CN112114181A - 电流检测装置及电流检测装置的制造方法 - Google Patents

电流检测装置及电流检测装置的制造方法 Download PDF

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CN112114181A CN202010523352.0A CN202010523352A CN112114181A CN 112114181 A CN112114181 A CN 112114181A CN 202010523352 A CN202010523352 A CN 202010523352A CN 112114181 A CN112114181 A CN 112114181A
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古川晃
秋田健一
佐佐木大辅
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Abstract

本发明的电流检测装置具有与通向交流旋转电机的2n相各绕组的各电流路径分别相对配置的磁性传感器，n为3的倍数，设各绕组的电流的振幅都相同，将各磁性传感器所获得的2n个检测电流dq转换成两轴坐标系，对以该dq转换后的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流各自的直流分量和交流分量分别按由互不相同的相位的正弦函数所表示的各项来进行汇总并进行表达，此时，在2n个各电流路径配置位置上，将各电流路径配置成通过将至少一个项中所包含的系数相抵消来抑制误差分量或通过多项的值的抵消来抑制误差分量的位置关系。

Description

电流检测装置及电流检测装置的制造方法
技术领域
本申请涉及电流检测装置。
背景技术
例如，在利用了对具有两组三相绕组的交流旋转电机的各相绕组的电流进行检测的磁性传感器的电流检测装置中，包含因其它相的电流所产生的磁场作为干扰磁场而混入各绕组的磁性传感器中所导致的电流检测误差。提出了各种用于降低该误差的结构。
专利文献1所记载的电流检测装置以第1相对部和第2相对部的电流方向相反的方式配置第1磁性传感器和第2磁性传感器，来降低因干扰磁场所产生的电流检测误差。专利文献2所记载的电流检测装置通过使与因其它相而受到影响的磁通的大小对应的校正电流流入校正导体，来降低因相邻的其它相的磁通的影响所造成的电流检测误差。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2018-96795号公报
专利文献2：国际公开第2017/187813号
发明内容
发明所要解决的技术问题
专利文献1所记载的电流检测装置需要两个磁性传感器以用于检测1相的电流。例如，若为两组三相电动机的情况，则需要12个磁性传感器，因此与由1个检测元件检测各相的情况相比需要较多空间。
另外，专利文献2所记载的电流检测装置需要用于使校正电流流动的校正导体，因此在需要较多空间的基础上，与未安装校正导体的情况相比温度因校正导体的发热而变得容易上升。为了在部件的容许温度内使用，由于要抑制温度上升因此在高温时要限制电流量。对于在发热严重的环境下使用的情况，根据校正导体的发热而需要较早施加输出转矩的限制。
本申请公开了用于解决上述问题点的技术，其目的在于提供一种无需较多空间且电流检测误差较小的电流检测装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本申请所公开的电流检测装置具有磁性传感器，该磁性传感器与通向交流旋转电机的2n相(n为3的倍数)的各绕组的各电流路径分别相对配置，所述电流检测装置中，由与k相的电流路径相对配置的磁性传感器来进行检测的检测电流iks通过2n相中第l相即l相(l＝1～2n)电流Il、及l相的电流路径与相对配置于2n相中第k相即k相(k＝1～2n)的电流路径的磁性传感器之间的耦合系数al_k来表达，设Il的振幅都相同，将以所述检测电流iks的公式
Figure BDA0002532926220000021
来表达的2n个检测电流iks dq转换成两轴坐标系，对以该dq转换后的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流各自的直流分量和交流分量分别按由互不相同的相位的正弦函数所表示的各项来进行汇总并进行表达，
此时，在2n个各电流路径配置位置上，将分别相对配置有磁性传感器的电流路径配置成满足以下两个条件中的至少一个条件的位置关系，即：通过在至少一个项中将该一个项中所包含的l≠k的多个系数al_k相互抵消来抑制成为误差分量的项的振幅；以及
通过各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的相互抵消来抑制所述误差分量。
另外，本申请所公开的电流检测装置的制造方法包括：配置位置设定工序，在该配置位置设定工序中，将2n个电流路径配置位置设定为对分别相对配置有磁性传感器的2n个电流路径进行配置的位置；电流路径分配工序，在该电流路径分配工序中，由与k相的电流路径相对配置的磁性传感器来进行检测的检测电流iks通过2n相中第l相即l相(l＝1～2n)电流Il、及l相的电流路径与相对配置于2n相中第k相即k相(k＝1～2n)的电流路径的磁性传感器之间的耦合系数al_k来表达，设Il的振幅都相同，将以上述检测电流iks的公式
Figure BDA0002532926220000031
来表达的2n个检测电流iks dq转换成两轴坐标系，对以该dq转换后的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流各自的直流分量和交流分量分别按由互不相同的相位的正弦函数所表示的各项来进行汇总并进行表达，
此时，对所设定的2n个各电流路径配置位置分配分别相对配置有磁性传感器的2n个各电流路径，以满足以下两个条件中的至少一个条件，即：通过在至少一个项中将该一个项中所包含的l≠k的多个系数al_k相互抵消来抑制成为误差分量的项的振幅；通过各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的相互抵消来抑制所述误差分量；以及
电流路径配置工序，在该电流路径配置工序中，将分别相对配置有磁性传感器的各电流路径配置在电流路径分配工序中所分配的电流路径配置位置上。
发明效果
根据本申请所公开的电流检测装置及电流检测装置的制造方法，能实现无需较多空间且电流检测误差较小的电流检测装置。
附图说明
图1是示出包含实施方式1所涉及的电流检测装置在内的电动驱动装置的整体结构的图。
图2是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。
图3是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的图。
图4是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的一个示例的图。
图5是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的其它示例的图。
图6是示出用于说明实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径的配置的分配的表的图。
图7是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的另一个其它示例的图。
图8是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的另一个其它示例的图。
图9是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的各电流路径配置位置中的电流路径和磁性传感器的配置的一个示例的图。
图10是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的一部分位置产生了偏移的情况的图。
图11是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的其它示例的图。
图12是示出用于说明实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径的配置的其它分配的表的图。
图13是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的另一个其它示例的图。
图14是示出用于说明实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径的配置的另一个其它分配的表的图。
图15是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的另一个其它示例的图。
图16是示出实施方式1所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的另一个其它示例的图。
图17是示出实施方式2所涉及的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。
图18是示出实施方式3所涉及的电流检测装置的各相的电流相位的关系的图。
图19是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径配置位置的图。
图20是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的一个示例的图。
图21是示出用于说明实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径的配置的分配的表的图。
图22是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的其它示例的图。
图23是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的另一个其它示例的图。
图24是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的另一个其它示例的图。
图25是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的电流路径和磁性传感器的位置关系的另一个其它示例的图。
图26是用于说明实施方式5所涉及的电流检测装置的制造方法的流程图。
具体实施方式
实施方式1.
