CN1123116C

CN1123116C - 用于脉冲调制信号的增强功率放大的以脉冲为基准的控制方法

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Publication number: CN1123116C
Application number: CN98803840A
Authority: CN
Inventors: 卡斯腾·尼尔森
Original assignee: ICEPower AS
Current assignee: ICEPower AS
Priority date: 1997-04-02
Filing date: 1998-04-01
Publication date: 2003-10-01
Anticipated expiration: 2018-04-01
Also published as: EP1042865B8; CA2285355C; DE69827039T2; ATE279811T1; CN1251697A; JP2001517393A; WO1998044626A2; WO1998044626A3; AU6495098A; EP1042865B1; EP1042865A2; JP3346581B2; DE69827039D1; CA2285355A1; KR100426422B1; KR20010005877A; US6768779B1; AU730339B2

Abstract

为了对在脉冲调制信号功率放大中产生的非线性和噪声源进行校正，在脉冲调制器中或者在脉冲调制器和开关式功率放大级之间加一个校正单元。该校正单元是可控制的，以便通过根据利用误差处理组件提供的误差信息在各个脉冲边沿产生连续的延迟使之具有补偿作用。本发明的一个优选实施例包含：校正单元，具有按照输入控制信号v_e的函数控制各个脉冲边沿延迟的装置；具有补偿作用的状态反馈组件A；基准信号整形组件R用于改进该用于优化误差估值的脉冲基准v_r；用于产生误差信号的差分组件和用于整形所述误差信号的补偿器C。本发明使得能够实现实用的数字-模拟功率变换，对于在开关式功率放大级以及滤波器中引入的非线性和噪声具有足够的补偿作用，具有高的效率、高的性能和低的系统复杂性。其应用是直接数字式音频功率变换和由数字域控制的改进的通用的直流-直流或者直流-交流功率变换系统。

Description

用于脉冲调制信号的增强功率放大的以脉冲为基准的控制方法

本发明涉及利用开关式功率放大级的脉冲调制信号的功率放大。本发明还有利地用于改进数字信号直接到模拟功率的转换。一些应用场合是直接数字-音频功率转换以及一般由数字域控制的直流-直流或者直流-交流功率变换系统。

根据开关式功率放大级的功率放大的优点是公知的。它的高效率保证在降低重量和体积、提高功率控制能力以及改进可靠性方面有一些优点。在开关式功率放大器中的几个基本元件是调制器、开关式功率放大级以及解调用滤波器，用于重新构成经调制的信号。开关式功率放大级的非线性的出现在由开关式功率放大级进行的整个后续功率变换的过程中明显妨碍维持调制器性能。这个问题是根本性的并且与使用模拟调制作为模拟PWM或者数字调制作为直接数字PCM-PWM变换无关。

在在先技术中，对于非理想的工作状态进行补偿通常试图利用各种反馈控制方法。美国专利4724396号和美国专利5521549号公开了这种方法的一些实例，其利用音频功率放大作为特定应用。然而，线性反馈控制方法要求一个低频模拟基准信号。但是希望利用更直接的数字源来进行功率变换，简化功率变换在于不需要单独的数/模变换器。此外也不需要模拟调制电路和载波发生器。国际专利申请No.WO92/11699，和国际专利申请No.WO97/37433公开了一些用于数字PCM-PWM变换以进行功率放大的改进方法，实际上这些系统很难实施，这是因为没有提供用于对在开关式功率变换内的基本误差源的补偿。数字反馈控制基于数字源的这一应用是复杂的，在于在反馈路径中需要模拟/数字变换器。这就使得通常的反馈控制复杂化。

已经公开的国际专利申请EP758164公开了一种针对该开关式功率放大级的反馈方法，其中该功率放大级输出被反馈并且与经脉冲宽度调制的输入相加。所形成的信号用于驱动该开关式功率放大级。然而，补偿的效果是有限的并且难于控制对于所有误差源的各种改进。

