CN102045281B - 信号的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种信号的调制方法，该调制方法用于调制装置，该调制装置用于将接收的音频信号转换成高频等宽度脉冲信号，该调制装置包括模数转换器和调制器，音频信号为模拟信号，该音频信号在模数转换器中转换成数字信号后进入调制器，经调制器输出为高频等宽度脉冲信号；该方法包括如下步骤：设定参量阵的载波频率为f₀，音频信号S经过模数转换器转换为数字信号后进入调制器，经调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号。该方法能够减小失真。

Description

信号的调制方法

【技术领域】

本发明涉及一种信号的调制方法。

【背景技术】

调制技术是把基带信号变换成传输信号的技术，其包括基带信号和(高频)载波信号；原理是用基带信号控制高频载波的参数(振幅、频率和相位)，使这些参数随基带信号变化。经过调制的信号可以实现远距离的传输，同时可以提高信号的抗干扰能力。

调制方式按照调制信号的性质分为模拟调制和数字调制两类。

其中现有通讯中的AM(幅度调制)方法主要还是基于模拟的调制和放大，模拟的调制系统具有响应快、失真小等优点；同时也具有系统复杂、成本昂贵、效率低等缺点，极大的限制了技术在其它领域的推广应用。

相关技术中，模拟的音频信号，通过模数转换后成为数字信号，数字信号经过调制器的处理后成为幅度调制信号，该幅度调制信号通过数模转换后成为模拟AM(幅度调制)信号；或模拟音频信号和模拟载波信号直接通过模拟电路实现模拟调制，得到经过AM(幅度调制)信号该模拟信号送给功率放大器。

但是，该种方法在音频信号经过调制器处理后成为幅度调制信号，该幅度调制信号通过数模转换后成为模拟信号的过程中，会造成信号的失真，对音频数模转换器提出了极高的频带要求，同时用于此信号放大的功率放大器在实现上具有技术困难，且效率低。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种能够减小失真的信号的调制方法。

根据上述的技术问题，设计了一种信号的调制方法，该调制方法用于调制装置，该调制装置用于将接收的音频信号转换成高频等宽度脉冲信号，该调制装置包括模数转换器和调制器，音频信号为模拟信号，该音频信号在模数转换器中转换成数字信号后进入调制器，经调制器输出为高频等宽度脉冲信号；

该方法包括如下步骤：

设定参量阵的载波频率为f₀，

音频信号S经过模数转换器转换为数字信号后进入调制器，经调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号，其中，所述音频信号S经过模数转化后进入调制器，由调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号的方法为：

$u\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\&le;t<\frac{T}{4}\\ 0,& \frac{T}{4}\&le;t<\frac{T}{2}+y\\ 1,& \frac{T}{2}+y\&le;t<\frac{3T}{4}+y\\ 0,& \frac{3T}{4}+y\&le;t<T\end{array}\right.$

其中，u(t)代表任一时刻间距变化的高频等宽度脉冲信号，t代表任一周期内任一时刻的时间，T代表载波的周期，T＝1/f₀，y代表一个周期中第二个脉冲偏离T/2的时间；其中，y将随着音频信号S变化，且

$-\frac{T}{4}\&le;y\&le;\frac{T}{4}.$

本发明的有益效果在于：由于在调制过程中，省去了数字信号到模拟信号的转换，避免了高频信号在此转换中的失真。同时，通过调制直接得到了高频脉冲信号，该高频脉冲信号可以直接用于数字功率放大器，避免了功率放大器在放大高频模拟信号的低效率和高失真。

【附图说明】

图1是本发明提供的调制装置的结构示意图；

图2是本发明提供的参量阵的结构示意图；

图3是音频输入信号大小为-0.7时调制后输出的高频等宽度周期脉冲信号；

图4音频输入信号大小为0时调制后输出的高频等宽度周期脉冲信号；

图5音频输入信号大小为1时调制后输出的高频等宽度周期脉冲信号；

图6音频输入信号为1kHz时调制后的高频等宽度脉冲信号中载波幅度变化；

图7音频输入信号为1kHz时调制后的高频等宽度脉冲信号在载波附近的频谱。

【具体实施方式】

下面结合附图和实施方式对本发明作进一步说明。

参见图1，本发明提供的一种信号的调制方法，该调制方法用于调制装置，该调制装置用于将接收的音频信号转换成高频等宽度的脉冲信号，该调制装置包括模数转换器和调制器，音频信号为模拟信号，该音频信号在模数转换器中转换成数字信号后进入调制器，经调制器输出为高频等宽度脉冲信号；