下面，基于附图对各实施方式进行说明，在各图中对相同或相当部件、部位标注相同标号来进行说明。
图1是示出包含实施方式1所涉及的电流检测装置在内的电动驱动装置的整体结构的图。如图1所示，电动驱动装置包括滤波电容器3、第1功率转换器4a、第2功率转换器4b及控制部6。功率转换装置与作为电源的直流电源2连接。另外，功率转换装置连接有交流旋转电机1以作为负载。功率转换装置将来自直流电源2的直流电压转换成交流电压后提供给交流旋转电机1。
交流旋转电机1为三相交流旋转电机，具有第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2。第1三相绕组U1、V1、W1和第2三相绕组U2、V2、W2以相互不进行电连接的方式收纳于交流旋转电机1的定子。作为三相交流旋转电机，例如，可例举永磁体同步旋转电机、感应旋转电机、同步磁阻旋转电机等。本申请中，若为具有n相×2(n为3的倍数)的绕组的交流旋转电机，则可应用于任意的旋转电机。本实施方式1中，如图2所示以第1三相绕组和第2三相绕组的相位差为π/6(单位为rad(弧度)，以后在未记载有相位单位时，单位为rad)来进行说明。
直流电源2向功率转换器4a、4b输出直流电压Vdc。该直流电源2若为电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压的直流电源，则可以为任意结构。滤波电容器3与直流电源2并联连接，来抑制母线电流的变动从而实现稳定的直流电流。
功率转换器4a使用反向转换电路(逆变器)，基于导通/截止信号Qup1～Qwn1，来使高电位侧开关元件Sup1、Svp1、Swp1及低电位侧开关元件Sun1、Svn1、Swn1进行导通截止，从而对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换并向交流旋转电机1的三相绕组U1、V1、W1施加交流电压，来使电流Iu1、Iv1、Iw1通电。这里，导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1是在功率转换器4a中分别用于使Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1进行导通截止的导通截止信号。作为半导体开关Sup1～Swn1，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
功率转换器4b使用反向转换电路(逆变器)，基于导通/截止信号Qup1～Qwn1，来使高电位侧开关元件Sup2、Svp2、Swp2及低电位侧开关元件Sun2、Svn2、Swn2进行导通截止，从而对从直流电源2输入的直流电压Vdc进行功率转换并向交流旋转电机1的三相绕组U2、V2、W2施加交流电压，来使电流Iu2、Iv2、Iw2通电。这里，导通截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2是在功率转换器4b中分别用于使Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2进行导通截止的导通截止信号。以后，设在Qup2～Qwn2中，当其值为1时输出用于使相对应的开关导通的信号，当其值为0时输出用于使相对应的开关截止的信号。作为半导体开关Sup2～Swn2，使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接而得到的器件。
电流检测装置5将流入交流旋转电机1的三相绕组U1、V1及W1的电流Iu1、电流Iv1及电流Iw1的值分别作为电流检测值iu1s、iv1s、iw1s来进行检测，并将流入交流旋转电机1的三相绕组U2、V2及W2的电流Iu2、电流Iv2及电流Iw2的值分别作为电流检测值iu2s、iv2s、iw2s来进行检测。如图1所示通过在功率转换器4a与交流旋转电机1的三相绕组之间、及在功率转换器4b与交流旋转电机1的三相绕组之间设置电流检测装置5，从而能获得不局限于功率转换器4a及功率转换器4b的开关元件的状态而始终能检测电流的效果。反之，在与低电位侧开关元件串联设置电流检测装置5的情况下，由于低电位侧开关元件在导通的情况下检测电流，因此当成为高调制率时会产生无法检测任意1相的电流的状态。通过对输出施加限制，虽然能避免无法检测一部分的相中的电流的状态，但输出转矩将降低。即，在图1的位置放置电流检测装置5的结构由于不用考虑是否检测电流来决定开关元件的导通/截止从而能获得最大输出，因此适于本实施方式。
接着，对包括了电压指令运算器7和导通/截止信号发生器8的控制部6进行阐述。控制部6例如通过执行运算处理的微型计算机、存储程序数据、固定值数据等数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)、更新所存储的数据并可依次改写的RAM(Random AccessMemory：随机存取存储器)来实现。
电压指令运算器7基于从外部输入的控制指令，对施加给用于驱动交流旋转电机1的第1三相绕组U1、V1及W1的电压所涉及的第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1进行运算，并对施加给第2三相绕组U2、V2及W2的电压所涉及的第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，并输出至导通/截止信号发生器8。作为电压指令运算器7中的、第1三相电压指令Vu1、Vv1、Vw1及第2三相电压指令Vu2、Vv2、Vw2的运算方法，例如使用电流反馈控制等。另外，为了使电压利用率提高，可以使用空间矢量调制或二相调制等公知的调制方式。
导通/截止信号发生器8发生用于对功率转换器4a及功率转换器4b的各半导体开关进行脉宽调制(PWM调制)的信号。具体而言，基于第1三相电压指令Vu1、Vv1及Vw1，输出与电压指令Vu1、Vv1、Vw1对应的具有脉冲宽度的导通截止信号Qup1、Qun1、Qvp1、Qvn1、Qwp1、Qwn1，并基于第2三相电压指令Vu2、Vv2及Vw2，输出与电压指令Vu2、Vv2、Vw2对应的具有脉冲宽度的导通截止信号Qup2、Qun2、Qvp2、Qvn2、Qwp2、Qwn2。
图3是示出从交流旋转电机1的转子轴100的延伸方向观察到的、电流检测装置5中的电流检测器的配置位置的简要图。以后，将配置电流检测器的位置称为电流路径配置位置，该电流检测器构成为将磁性传感器与各相的电流路径相对配置。如图3所示，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置相对于转子轴100交替等间隔地配置于圆周上。这里，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置配置在同一圆上，但若将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置以对相邻的两个电流路径配置位置与中心进行连结的线所成的角、即相对于中心而相邻的两个电流路径配置位置的配置角全部相同的方式配置在半径不同的同心圆上，则也能获得同样的效果。电流检测装置5由配置于第1电流路径配置位置Y11、Y12、Y13和第2电流路径配置位置Y21、Y22、Y23的6个电流检测器构成。