总之，在这些在先技术中没有这样一种发明用于通常的脉冲调制信号的功率放大，其包含简单的有效的装置以便消除在开关式功率放大级中产生的非线性和噪声源。

因此，本发明的主要目的是能够改进脉冲调制信号的功率放大，其中能够消除与功率放大级和解调用滤波器相关的各种误差信号源，这样就使得在遍及所有输出通路中的后续的各个元件中都能够维持调制器的性能。本发明的另一个目的是提供一种实用的数字PCM功率变换系统，即对于功率放大级的非线性、电源中的扰动以及任何其他非理想的因素都是不敏感的。

根据本发明的一方面，提供一种对于在来自脉冲调制器的脉冲调制信号的功率放大期间在开关式功率放大级中产生的非线性和噪声源进行校正的方法，其特征在于，在脉冲调制器和开关式功率放大级之间加入一个校正单元，所述校正单元具有带来自开关式功率放大级的补偿的状态反馈组件和用于获得脉冲调制信号的误差信息的减法单元，根据所述校正单元所获得的误差信息，通过对调制信号的脉冲边沿引入连续延迟来重新定时所述脉冲调制信号，控制所述重新定时，以对开关式功率放大级输出的功率放大信号产生补偿作用。

根据本发明的另一方面，提供一种对于在来自脉冲调制器的脉冲调制信号的功率放大期间在开关式功率放大级中产生的非线性和噪声源进行校正的系统，其特征在于，该系统包含：一个输入端，获取脉冲调制基准信号，一个来自功率级组件的状态反馈，具有提供补偿反馈信号的反馈补偿组件，一个可选择的基准信号整形组件，一个减法单元，用于通过从所述基准信号中减去所述补偿反馈信号来产生误差信号，以及一个补偿器，将所述误差信号整形并向一个校正单元提供整形的误差信号，所述校正单元具有根据所述整形的误差信号来控制各个脉冲边沿的延迟的装置。

本发明基本上是一种用于改进经脉冲调制的输入信号的放大的新控制方法。其应用范围是极为广泛的，本发明可以结合任何脉冲调制的(在模拟或者数字域内调制的)输入信号使用，以及可以供给任何负载，其中需要可控质量的脉冲功率信号。从根本上，本发明的原理可以实现脉冲基准信号的完美重现，这样该输出是输入的恒定倍数，而与在功率变换过程中引入的各种干扰无关。

