发明内容
本发明的目的是针对控制对象的特点和现有控制方法的不足,提供一种三极径向混合磁轴承的控制方法,基于模糊反推控制,将模糊控制和反推控制相结合使系统在动态和稳态都能达到较高的控制性能,能有效地改善控制系统误差追踪性能。
本发明所采用的技术方案是:三极径向混合磁轴承的转子在x和y方向的径向位移x和y与给定的径向位移参考值x*、y*进行比较得到径向位移偏差Δx、Δy,还包括以下步骤:
步骤A:径向位移偏差Δx、Δy分别经微分计算出对应的位移偏差变化率Δxc、Δyc,径向位移偏差Δx以及位移偏差变化率Δxc作为第一模糊控制器的输入量,经第一模糊控制器处理后输出x方向的控制参数c1和c2;径向位移偏差Δy以及位移偏差变化率Δyc作为第二模糊控制器的输入量,经第二模糊控制器处理后输出y方向的控制参数c3和c4;
步骤B:径向位移偏差Δx、控制参数c1和c2作为第一反推控制模块的输入量,经第一反推控制模块处理后输出控制电流ix;径向位移偏差Δy、控制参数c3和c4作为第二反推控制模块的输入量,经第二反推控制模块处理后输出控制电流iy;
步骤C:控制电流ix和iy输入到Clark逆变换模块,经变换输出三相电流期望值ia*、ib*、ic*,三相电流期望值ia*、ib*、ic*再经过电流滞环三相功率逆变器跟踪,输出控制电流ia、ib、ic至三极径向混合磁轴承。
步骤B中,第一、第二反推控制模块先建立三极径向混合磁轴承对应的状态方程为
再分别计算出相应的控制电流ix和iy为;
x
1、x
2、x
3、y
1、y
2和y
3是六个状态变量,
分别为误差x
1、x
2、y
1、y
2的一阶导数,m为转子质量,k
d为力/位移刚度,k
i为力/电流刚度。
进一步地,第一反推控制模块先计算出第一个状态变量x
1的误差e
1=x
1-x
ref,x
ref为转子在x方向的平衡位置,针对误差e
1的Lyapunov函数V
1的导数
进行稳定性验证,
恒成立,则稳定;再计算出第二个状态变量
及其误差e
2=x
2-x
2d,针对误差e
2的Lyapunov函数V
2的导数
进行稳定性验证,
恒成立,则稳定;最后计算出第三个状态变量x
3=(c
1 2-1)e
1-(c
1+c
2)e
2;
第二反推控制模块的控制过程与第一反推控制模块雷同,将x1换成y1,x2换成y2,x3换成y3,xref换成转子在y方向的平衡位置yref,c1、c2分别换成c3、c4。
本发明的优点在于:
(1)在反推控制律中,棘手的是如何处理对虚拟控制信号的微分问题,而本发明的反推控制模块使用了构造Lyapunov函数的方法,避开了对信号的微分。
(2)反推的最终控制信号通过一系列“虚拟”信号以递归的方式得到,虚拟信号可直接经由计算得到,简化了反推控制器的结构。
(3)在递归过程中的每一步只需要处理一个相对简单的误差系统,可较灵活地选择控制信号,有效改善过渡过程品质。
(4)采用模糊控制器在线调节反推控制器的控制参数,简化了参数调节步骤,能更好地抑制参数变化带来的影响。
具体实施方式
参见图1,三极径向混合磁轴承包括环形永磁体11、径向定子一12、径向定子二13、转子14和径向控制线圈15,径向定子一12和径向定子二13轴向对称布置,套在转子14外,在两个定子的轭部之间嵌环形永磁体11,在两个定子的定子极上绕在径向控制线圈15。