该方法包括如下步骤：

设定参量阵的载波频率为f₀，

音频信号S经过模数转换器转换为数字音频信号S_d后进入调制器，经调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号，其中，所述音频信号S经过模数转化后进入调制器，由调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号的方法为：

$u\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\&le;t<\frac{T}{4}\\ 0,& \frac{T}{4}\&le;t<\frac{T}{2}+y\\ 1,& \frac{T}{2}+y\&le;t<\frac{3T}{4}+y\\ 0,& \frac{3T}{4}+y\&le;t<T\end{array}\right.$

其中，u(t)代表任一时刻间距变化的高频等宽度脉冲信号，t代表任一周期内任一时刻的时间，T代表载波的周期，T＝1/f₀，y代表一个周期内第二个脉冲偏离T/2的时间；其中，y将随着数字音频信号S_d变化，且

$-\frac{T}{4}\&le;y\&le;\frac{T}{4}.$

下面通过具体分析来说明此调制方法实现音频信号在载波上完成幅度调制的原理。

对该周期实数信号用傅立叶级数关于载波角频率ω₀＝2πf₀展开：

$u\left(t\right)=\frac{a_0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a_n\cos \left(n{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)+b_n\sin \left(n{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right))$

其中，

$a_n=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^{T}u\left(t\right)\cos \left(n{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)\mathrm{dt}$

$b_n=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^{T}u\left(t\right)\sin \left(n{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)\mathrm{dt}$

傅立叶系数a_n和b_n分别表示构成周期信号u(t)频谱的第n级余弦和正弦信号的幅度。

n＝0，1，2，3，...。

载波对应的余弦和正弦信号的幅度分别为a₁和b₁：

$a_1=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^{T}u\left(t\right)\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}(\frac{\sqrt{2}}{2}+\cos (\frac{5}{8}2\mathrm{\&pi;}+{\mathrm{\&omega;}}_{0}y))$

$b_1=\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^{T}u\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)\mathrm{dt}$

$=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}(\frac{\sqrt{2}}{2}+\sin (\frac{5}{8}2\mathrm{\&pi;}+{\mathrm{\&omega;}}_{0}y))$

所以载波信号的大小

$a_1\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)+b_1\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)$

$=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}(\frac{\sqrt{2}}{2}+\cos (\frac{5}{8}2\mathrm{\&pi;}+{\mathrm{\&omega;}}_{0}y))\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)+\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}(\frac{\sqrt{2}}{2}+\sin (\frac{5}{8}2\mathrm{\&pi;}+{\mathrm{\&omega;}}_{0}y))\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)$

$=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}(\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)-\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{0}t-{\mathrm{\&omega;}}_{0}y))$

$=\frac{2\sqrt{2}}{\mathrm{\&pi;}}\sin \left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{0}y}{2}\right)\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{0}t-\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{0}y}{2})$

令偏离时间y的大小随数字音频信号S_d的大小而改变，例如

便可实现音频信号在载波上的幅度调制。

其中，u(t)代表任一时刻间距变化的高频等宽度脉冲信号，t代表任一周期内任一时刻的时间，T代表载波的周期，T＝1/f₀，y代表一个周期中第二个脉冲偏离T/2的时间；其中，y将随着音频信号S变化，且

调制后波形由两个占空比为25％的脉冲构成。

该调制装置可以应用于参量阵，该参量阵包括用于模数转换器，音频信号为模拟信号，音频信号在模数转换器中转换成数字音频信号后进入调制器，经调制器处理后得到间距变化的高频等宽度脉冲信号进入数字功率放大器，然后通过低通滤波器进入发射阵成为超声波信号。