下面参照各附图进一步介绍本发明，其中：

图1表示根据模拟或数字输入信号的功率放大原理，这种方案在本技术领域内是公知的。

图2表示根据数字脉冲调制的功率变换方法。这种方案在本技术领域中是公知的。

图3表示本发明的通用的模型。

图4表示本发明的一个优选实施例，其按照根据由功率放大级的状态反馈的双输入脉冲基准控制方法。

图5表示本发明的与脉冲边沿延迟误差校正方法相关的各种实施例。

图6表示关于本发明关于边沿延迟校正单元实施方案的一个优选实施例的原理，其通过控制脉冲的两个边沿实现适宜的线性控制功能。

图7表示对于一个优选的实施方式的系统方块图，用于双侧边沿延迟校正单元。

图8表示本发明的一种优选应用，关于一种音频应用场合的数字-功率变换系统，其中在基准信号整形组件R是一个整体以及反馈组件具有一个恒定衰减特性。

图9表示用于(在附图8所表示的)本发明优选应用的线性模型。该模型限定了对于该应用的一个适宜的补偿器。

图10表示本发明的另一个优选实施例，关于一种音频应用场合的数字-功率变换系统，其中该基准整形组件和反馈组件具有一阶特性以便改进误差估值。

图11表示本发明的另一个优选实施例，关于一种音频应用场合的数字-功率变换系统，其中使用一个全局反馈源用于误差校正。

图12表示用于图8中所表示的优选实施例的一个优选设计方案的控制回路的特性。

附图13表示用于图8中所表示的优选实施例的一个优选设计方案的一个闭路系统的特性。

图14表示对于在开关式功率放大级中的对一个决定性的脉冲定时误差源进行误差校正的模拟结果。本发明的优选实施例明显降低了畸变。

图15表示对于电源扰动的作用的模拟。本发明的该优选实施例消除了由于这种误差源所引起的交叉调制。

为了更完整地理解本发明，讨论处于在将脉冲调制信号放大到一定功率量级内部的一些基本的物理定义是有帮助的。大多数问题涉及用作放大来自调制器的脉冲的开关式功率放大级。将误差源分为脉冲定时误差(PTE)以及脉冲幅值误差(PAE)是适宜的。脉冲定时误差是由于如下一原因出现的：

·对于在开关式功率放大级的输出端的实际转变过程中由于导通或者关断形成的延迟在导通和关断情况下是不同的。该延迟取决于在电源开关物理特性方面的各种参数以及取决于驱动开关的硬件的参数。

·在截止和接着的导通之间存在一个由于转换滞后形成的延迟。

·与由理论上所需要的无限快转换相对的有限的上升和下降次数。

脉冲幅值误差(PAE)主要是由如下原因出现的：

·来自向开关式功率放大级提供电力的电源的噪声。任何电源纹波或者噪声将与被调制的音频信号交叉调制，以及该开关式功率放大级具有的电源抑制比(PSRR)为0dB。

·对于电源开关的有限大的阻抗。

·在所形成的脉冲功率信号上的高频谐振暂态。

存在一些与非理想的调制和非理想的解调相关的另外一些误差源。解调用滤波器误差可能进一步引起畸变，这是由于磁芯材料是非理想的。此外该滤波器增加总的输出阻抗。因此负载阻抗的变化将引起频率响应特性的畸变。

图1表示一种在本技术领域内公知的方法，其根据模拟脉冲调制技术实现功率放大。该调制器的输出输送到开关式功率放大级。功率放大级的输出经解调输送到负载。一个依据模拟量输入的线性控制系统用于将电源转换过程中产生的误差降至最低，这样上述误差的影响可以降到最低。数字输入要求一个单独的数字/模拟变换器以便产生用作输入到控制系统的模拟输入信号。图2表示一个简化的希望直接将数字用于模拟功率变换的系统，其利用数字脉冲调制技术，这种系统在本技术领域内也是公知的。误差反馈控制应用是复杂的，其在于需要一个模拟/数字变换器以便能够与数字基准源相比较。这样就得在性能和复杂性两者之间进行折衷处理，使得该方法不实用。

在图3中利用总的方块图的形式表示本发明的新的原理。该调制器向用于校正或者“预畸变”的校正单元提供脉冲调制信号v_r，以便产生经补偿的脉冲信号v_c，这样在后续的功率变换和解调过程中的所述的非理想的工作状态被消除。利用在每个脉冲边沿处(由到校正单元的输入控制信号v_e控制的)智能式的脉冲边沿延迟来实现这一点。因此该方法被称作为脉冲边沿延迟误差校正(PEDEC)。

本发明基本上是一种用于改进经脉冲调制的输入信号的放大的新的控制方法。其应用范围是极为广泛的，本发明可以结合任何脉冲调制的(在模拟或者数字域内调制的)输入信号使用，以及可以供给其中需要可控质量的脉冲功率信号的任何负载。

本法明依据两个基本的要素：

脉冲调制器可以产生非常高质量的脉冲波形，其可以用作控制系统的基准。

在开关转换式功率变换的过程中的所有误差源(PAE或者PTE)可以利用智能式脉冲重新定时来校正以及所有的误差源仅需要一少部分的脉冲前沿重新定时以便更好地消除误差。

该边沿校正可以利用单侧或者双侧边沿延迟校正来实现，例如在图5中概念性地所表示的。选择单侧或者双侧边沿延迟校正与调制方法的类型无关。双侧边沿的控制能够形成有效的校正因此具有简单实施方式。下面将对本发明的这一方面的如下介绍集中在双侧边沿延迟校正上。