参见图2,采用模糊反推控制系统对三极径向混合磁轴承1进行控制,模糊反推控制系统包括位移传感器6、位移调理电路7、模糊控制器、反推控制器、Clark逆变换模块5以及电流滞环三相功率逆变器5,模糊控制器由第二模糊控制器31和第二模糊控制器32组成,反推控制器由第一反推控制模块21和第一反推控制模块22组成。位移传感器6检测三极径向混合磁轴承1的转子14的径向位移,将该径向位移输入位移调理电路7,经位移调理电路7处理输出转子在x和y方向的径向位移x和y,将径向位移x、y与给定的径向位移参考值x*、y*进行比较,得到径向位移偏差Δx、Δy;分别经微分计算出对应的位移偏差变化率Δxc、Δyc,将径向位移偏差Δx以及位移偏差变化率Δxc作为第一模糊控制器31的输入量,经第一模糊控制器31处理,输出x方向的控制参数c1和c2,将径向位移偏差Δy以及位移偏差变化率Δyc作为第二模糊控制器32的输入量,经第二模糊控制器32处理后输出y方向的控制参数c3和c4。将径向位移偏差Δx、控制参数c1和c2作为第一反推控制模块21的输入量,经第一反推控制模块21处理后输出控制电流ix,将径向位移偏差Δy、控制参数c3和c4作为第二反推控制模块22的输入量,经第二反推控制模块22处理后输出控制电流iy。控制电流ix和iy输入到Clark逆变换模块4,经变换输出三相电流期望值ia*、ib*、ic*,三相电流期望值ia*、ib*、ic*再经过电流滞环三相功率逆变器5跟踪,输出控制电流ia、ib、ic至三极径向混合磁轴承1。其中,第一模糊控制器31根据输入的径向位移偏差Δx及位移偏差变化率Δxc调节第一反推控制模块21的控制参数c1和c2;第二模糊控制器32根据输入的径向位移偏差Δy及位移偏差变化率Δyc调节第二反推控制模块22的控制参数c3和c4。
第一模糊控制器31和第二模糊控制器32对输入量作模糊控制:
首先,第一模糊控制器31和第二模糊控制器32分别设置其输入量、输出量的基本论域和模糊论域。第一模糊控制器31的输入量为位移偏差Δx、位移偏差变化率Δxc;第二模糊控制器32的输入量为位移偏差Δy、位移偏差变化率Δyc。第一模糊控制器31的输出量为控制参数c1和c2;第二模糊控制器32的输出量为控制参数c3和c4。具体是:
第一模糊控制器31的输入量为位移偏差Δx、位移偏差变化率Δxc;第二模糊控制器32的输入量为位移偏差Δy、位移偏差变化率Δyc。
三极径向混合磁轴承1在运行过程中,位移偏差Δx、Δy的变化都在一定的范围,位移偏差Δx、Δy的变化范围决定其基本论域为在最小值和最大值之间,即Δx的基本论域为[ΔxL,ΔxH],ΔxL是Δx的最小值,ΔxH是Δx的最大值;Δy的基本论域为[ΔyL,ΔyH],ΔyL是Δy的最小值,ΔyH是Δy的最大值。同样,位移偏差变化率Δxc的变化范围决定其基本论域为[ΔxcL,ΔxcH],ΔxcL是Δxc的最小值,ΔxcH是Δxc的最大值。位移偏差变化率Δyc的变化范围决定其基本论域为[ΔycL,ΔycH]。ΔycL是Δyc的最小值,ΔycH是Δyc的最大值。第一模糊控制器31和第二模糊控制器32设置位移偏差Δx、Δy、位移偏差变化率Δxc、Δyc的模糊论域都为[-6,6]。由此,根据输入量的基本论域和模糊论域由下式分别计算出位移偏差Δx、Δy、位移偏差变化率Δxc、Δyc的对应的量化因子kΔx、kΔy、kΔxc、kΔyc为:
第一模糊控制器31和第二模糊控制器32分别设置控制参数c
1的基本论域为[c
1L,c
1H],c
1L是c
1的最小值,c
1H是c
1的最大值;设置控制参数c
2的基本论域为[c
2L,c
2H],c
2L是c
2的最小值,c
2H是c