构成配置于电流路径配置位置Y11、Y12、Y13、Y21、Y22、Y23的电流检测器的磁性传感器分别检测电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s及iw2s的某一个。电流路径配置位置Y11、Y21、Y12、Y22、Y13、Y23在同一圆上依次配置成相邻的电流路径配置位置相对于转子轴100的配置角为π/3。第1电流路径配置位置Y11处，如图4所示由第1磁性传感器S11检测第1电流路径X11产生的磁场来获得i11。示出功率转换器4a或功率转换器4b与纸面背面侧连接，交流旋转电机1与纸面表面侧连接，并示出正电流从功率转换器向交流旋转电机流入的情况下的方向。虽未图示，但与第1电流路径配置位置Y11同样地，第1电流路径配置位置Y12处，由第1磁性传感器S12检测第1电流路径X12产生的磁场来获得i12，第1电流路径配置位置Y13处，由第1磁性传感器S13检测第1电流路径X13产生的磁场来获得i13。另外，第2电流路径配置位置Y21处，由第2磁性传感器S21检测第2电流路径X21产生的磁场来获得i21，第2电流路径配置位置Y22处，由第2磁性传感器S22检测第2电流路径X22产生的磁场来获得i22，第2电流路径配置位置Y23处，由第2磁性传感器S23检测第2电流路径X23产生的磁场来获得i23。
图4中，将第1电流路径X11和第1磁性传感器S11左右并排配置，但例如如图5所示也可以设为使用磁性体50来对第1电流路径X11产生的磁场进行集磁并由第1磁性传感器S11来检测的结构。另外，图3中将第1电流路径配置位置及第2电流路径配置位置中的电流路径设为辐射状的电流路径，但即使是从纸面表面向背面、从纸面背面向表面等其它路径的方向也能获得同样的效果。
交流旋转电机的转子产生的磁场经由作为转子轴的轴而成为磁性传感器的干扰原因，但如图3所示，通过将电流路径配置位置配置成以转子轴100为中心的同一圆形从而能使各磁性传感器中的干扰磁场变成等价。同相噪声在dq轴上能相抵消，因此能抑制对输出转矩的影响。然而，圆中心与转子轴100相一致并不是必要条件。例如，若配置磁性传感器的位置上的来自轴的磁场的泄漏较小，则即使圆中心与转子轴不一致，因来自轴的磁场的泄漏而引起的噪声的影响也较小。
下面，对将U1～W2的6相的各电流路径配置于哪个电流路径配置位置是适当的进行说明。在设所有相的电流振幅相同从而对电流检测值进行标准化的情况下，电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s及iw2s在将电气角设为θ、电流相位角设为β时由式(1)给出。
Figure BDA0002532926220000101
这里，alj_ki(k、l：u、v、w i、j：1、2)表示与电流路径ki相对配置的磁性传感器感受到电流路径lj的电流所产生的磁场的比例、即耦合系数。例如，au1_u1为与电流路径U1相对配置的磁性传感器感受到电流路径U1的电流所产生的磁场的比例、即与想要检测的电流路径之间的耦合系数。另外，av1_u1为与电流路径U1相对配置的磁性传感器感受到电流路径V1的电流所产生的磁场的比例、即与电流路径U1相对配置的磁性传感器与电流路径V1之间的耦合系数。由此，当ki和lj相同时系数alj_ki为想要检测的电流本身的系数，但ki和lj不同时系数alj_ki为成为噪声分量的系数。
基于式(2)及式(3)，能将检测出的三相电流转换成dq轴电流。
Figure BDA0002532926220000111
Figure BDA0002532926220000112
利用差电流(Id1-Id2及Iq1-Iq2)比和电流(Id1+Id2＝Id及Iq1+Iq2＝Iq)微小这一情况，输出转矩可由式(4)给出。通过降低和电流中所包含的检测误差从而能提高输出转矩精度，或抑制输出转矩脉动。
Figure BDA0002532926220000113
这里，Pm为极对数，φ为转子磁通，Ld及Lq分别为d轴电感及q轴电感。
d轴和电流Id以直流分量Id_sum_dc和交流分量Id_sum_ac的和来表现，q轴和电流Iq以直流分量Iq_sum_dc和交流分量Iq_sum_ac的和来表现，分别由式(5)～(8)给出。
Figure BDA0002532926220000121
Figure BDA0002532926220000131
Figure BDA0002532926220000132
各式中，当将由同相位的正弦函数所表示的项设为一项时，式(5)及式(7)中，从第2项到第6项为止是误差分量。从第2项到第4项为止相位相差2/3π，若各项正弦函数的振幅相等则从第2项到第4项为止的和成为零(后述条件(B)：从第2项到第4项为止的多个项相抵消)。即，当将式(5)及式(7)中误差分量设为零时，可以使从第2项到第4项为止的振幅相等，从第5项及第6项的振幅为零(后述条件(A)：成为误差分量的项的振幅因多个系数的抵消而成为零)。式(6)及式(8)中，从第1项到第9项为止是误差分量。从第1项到第3项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第1项到第3项为止的和成为零(后述条件(B))。从第4项到第6项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第4项到第6项为止的和成为零(后述条件(B))。从第7项到第9项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第7项到第9项为止的和成为零(后述条件(B))。即，当将式(6)及式(8)中误差分量设为零时，可以使从第1项到第3项为止的振幅相等，从第4项到第6项为止的振幅相等，从第7项到第9项为止的振幅相等。
如上所述，通过设n为3的倍数、所有相的电流振幅相同来进行标准化，从而对利用dq转换后得到的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流，能分别汇总由同相位的正弦函数所表示的项，利用由相互不同相位的正弦函数所表示的各项来表达。交流旋转电机例如是n＝3、即三相绕组为两个且如图2所示两个绕组的相位差是π/6那样的、2n＝6相的交流旋转电机的情况下，例如能如式(5)至式(8)那样来表达。利用同相位的正弦函数项中的、具有有效值的多个系数al_k(l≠k)的抵消、或不同相位的多个正弦函数项之间的抵消，将分别与电流路径相对配置有磁性传感器的2n个电流路径分别分配给2n个电流路径配置位置以使得dq转换后得到的电流表达误差的项满足下面(A)、(B)条件中的至少某一个，从而能实现误差较小的电流检测装置。即，各磁性传感器无需远离其它相来配置，因此无需较多空间，也无需校正导体或磁屏蔽这样的附加构件，能获得误差较小的电流检测装置。
(A)是通过在至少一个项中，将该项所包含的多个系数相抵消来抑制成为误差分量的项的振幅的条件。
(B)是通过不同相位的正弦函数的多个项之间的抵消来抑制误差分量的条件。
下面，对满足(A)、(B)某一个条件的电流检测器、即各相的电流路径的具体配置进行说明。作为第1电流路径X11～X13及第2电流路径X21～X23的通电相的组合，考虑图6的6个配置组合。对于将X11设为V1相的情况，可以将图6的U改称为V，将V改称为W，将W改称为U，对于将X11设为W1相的情况，可以将图6的U改称为W，将V改称为U，将W改称为V。
下面如式(9)所示对式(1)的系数进行标准化来说明。