在图6中表示了本发明的一个优选实施例。该以双侧输入脉冲为基准的反馈控制系统包含：

一个输入端，向其提供脉冲调制的基准脉冲信号v_r。

一个校正单元(PEDEC单元)，具有一控制各个脉冲边沿延迟的和产生校正的输出脉冲信号v_c的装置。

一个状态反馈组件A，具有来自功率放大级组件的补偿作用部分。

一个可选择的基准信号整形组件R。

一个减法单元，用于产生误差信息。

一个补偿器C，将所述误差信息信号整形并向校正单元提供整形的误差信号v_e。

该校正单元可以利用各种线性的以及非线性的方法实现。本发明的一个特别优选的实施例是关于在按照下文介绍方式实现的PEDEC单元。它具有的优点是令提供到该PEDEC单元的控制误差信号v_e实现了在每个转换周期的终止处脉冲宽度Δt_w有效的变化，即与输入控制信号v_e成比例：

\frac{{dt}_{w}}{{dv}_{e}} = k_{w} - - - - - (1)

通过在一个转换周期内部进行平均，在脉冲宽度增量Δt_w和对应的PEDEC单元输出的平均值变化

之间的相互关系可以确定。为了简化，在如下的部分中假设PEDEC单元输出脉冲幅值是单位值(unity)，相对于Δt_w表示如下：

Δ {\tilde{v}}_{c} = \frac{1}{t_{s}} ({&Integral;}_{0}^{d \cdot t_{s}} 1 \cdot dt + {&Integral;}_{d \cdot t_{s} + Δtw}^{t_{s}} (- 1) \cdot dt) = \frac{2}{t_{s}} Δ t_{w} - - - - - (2)

其中d是在本转换周期内的占空因数以及t_s是转换周期。因此：

\frac{d {\tilde{v}}_{c}}{{dt}_{w}} = \frac{2}{t_{s}} - - - - - (3)

将式(1)和(3)相结合，得到线性控制函数：

k_{PEDEC} = \frac{d {\tilde{v}}_{c}}{{dv}_{e}} = \frac{{2 k}_{w}}{t_{s}} - - - - - (4)

这个优选的线性控制函数的优点在于，与例如按照非线性控制函数实施的方案相比较其简化了控制器设计以及提供了可控制的性能改进。

本发明的一个优选实施例的特点在于，按照式(4)实现的双侧校正单元是简单的。该方法表示在图6中。该线性控制函数是利用对基准V_r的有限积分实现的，因此产生信号V_i。在改进的基准与控制信号V_e之间的比较引起脉冲边沿重新定时。由图6中可以看出按照如下的方式：

{\hat{t}}_{w} = t_{w} - t_{0} \frac{v_{e}}{V_{1}} &DoubleRightArrow;

其中(

)代表在通过该PEDEC单元之后的经校正的变量。假设所有的脉冲幅值是相对于单位值归一化的。在这一个优选实施方式中，k_w是按照公式(1)限定的：

k_{w} = \frac{{dt}_{w}}{{dv}_{e}} = t_{0} - - - - - (6)

如下的等值控制增益是由所提出的双侧边沿校正的实施方式中出现的：

k_{PEDEC} = \frac{{2 t}_{0}}{t_{s}} - - - - - (7)

图7表示该双侧边沿校正方法一个优选实施方式。该方法是非常简单和容易理解的。

为在这一个优选解决方案中实现最佳控制，脉冲应当具有一定的最小宽度。为实现最佳性能该最小脉冲宽度与调制指数M以及转换周期t_s相关，其关系如下：

t_{w, \min} &GreaterEqual; t_{0} &DoubleRightArrow; M_{\max} = 1 - \frac{{2 t}_{0}}{t_{s}} - - - - - (8)

这种对于脉冲宽度的限制以及最大调制指数M_max并未提出严格的限制，由于特别在这一限度之外校正工作仍可进行。由于通常仅需要有限的校正范围，t₀最好处在远低于t_s的数值的量级。