参见图2，参量阵是一种强指向性的扬声器系统，其用于将音频信号与超声载波信号进行调制，由于高强度超声载波调制信号在空气中传播时产生非线性效应，从而重新生成音频信号，利用超声载波的强指向性得到强指向性的音频信号波束。参量阵扬声器的主要特点是具有强指向性，可实现声音在空气中的定向传播，因此参量阵扬声器也称为超强指向性扬声器或音频聚光灯。

参量阵的工作过程包括对输入信号进行失真预处理；将预处理过的音频信号与超声载波信号进行幅度调制(AM)；将调制信号用功率放大器放大后通过超声换能器阵发射到空气中，利用该信号在空气中的非线性效应自我解调重新生成音频信号。

以1kHz正弦波作为信号源为例，考虑到发射阵中的超声换能器的工作中心频率在40kHz附近，选择载波频率f₀为40kHz。模数转换器对音频输入信号S进行40kHz采样量化，得到音频信号S数字化后的数字音频信号S_d，且S_d∈[-1，1]。一般幅度调制的幅度为A(1+mS_d)，其中A为未调制的载波幅度，m为调幅系数。为防止幅度调制发生过调制，一般将载波的幅度变化保持在非负数的范围内，也就是使得1+mS_d≥0。如果在调制中存在过调制现象，调制信号就发生较大的失真。这里未调制的载波幅度A设定为调幅系数m为1。

对于相邻的两个数字音频信号S_d之间的时间间隔为一个周期T＝1/f₀。根据每个输入的数字音频信号S_d，调制器输出周期为T的间距变化的高频等宽度脉冲信号。每个周期内的高频等宽度脉冲信号由两个宽度为T/4的脉冲组成。第一个脉冲的高电平占据了[0，T/4]的时间段。第二个脉冲的在周期内的位置随当数字音频输入信号S_d变化，其高电平占据

到

之间的时间段。例如数字音频输入信号S_d分别等于-0.7、0和1时，对应的调制后输出的周期脉冲信号如图3、图4和图5所示。对于1kHz正弦波的音频输入信号，调制后输出的高频等宽度脉冲信号中包含的载波成份的幅度也随着1kHz信号的瞬时大小而变化，如图6所示。从频谱上观察此高频等宽度脉冲信号，主要由39kHz、40kHz和41kHz的频率成份构成，如图7所示。因此，通过本申请提出的调制方法，1kHz正弦波的音频输入信号S在40kHz载波上实现了调制，且输出信号形式为高频等宽度脉冲信号。

以上所述的仅是本发明的实施方式，在此应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创造构思的前提下，还可以做出改进，但这些均属于本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种信号的调制方法，其特征在于：该调制方法用于调制装置，该调制装置用于将接收的音频信号转换成高频等宽度脉冲信号，该调制装置包括模数转换器和调制器，音频信号为模拟信号，该音频信号在模数转换器中转换成数字信号后进入调制器，经调制器输出为高频等宽度脉冲信号；

该方法包括如下步骤：

设定参量阵的载波频率为f₀，

音频信号S经过模数转换器转换为数字信号后进入调制器，经调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号，其中，所述音频信号S经过模数转化后进入调制器，由调制器处理后成为间距变化的高频等宽度脉冲信号的方法为：

$u\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\&le;t<\frac{T}{4}\\ 0,& \frac{T}{4}\&le;t\frac{T}{2}+y\\ 1,& \frac{T}{2}+y\&le;t<\frac{3T}{4}+y\\ 0,& \frac{3T}{4}+y\&le;t<T\end{array}\right.$

其中，u(t)代表任一时刻间距变化的高频等宽度脉冲信号，t代表任一周期内任一时刻的时间，T代表载波的周期，T=1/f₀，y代表一个周期中第二个脉冲偏离T/2的时间；其中，y将随着音频信号S变化， $-\frac{T}{4}\&le;y\&le;\frac{T}{4},$ 且 $y=\frac{2}{{\mathrm{\&omega;}}_0}\arcsin \left(\frac{\sqrt{2}}{4}(1+S)\right)=\frac{T}{\mathrm{\&pi;}}\arcsin \left(\frac{\sqrt{2}}{4}(1+S)\right).$

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