au1_u1＝av1_v1＝aw1_w1＝au2_u2＝av2_v2＝aw2_w2＝1…(9)
对于图6的配置C1的情况，其它系数由式(10)给出。式(5)的第2项的振幅为-6k1，第3项及第4项的振幅为3k1，第5项的振幅为-6k2，第6项的振幅为6k2，因此残留和电流的直流分量误差。然而，例如式(6)的第4项振幅为-k1+0+k1+k1+0-k1从而成为零。由此，从式(6)的第1项到第9项为止的振幅因各项的多个系数的抵消而全部成为零，能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足(A)的条件。
Figure BDA0002532926220000151
对于图6的配置C2的情况，其它系数由式(11)给出。从式(5)的第2项到第6项的振幅、式(6)的第1项到第9项的振幅都成为零，和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项及交流分量误差的项满足条件(A)。
Figure BDA0002532926220000161
同样地，通过设为图6的配置C1、C3、C5，虽然残留和电流的直流分量误差，但能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足(A)的条件。图6的配置C1、C3、C5中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次以2π/3为间隔而提前，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位也依次以2π/3为间隔而提前。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于第1电流路径配置位置、即一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于第2电流路径配置位置、即另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位也沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。另外，上述的一个循环方向参照图3及图6为顺时针方向，但即使在例如将图3的Y11转换成Y13的位置、将Y13转换成Y11的位置、将Y21转换成Y23的位置、将Y23转换成Y21的位置后的循环方向为相反的情况，上述的说明也完全相同。即，上述的一个循环方向当然可以为顺时针、逆时针的任一个。以后也相同。
另外，通过设为图6的配置C2、C4、C6，从而对和电流的直流分量误差及交流分量误差均能进行抑制。即，直流分量误差的项及交流分量误差的项满足条件(A)。图6的配置C2、C4、C6中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次提前2π/3，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位依次延迟2π/3。对于n是3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
例如，在对需要输出转矩的精度的控制对象、例如车辆用发电电动机使用本实施方式的电流检测装置的情况下，可以选择配置C2、C4或C6，在对想要抑制输出转矩脉动的控制对象、例如电动助力转向用旋转电机使用本实施方式的电流检测装置的情况下，可以选择组合C1至C6的任一个。
为了将和电流的直流分量及交流分量误差的项的振幅通过多个系数的抵消而变成零，利用au1_u2成为-au2_u1，因此优选配置为第2电流路径X21在第1磁性传感器S11处产生的磁场的检测轴方向分量、与第1电流路径X11在第2磁性传感器S21处产生的磁场的检测轴方向分量的大小相等。例如，如图3所示，在电流路径呈辐射状地配置于同一平面上的电流路径配置位置的情况下，能通过如图7所示通过在电流路径的上侧(纸面的表面侧)、或如图8那样在电流路径的下侧(纸面的背面侧)配置磁性传感器来实现。即，通过使配置有第1磁性传感器的平面和配置有第1电流路径的平面之间的距离、与配置有第2磁性传感器的平面和配置有第2电流路径的平面之间的距离相等，从而能使相互干扰的磁场的影响等价。另外，如图9所示电流路径与纸面垂直配置的情况下，可以在与配置电流路径的圆同心的同心圆上配置磁性传感器。图9中，将磁性传感器配置在了电流路径的内径侧，但即使配置于外径侧也没有问题，通过将配置有第1电流路径的圆、配置有第2电流路径的圆、配置有第1磁性传感器的圆、及配置有第2磁性传感器的圆设为同心圆，从而能使相互干扰的磁场的影响等价。
使用图10对一部分的电流路径配置位置相对于图3发生偏移的情况的影响进行说明。图10仅Y23的位置相对于图3发生偏移。图3中若以图6的配置C2配置电流路径，则式(5)～(8)的各振幅根据式(11)而成为零，能使和电流的直流分量误差及交流分量误差变成零。对于图10的情况，例如，由于U1相和U2相与Y23的位置未偏移的情况相比更为远离，W1相和U2相与Y23的位置未偏移的情况相比更为接近，因此与Y23的位置未偏移的情相比au1_u2成为较小的值，au2_W1成为较大的值。因此，例如，各系数如式(12)及式(13)那样给出，成为和电流中0.6％左右的直流分量的误差。式(12)及式(13)中，au2_w1及aw1_u2成为最大值0.12，与各相中存在最大12％的检测误差无关，通过适当配置能降低检测误差。即，即使不是完全等间隔，只要是收敛在后述的输出转矩的误差上限内的程度的偏移，就能获得同样的效果。
Figure BDA0002532926220000181
Figure BDA0002532926220000182
图3中将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替等间隔地配置于圆周上，但如图11所示可以将第1电路路径配置位置彼此配置成等间隔，将第2电流路径配置位置彼此配置成等间隔，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替配置成非等间隔。作为第1电流路径X11～X13及第2电流路径X21～X23的通电相的组合，可以考虑图12的两个配置。对于图12的配置C1的情况，其它系数由式(14)给出，虽然残留和电流的直流分量误差，但能抑制交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(A)。图12的配置C1中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次以2π/3为间隔而提前，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位也依次以2π/3为间隔而提前。对于n为3的倍数的具有两组n相绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位也沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000191