2的最大值;设置控制参数c
3的基本论域为[c
3L,c
3H],c
3L是c
3的最小值,c
3H是c
3的最大值;设置控制参数c
4的基本论域为[c
4L,c
4H],c
4L是c
4的最小值,c
4H是c
4的最大值。第一模糊控制器31设置其输出的控制参数c
1、c
2的模糊论域均为[0,6],第二模糊控制器32设置其输出的控制参数c
3、c
4的模糊论域均为[0,6]。根据控制参数c
1、c
2、c
3、c
4的基本论域和模糊论域计算出对应的比例因子
为:
然后,第一模糊控制器31和第二模糊控制器32对输入量Δx、Δy、Δxc、Δyc进行模糊化处理:
将位移偏差Δx、Δy、位移偏差变化率Δxc、Δyc乘以对应的量化因子kΔx、kΔy、kΔxc、kΔyc变换到模糊论域[-6,6]范围内,得到四个输入清晰值Δx’、Δy’、Δxc’、Δyc’:
Δx'=kΔx·Δx,Δy'=kΔy·Δy,Δxc'=kΔxc·Δxc,Δyc'=kΔyc·Δyc。
如图3所示,第一模糊控制器31和第二模糊控制器32设置输入清晰值Δx’、Δy’、Δxc’、Δyc’的模糊论域为[-6,6],模糊论域[-6,6]对应于七个模糊子集{NB(负大)NM(负中)NS(负小)ZO(零)PS(正小)PM(正中)PB(正大)},图3中的横坐标是模糊论域[-6,6],纵坐标则是七个模糊子集对应的隶属度,输入清晰值Δx’、Δy’、Δxc’、Δyc’在模糊论域[-6,6]上的输入量隶属度函数都是如图3所示的三角形隶属度函数F。
利用三角形隶属度函数F将输入清晰值Δx’、Δy’、Δxc’、Δyc’映射为模糊论域[-6,6]上的模糊子集,并将映射得到的模糊子集记作模糊输入量X、Y、XC、YC。
然后,第一模糊控制器31和第二模糊控制器32进行模糊推理:
根据模糊输入量X、Y、XC、YC和七个模糊子集{NB(负大)NM(负中)NS(负小)ZO(零)PS(正小)PM(正中)PB(正大)}以及控制经验,建立如下表1所示的关于模糊输出量G1、G2、G3、G4的模糊控制规则:
表1模糊输出量G1、G2、G3、G4的模糊控制规则表
根据表1,进行模糊推理,采用近似推理算法完成近似推理得到如下的49条模糊规则:
如果X(Y)是NB并且XC(YC)是NB,那么G1、G2(G3、G4)是PM、PS;
如果X(Y)是NB并且XC(YC)是NM,那么G1、G2(G3、G4)是PB、PM;
……以此类推出所有规则,得到模糊输出量G1、G2、G3、G4在每条模糊规则下的模糊子集。
最后,第一模糊控制器31和第二模糊控制器32对模糊输出量G1、G2、G3、G4进行去模糊化处理:
如图4所示,设置第一模糊控制器31和第二模糊控制器32的控制参数c1、c2、c3、c4的模糊论域都为[0,6],模糊论域[0,6]对应于四个模糊子集{ZO(零)PS(正小)PM(正中)PB(正大)},则所述的四个模糊子集对应于模糊论域[0,6]上的值分别为{0 2 4 6},控制参数c1、c2、c3、c4在模糊论域[0,6]上的输出量的隶属度函数也是三角形隶属度函数F,都是如图4所示的三角形隶属度函数F,图4中的横坐标是模糊论域[0,6],纵坐标是所述的四个模糊子集对应的隶属度。
将由表1推理得到的模糊输出量G1、G2、G3、G4在每条模糊规则下的模糊子集与图4中的四个模糊子集一一对应,得到模糊论域[0,6]上的值为gjii(gji的值为0,2,4,6,gji=0,2,4,6),然后根据三角形隶属度函数F求得每个值gji对应的隶属度μ(gji),即图4中纵坐标中四个模糊子集对应的隶属度。由于有模糊输出量G1、G2、G3、G4,故j=1,2,3,4,由于共有49条模糊规则,故i=49。
