述的三端口变换器半开关周期采样的预测电流移相控制方法，其特征是按如下方式消除电感电流中出现的直流分量：

步骤3.1、将端口3第n-1个开关周期的中点时刻记为a时刻，将端口3第n个开关周期的中点时刻记为c时刻，假定在a时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得a时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(15)计算获得c时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.2、将由式(5)所表征的上升沿移相比预测递推表达式引入式(14)式(15)，计算得到：是指a时刻出现的直流分量在c时刻被消除，电感电流值恢复到参考值；

步骤3.3、将端口3第n个开关周期的零点时刻记为b时刻，将端口3第n+1个开关周期的零点时刻记为d时刻，假定在b时刻端口1电感电流中存在有直流分量采样获得b时刻端口1电感电流根据电感电流纹波法，按式(17)计算获得d时刻端口1电感电流

其中：

步骤3.4、将由式(10)表征的下降沿移相比预测递推表达式引入式(16)式(17)，计算得到：是指b时刻出现的直流分量在d时刻被消除，电感电流值恢复到参考值。