对于图12的配置C2的情况，其它系数由式(15)给出，和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的第2项～第4项满足条件(B)，第5项～第6项满足条件(A)，并且交流分量误差的项满足条件(A)。图12的配置C2中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次以2π/3为间隔而提前，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位依次以2π/3为间隔而延迟。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000201
另外，如图13所示可以将分别等间隔地配置有3个电流路径配置位置的第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置沿圆周方向在π范围内分开配置。作为第1电流路径X11～X13及第2电流路径X21～X23的通电相的组合，可以考虑图14的2种配置。对于图14的配置C1的情况，其它系数由式(16)给出，虽然残留和电流的直流分量误差，但能抑制交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(A)。图14的配置C1中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次以2π/3为间隔而提前，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位也依次以2π/3为间隔而提前。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位也沿相同循环方向依次以2π/nrad为间隔而提前，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000202
对于图14的配置C2的情况，其它系数由式(17)给出，和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项及交流分量误差的项满足条件(A)。图14的配置C2中，流过第1电流路径X11～X13的电流的相位依次以2π/3为间隔而提前，流过第2电流路径X21～X23的电流的相位依次以2π/3为间隔而延迟。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000211
另外，如图15所示可以点对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置。由于与第1电流路径配置位置彼此、第2电流路径配置位置彼此相比，第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置相对远离，因此能如式(18)那样近似。
Figure BDA0002532926220000212
对于图14的配置C1的情况，其它系数由式(19)给出，虽然残留和电流的直流分量误差，但能抑制交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(A)。另一方面，对于图14的配置C2的情况，其它系数由式(20)给出，和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项及交流分量误差的项满足条件(A)。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位也沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。并且，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000221
Figure BDA0002532926220000222
另外，如图16所示可以线对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置。由于与第1电流路径配置位置彼此、第2电流路径配置位置彼此相比，第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置相对远离，因此能如式(21)那样近似。
Figure BDA0002532926220000231
对于图14的配置C1的情况，其它系数由式(22)给出，虽然残留和电流的直流分量误差，但能抑制交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(A)。另一方面，对于图14的配置C2的情况，其它系数由式(23)给出，和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项及交流分量误差的项满足条件(A)。对于n为3的倍数的具有两组n项绕组的交流旋转电机也同样，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位也沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。并且，通过配置电流路径以使得流过配置于一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿配置有电流路径配置位置的圆周的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，使得流过配置于另一组n个电流路径配置位置的n个电流路径的电流的相位沿相同循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
Figure BDA0002532926220000232
Figure BDA0002532926220000241
本实施方式中，对将电流检测误差通过误差分量所包含的多个系数或多个项的抵消而抑制为零的方法进行了说明，但当然也可以无需通过抵消而正确地成为零，只要成为满足要求性能的电流检测误差即可。若将配置于第1电流路径配置位置的磁性传感器的检测误差设为ΔId1、ΔIq1，将真值设为Id1r、Iq1r，将配置于第2电流路径配置位置的磁性传感器的检测误差设为ΔId2、ΔIq2，将真值设为Id2r、Iq2r，则输出转矩T成为式(24)。
Figure BDA0002532926220000242
输出转矩的误差分量Terr由式(25)给出。
Figure BDA0002532926220000243
当在要求的输出转矩精度或输出转矩脉动内抑制式(24)中的误差分量时，可以设为满足式(26)或式(27)。
|ΔId1+ΔId2|＝|ΔId|＜δd…(26)
|ΔIq1+ΔIq2|＝|ΔIq|＜δq…(27)
这里，ΔId＝ΔId1+ΔId2，ΔIq＝ΔIq1+ΔIq2，ΔId表示d轴和电流的误差分量，ΔIq表示q轴和电流的误差分量。
例如，若是Ld＝Lq的没有凸极性的交流旋转电机，则输出转矩的误差分量成为式(28)，若输出转矩的误差上限为Tlim则δq可以由式(29)给出。δq也能用同样的考虑方法给出上限值。例如，输出转矩的误差仅产生式(18)及式(21)的近似误差的量，只要在输出转矩的误差上限内就没有问题。
Figure BDA0002532926220000251
Figure BDA0002532926220000252
另外，本实施方式中所述的等间隔、点对称、线对称当然可以容许进入输出转矩的误差上限内的程度的位置偏差。
实施方式2.