然后,根据值gji和对应的隶属度μ(gji),求得gji的加权平均值gj0:
将比例因子
分别乘以所得到的加权平均值g
j0就可以得到第一模糊控制器31和第二模糊控制器32输出的控制参数c
j,即c
1、c
2、c
3、c
4:
cj=kcj·gj0 (2)
将得到的控制参数c1、c2及位移偏差Δx输入第一反推控制模块21得到控制电流ix,将控制参数c3、c4及位移偏差Δy输入第二反推控制模块22得到控制电流iy。因三极径向混合磁轴承是一个二阶系统,根据反推算法的思想,将二阶系统分为两个一阶的子系统,先为第一个子系统设计Lyapunov函数和虚拟控制量,第二个子系统以第一个子系统的虚拟控制量为逼近对象再次进行Lyapunov函数和虚拟控制量的设计,得到整个三极径向混合磁轴承系统的控制电流ix和iy。
第一反推控制模块21和第二反推控制模块22的控制过程如下:
根据图1所示的三极径向混合磁轴承1的结构,依据各个组成部分的特性,建立三极径向混合磁轴承1的悬浮力数学模型为:
其中,Fx和Fy分别为x方向和y方向的悬浮力,kd为力/位移刚度,ki为力/电流刚度,ix和iy分别为x方向和y方向的控制电流。
根据三极径向混合磁轴承1的转子悬浮力数学模型推导其状态方程为:
式中m为转子质量,x
1、x
2、x
3、y
1、y
2和y
3是六个状态变量,
分别为误差x
1、x
2、y
1、y
2的一阶导数。
以下以第一反推控制模块21的控制过程为例子,第二反推控制模块22和第一反推控制模块21的控制过程雷同:
第一反推控制模块21计算出第一个状态变量x1的误差e1为:
e1=x1-xref (5)
其中,x1为位移传感器6检测的转子实际位置,xref为转子在x方向的平衡位置,一般情况下平衡位置为0。
建立第一个误差e1的Lyapunov函数:
则第一误差e1的Lyapunov函数的导数为:
其中,
分别为误差e
1、第一个状态变量x
1、转子平衡位置x
ref的一阶导数。
第二个状态变量x2的理想值为x2d,则第二个状态变量x2的误差e2为:
e2=x2-x2d (8)
建立第二误差e2的Lyapunov函数:
则第二误差e2的Lyapunov函数的导数为:
第三个状态变量x3作为第二个子系统的虚拟控制量,x3=(c1 2-1)e1-(c1+c2)e2。
根据机械端与电磁端的转换关系可得:
根据上述两个一阶子系统的构建及虚拟控制量的设计,得到的整个三极径向混合磁轴承系统x方向的控制电流为:
同理,重复上述控制过程,将公式(5)-(11)中的对应的Δx换成Δy,ix换成iy,x1换成y1,x2换成y2,x3换成y3,xref换成转子在y方向的平衡位置yref,c1、c2分别换成c3、c4就可得到y方向的控制电流为:
第一反推控制模块21根据第一模糊控制器31输出的控制参数c1、c2,经公式(12)计算就可以得到x方向的控制电流ix,第二反推控制模块22根据第二模糊控制器32输出的控制参数输出量c3、c4,经公式(13)计算就可以可以得到y方向的控制电流iy。
将控制电流ix和iy经过Clark逆变换模块4变换为三相电流期望值ia*、ib*、ic*,再经过电流滞环三相功率逆变器5跟踪三相电流期望值输出控制电流ia、ib、ic进而控制三极径向混合磁轴承1。
根据以上所述,便可实现本发明。