本发明包含几个关于本发明的应用特别是数字-模拟功率变换的几个实施例。一个优选的实施例是在图8中所表示的系统。通过与在本技术领域公知的其中一种高性能的数字脉冲宽度调制方法(PCM-PWM法)综合使用PEDEC，信号遍及主要的音频链路将维持数字或者脉冲形式。不需要模拟式调制器或者载波发生器像模拟脉冲调制那样，这是由于该系统是由数字调制器专门控制的。在本发明的这个特定实施例中，状态反馈是一个由开关式功率放大级输出v_p提供的电压反馈。该反馈路径中的补偿器是一个简单的衰减器，及该补偿器组件C(s)是一个线性滤波器。尽管这个特定实施例的控制器结构简单，该系统能够实现非常强大和灵活的对于系统特性的控制作用。

该优选的线性控制函数在性能优化方面提供了巨大的灵活性。在如下的部分中介绍PEDEC控制系统设计的一个实例。该补偿器是按照如在图9中所表示的系统中的线性模型限定。该PEDEC单元已经由具有等效的线性增益的部分所替代以及所形成的系统已经重画以便加强基于数字-功率变换系统的PEDEC的双输入特征。该特定的补偿器提供充分的灵活性以使各种特性的功能优化。所形成的环路的传递函数由该系统模型直接产生：

L (s) = \frac{K_{p} k_{PEDEC}}{K} C (s)

= \frac{K_{C} K_{p} k_{PEDEC}}{K} \frac{τ_{21} s + 1}{(τ_{ρ 1} s + 1) (τ_{ρ 2} s + 1) (τ_{ρ 3} s + 1)} - - - - - (9)

按照该敏感度函数S(s)＝(1+L(s))^-1将所有影响功率放大器增益k_p的非理想作用的例如噪声、畸变或者电源扰动降低。实际的环路整形在环路带宽和所希望的敏感度函数之间综合平衡。进一步考虑的是对于该系统参数某些不确定性的稳定性和持久性。表1提供一组规一化的系统参数值，其将揭示在这些方面之间所作的综合平衡。该补偿器DC增益K_c进行了优化以便产生所希望的环路带宽。带宽6-8倍于目标带宽是在效率和误差校正能力之间进行了良好的综合平衡的结果。图12表示对于每个元件的预期曲线以及所形成的环路传递函数。

表1频率归一化的参数的例子。

该系统的增益是利用A-组件控制的，以及按照该指定的实施例，PEDEC控制系统将迫使该系统增益在该目标带宽范围内维持恒定。这样做稳定了系统增益和频率响应特性。根据在图9中所表示的本发明的这一实施例的线性模型，所形成的系统响应特性由两个部分组成，这导由于该基准在环路中具有两个输入。该系统传递函数如下：

= \frac{K_{p} [C (s) k_{PEDEC} + 1]}{1 + L (s)} - - - - - (10)

在该特定(非通常)情况下，其中K＝K_p，该系统传递函数是恒定的：

H (s) = \frac{K [C (s) k_{PEDEC} + 1]}{1 + C (s) k_{PEDEC}} = K - - - - - (11)

在一般情况下：

图13表示对于闭环系统形成的预期曲线，其由形成环路响应特性以及具有解调用滤波器的总的系统响应特性这两个部分组成。该环路的恒定增益特性是利用K＝K_p形成的。该解调用滤波器专门确定该系统的响应特性。

上述该实施例的参数仅是说明性的以及其他各种系统特性可以通过其他环路传递函数增益/带宽等的综合平衡来产生。

其他优选实施例也适用于高质量的数字功率变换如在图10和11中所表示的。这些另外的实施例的特征在于利用了不同的补偿器和基准信号整形组件。该图10所表示的实施例最好在基准信号整形组件R(s)以及反馈补偿器A(s)基于一阶特性。在该基准和反馈信号的解调的优点是将在控制系统中的噪声降低到最小以及此外对于反馈补偿器较低的带宽要求。图11所表示的实施例基于一全局反馈源，这样解调用滤波器误差就包含在该环路之内并且也对其进行了校正。为了优化误差估值这就要求二阶基准整形器。