本实施方式2中，关于如图17那样的两个三相绕组的相位差为零的情况，对可以将哪个相的电流路径配置于哪个电流路径配置位置进行说明。本实施方式2的电流检测装置与实施方式1仅第1三相绕组和第2三相绕组的相位差不同，因此对与实施方式1说明重合的部分省略说明。
由于对应相的电流几乎相等，因此在第1三相绕组和第2三相绕组的相位差为零的情况下，能应用公知的控制，即比较两个电流来检测故障，或当某一个磁性传感器产生故障时使用另一个磁性传感器的检测值来继续运行。
d轴和电流的直流分量Id_sum_dc和交流分量Id_sum_ac分别由式(30)及式(31)给出。由于q轴和电流由相对于d轴和电流相位相差π/2的具有相同系数的公式来表达，因此下面对d轴和电流中的误差分量的抑制进行说明。
Figure BDA0002532926220000261
Figure BDA0002532926220000262
如图3所示在将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替配置于圆周上的情况下，通过设为图6的配置C1、C3、C5，从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(B)。另外，通过设为图6的配置C2、C4、C6，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，且交流分量误差的项满足条件(B)。
如图11所示在将第1电流路径配置位置彼此配置成等间隔，将第2电流路径配置位置彼此配置成等间隔，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替配置成非等间隔的情况下，通过设为图12的配置C1从而虽然和电流的直流分量误差有残留，但也能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(B)。另外，通过设为图12的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，且交流分量误差的项满足条件(B)。
如图13所示在将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置沿圆周方向以π为间隔分开配置的情况下，通过设为图14的配置C1从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(B)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，且交流分量误差的项满足条件(B)。
如图15所示在点对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置的情况下，通过设为图14的配置C1从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即交流分量误差的项满足条件(B)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，且交流分量误差的项满足条件(B)。
如图16所示在线对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置的情况下，通过设为图14的配置C1从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的项满足条件(B)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，且交流分量误差的项满足条件(B)。
实施方式3.
本实施方式3中，关于如图18那样的两个三相绕组的相位差为π/3的情况，对可以将哪个相的电流路径配置于哪个电流路径配置位置进行说明。本实施方式3的电流检测装置与实施方式1仅第1三相绕组和第2三相绕组的相位差不同，因此对与实施方式1说明重合的部分省略说明。
在第1三相绕组和第2三相绕组的相位差为π/3的情况下，由于存在相位相差π的相的电流，因此能应用公知的控制，即比较两个电流来检测故障，或当某一个磁性传感器产生故障时使用另一个磁性传感器的检测值来继续运行。
d轴和电流的直流分量Id_sum_dc和交流分量Id_sum_ac分别由式(32)及式(33)给出。由于q轴和电流由相对于d轴和电流相位相差π/2的具有相同系数的公式来表达，因此下面对d轴和电流中的误差分量的抑制进行说明。
Figure BDA0002532926220000281
Figure BDA0002532926220000291
如图3所示在将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替配置于圆周上的情况下，通过设为图6的配置C1、C3、C5，虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。另外，通过设为图6的配置C2、C4、C6，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，并且交流分量误差的项的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。
如图11所示在将第1电流路径配置位置彼此配置成等间隔，将第2电流路径配置位置彼此配置成等间隔，将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置交替配置成非等间隔的情况下，通过设为图12的配置C1，从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。另外，通过设为图12的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，并且交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。
如图13所示在将第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置沿圆周方向以π为间隔分开配置的情况下，通过设为图14的配置C1，从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，并且交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。
如图15所示在点对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置的情况下，通过设为图14的配置C1，从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，并且交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。
如图16所示在线对称地配置第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置的情况下，通过设为图14的配置C1，从而虽然残留和电流的直流分量误差，但也能抑制和电流的交流分量误差。即，交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。另外，通过设为图14的配置C2，从而和电流的直流分量误差及交流分量误差均能得到抑制。即，直流分量误差的项满足条件(A)，并且交流分量误差的第1项～第3项满足条件(B)，第4项～第6项满足条件(A)。
另外，即使是一组6相绕组的交流旋转电机，也能通过分配与本实施方式的U1～W2分别对应的相来考虑，从而获得同样的效果。
实施方式4.