在图14中表示了对于脉冲定时误差(PTE)的校正效果，其中对用于开环系统的THD和三个PEDEC控制器结构在最差的情况下的信号频率已经作了调查。很明显，该控制器明显降低了这些特定误差源的影响。此外，调节该补偿器增益K_C可以控制各种性能改进。在这种特定的情况下，畸变被降低20dB-30dB。图15表示对于具有10Vpp的严重电源扰动的PAE研究结果。顶部图表示在电源和信号之间的清楚的交叉调制作用。底部图表示PEDEC控制器怎样消除这种影响，使得在时域中不再看得见交叉调制。该交叉调制畸变与开环情况相比较已被降低40dB以上，如在理论上由敏感度函数所预计的。

此前已经针对本发明的说明性的实施例介绍了本发明，但是应当认识到，在不脱离本发明的构思和范围的情况下，可以进行上述和其他各种变化、简略和增加。

Claims

1.一种对于在来自脉冲调制器的脉冲调制信号的功率放大期间在开关式功率放大级中产生的非线性和噪声源进行校正的方法，其特征在于，

在脉冲调制器和开关式功率放大级之间加入一个校正单元，所述校正单元具有带来自开关式功率放大级的补偿的状态反馈组件和用于获得脉冲调制信号的误差信息的减法单元，

根据所述校正单元所获得的误差信息，通过对调制信号的脉冲边沿引入连续延迟来重新定时所述脉冲调制信号，

控制所述重新定时，以对开关式功率放大级输出的功率放大信号产生补偿作用。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该脉冲边沿延迟校正是在到达的脉冲调制信号的前沿、后沿或者这两个边沿上进行的。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，该校正是通过在每个转换周期中的有效的脉冲宽度变化Δt_w实现的，脉冲宽度变化Δt_w作为提供到校正单元的误差信号v_e的线性控制函数可控，使得建立通用的线性关系式Δt_w＝k_w×v_e，其中k_w是常数。

4.一种对于在来自脉冲调制器的脉冲调制信号的功率放大期间在开关式功率放大级中产生的非线性和噪声源进行校正的系统，其特征在于，该系统包含：

一个输入端，获取脉冲调制基准信号，

一个来自功率级组件的状态反馈，具有提供补偿反馈信号的反馈补偿组件(A)，

一个可选择的基准信号整形组件(R)，

一个减法单元，用于通过从所述基准信号中减去所述补偿反馈信号来产生误差信号，以及

一个补偿器(C)，将所述误差信号整形并向一个校正单元提供整形的误差信号，

所述校正单元具有根据所述整形的误差信号来控制各个脉冲边沿的延迟的装置。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，通过对脉冲调制的基准信号的有限积分实现双侧边沿校正，以便产生一个新的信号v_i，使得在校正单元中通过v_i与误差信号v_e的比较根据公式Δt_w＝k_w×v_e实现线性控制功能。

6.根据权利要求4或5的系统，其特征在于，所述脉冲调制信号是脉冲宽度调制信号。

7.根据权利要4或5的系统，其特征在于，所述输入采用数字PCM，来自功率级组件的功率放大信号被转换成模拟信号。

8.根据权利要求4或5所述的系统，其特征在于该状态反馈是本机开关式功率输出电压v_p。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，该反馈补偿组件(A)是一阶滤波器，以及基准信号整形组件(R)也是一阶滤波器。

10.根据权利要求4或5的系统，其特征在于，该状态反馈是全局放大器输出，该基准信号整形组件(R)是二阶滤波器以及反馈补偿组件是一恒定的衰减。

11.根据权利要求4或5的系统，其特征在于，该开关式功率放大级输出的脉冲直接驱动扬声器或者其他负载。