图19是示出实施方式4所涉及的电流检测装置的、从交流旋转电机1的转子轴100的延伸方向观察到的电流路径配置位置的简要图。作为具有2n＝6相大小的电流检测器的配置位置，提供3个即n个位置。电流检测装置5由配置于第1电流路径配置位置Y11、Y12、Y13和第2电流路径配置位置Y21、Y22、Y23的电流检测器构成。构成配置于Y11、Y12、Y13、Y21、Y22、Y23的电流检测器的磁性传感器分别检测电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s及iw2s的某一个。Y11和Y21、Y12和Y22、Y13和Y23在同一位置相邻配置。第1电流路径配置位置Y11处，如图4所示由第1磁性传感器S11检测第1电流路径X11产生的磁场来获得i11。另外，例如，如图5所示可以设为使用磁性体50对第1电流路径X11产生的磁场进行集磁并由第1磁性传感器S11来检测的结构。示出功率转换器4a或功率转换器4b与纸面背面侧连接，交流旋转电机1与纸面表面侧连接，并示出正电流从功率转换器向交流旋转电机流入的情况的方向。虽未图示，但与第1电流路径配置位置Y11同样地，第1电流路径配置位置Y12处，由第1磁性传感器S12检测第1电流路径X12产生的磁场来获得i12，第1电流路径配置位置Y13处，由第1磁性传感器S13检测第1电流路径X13产生的磁场来获得i13。另外，第2电流路径配置位置Y21处，由第2磁性传感器S21检测第2电流路径X21产生的磁场来获得i21，第2电流路径配置位置Y22处，由第2磁性传感器S22检测第2电流路径X22产生的磁场来获得i22，第2电流路径配置位置Y23处，由第2磁性传感器S23检测第2电流路径X23产生的磁场来获得i23。
以下，对将U1～W2的6相的电流路径配置于哪个电流路径配置位置是适当的进行说明。在设所有相的电流振幅相同从而对电流检测值进行标准化的情况下，电流检测值iu1s、iv1s、iw1s、iu2s、iv2s及iw2s如实施方式1中说明的式(1)那样给出。检测出的三相电流能基于式(2)及式(3)转换成dq轴电流。利用差电流(Id1-Id2及Iq1-Iq2)比和电流(Id1+Id2＝Id及Iq1+Iq2＝Iq)要微小的情况，从而输出转矩可由式(4)给出。通过降低和电流中所包含的检测误差从而能提高输出转矩精度，抑制输出转矩脉动。
d轴和电流Id1+Id2＝Id能以直流分量Id_sum_dc和交流分量Id_sum_ac的和来表达，q轴和电流Iq1+Iq2＝Iq能以直流分量Iq_sum_dc和交流分量Iq_sum_ac的和来表达，分别由式(5)～(8)给出。
各式中，当将由同相位的正弦函数来表示的项设为一个项时，式(5)及式(7)中，第2项到第6项为止为误差分量。从第2项到第4项为止相位相差2/3π，若各项正弦函数的振幅相等则从第2项到第4项为止的和成为零(实施方式1中说明的条件(B))。即，当将式(5)及式(7)中误差分量设为零时，只要从第2项到第4项为止的振幅相等，第5项及第6项的振幅为零(实施方式1中说明的条件(A))即可。式(6)及式(8)中，从第1项到第9项为止是误差分量。从第1项到第3项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第1项到第3项为止的和成为零(条件(B))。从第4项到第6项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第4项到第6项为止的和成为零。从第7项到第9项为止相位相差2/3π，若各项振幅相等则从第7项到第9项为止的和成为零(条件(B))。即，当将式(6)及式(8)中误差分量设为零时，只要从第1项到第3项为止的振幅相等，从第4项到第6项为止的振幅相等，从第7项到第9项为止的振幅相等即可。
图20是示出了相邻配置的第1电流路径配置位置Y12及第2电流路径配置位置Y22处的电流路径和磁性传感器的配置的简要图。按照第1电流路径X12、第1磁性传感器S12、第2磁性传感器S22、第2电流路径X22的顺序排列。第1电流路径X12在第1磁性传感器S12处产生的磁场方向为向下，因此检测轴为P12。第2电流路径X22在第2磁性传感器S22处产生的磁场方向为向上，因此检测轴为P22。第2电流路径X22在第1磁性传感器S12的位置产生的磁场方向为向上，因此与检测轴P12反向。第1电流路径X12在第2磁性传感器S22的位置产生的磁场方向为向下，因此与检测轴P22反向。即，即使在第1磁性传感器S11～S13、第2磁性传感器S21～S23的某一个中，噪声分量相对于本来想要获取的分量为反向分量。
观察式(5)的第5项及第6项的振幅，由于成为第1三相绕组彼此、第2三相绕组彼此的噪声分量的和，因此只要不使第1三相绕组的电流检测器彼此或第2三相绕组的电流检测器彼此相邻，则可将振幅设为零。由于从U1相的电路路径带给W2相的磁性传感器的噪声分量中减去W2相的电流路径带给U1相的磁性传感器的噪声分量，因此即使噪声分量分别存在，第2项的振幅也会被抵消而成为零。第3项及第4项的振幅需要成为零以与第2项的振幅相等。
第1电流路径X11～X13及第2电流路径X21～X23的通电相的组合考虑有图21的6种。对于将X11设为V1相的情况，可以将图21的U改称为V，将V改称为W，将W改称为U，对于将X11设为W1相的情况，可以将图21的U改称为W，将V改称为U，将W改称为V。
对于组合C3的情况，配置于相邻的电流路径配置位置的两个电流路径组合即作为(X11、X21)、(X12、X22)及(X13、X23)的系数由式(34)给出。
au1_v2＝av2_u1＝av1_w2＝aw2_v1＝aw1_u2＝au2_w1＝k1…(34)
式(9)及式(34)以外的系数由于比1及k1还要微小因此可以视为零。虽然不能使式(5)的第3项和第4项的振幅变为零，但能使式(6)的相位不同的第4项到第6项的振幅相等，并由相位不同的第4项到第6项的三项相抵消从而在整个第4项到第6项中误差项的值成为零。即，满足实施方式1中说明的条件(B)。由此，虽然输出转矩的精度无法达到，但能降低输出转矩脉动。组合C5也同样。
如上所述，对于相邻的电流路径配置位置可以以何种程度相邻，只要未相邻的两个电流路径间的系数a1_k的值相对于相邻配置的两个电流路径间的系数a1_k的值可无视的程度来相邻即可。具体而言，相邻配置的两个电流路径间的距离成为未相邻的距离最短的电流路径间的距离的0.2倍以下的距离即可。
另一方面，对于组合C2的情况，成为配置于相邻的电流路径配置位置的两个电流路径的组合的系数由式(35)给出。
au1_w2＝aw2_u1＝av1_v2＝av2_u1＝aw1_u2＝au2_w1＝k1…(35)
式(9)及式(35)以外的系数由于比1及k1还要微小因此可以视为零。虽然不能使式(6)的第4项到第6项的振幅相等，但能使式(5)的第3项和第4项的振幅变为零。即，满足条件(A)。由此，虽然不能降低输出转矩脉动，但输出转矩的精度能达到。组合C4及C6也同样。
并且，组合C1中，成为配置于相邻的电流路径配置位置的两个电流路径的组合的系数由式(36)给出。
au1_w2＝aw2_u1＝av1_u2＝au2_v1＝aw1_v2＝av2_w1＝k1…(36)
式(9)及式(36)以外的系数由于比1及k1还要微小因此可以视为零。在能使式(5)的第3项和第4项的振幅变为零的基础上，能使式(6)的第4项至第6项的振幅相等。即，满足条件(A)和条件(B)。由此，在输出转矩的精度达到的基础上，能降低输出转矩脉动。即，例如，在对需要输出转矩的精度的控制对象、例如车辆用发电电动机使用本实施方式的电流检测装置的情况下，选择组合C1、C2、C4或C6即可，在对想要抑制输出转矩脉动的控制对象、例如电动助力转向用旋转电机使用本实施方式的电流检测装置的情况下，选择组合C1、C3或C5即可。
即，通过将流过第1电流路径X11～X1n的电流设为相位依次以2π/n为间隔而提前的电流，并将流过第2电流路径X21～X2n的电流设为相位依次以2π/n为间隔而提前的电流，从而能获得可降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。通过将流过第1电流路径X11～X1n的电流设为相位依次以2π/n为间隔而提前的电流，并将流过第2电流路径X21～X2n的电流设为相位依次以2π/n为间隔而延迟的电流，从而能获得可提高输出转矩的精度的以往所没有的效果。并且，当将k设为1～n的自然数时设定流过第1电流路径X1k和第2电流路径X2k的电流的相位分别相差π/2(图21C1)，从而能获得既能提高输出转矩的精度又能降低输出转矩脉动的以往所没有的效果。
另外，此处对具有两组三相绕组的交流旋转电机进行了说明，但可以由表示误差分量的公式偏移了2π/3的3个正弦函数来构成，因此若n为3的倍数则在两组n相绕组中也能获得同样的效果。
图20中，将在第1电流路径X12产生的磁场的第1磁性传感器S12的检测轴P12中第2电流路径X22产生的磁场的方向、与在第2电流路径X22产生的磁场的第2磁性传感器S22的检测轴P22中第1电流路径X12产生的磁场方向均相对于检测轴的方向配置成反向，从而利用式(5)的第2项中三个组合(U1和W2、V1和U2、W1和V2)的参数以不同的符号出现两次的情况，除了能降低输出转矩脉动以外还能提高输出转矩的精度。
将与自身相的磁性传感器最近的电流路径设为自身相的电流路径，将第2近的电流路径设为相邻的电流检测器的相的电流路径，从而能使剩余的4相的电流路径的影响相对变小，能获得将式(1)的au1_u1～aw2_w2的36个参数中为降低电流检测误差所应考虑的对象缩小为12个这一以往所没有的效果。
这里对如图20所示配置的情况进行了说明，但在第1电流路径配置位置Y12及第2电流路径配置位置Y22处，可以设为如图22那样按第1磁性传感器S12、第1电流路径X12、第2电流路径X22、第2磁性传感器S22的顺序进行排列的配置。此时，第1电流路径X12在第1磁性传感器S12的位置产生的磁场的方向为向上，因此检测轴为P12。第2电流路径X22在第2磁性传感器S22的位置产生的磁场方向为向下，因此检测轴为P22。第2电流路径X22在第1磁性传感器S12的位置产生的磁场方向为向上，因此与检测轴P12同向。第1电流路径X12在第2磁性传感器S22的位置产生的磁场方向为向下，因此与检测轴P22同向。该情况下，式(5)～式(8)也同样成立，因此，将在第1电流路径X12产生的磁场的第1磁性传感器S12的检测轴P12上第2电流路径X22产生的磁场的方向、与在第2电流路径X22产生的磁场的第2磁性传感器S22的检测轴P22上第1电流路径X12产生的磁场方向均相对于检测轴的方向配置为同向，从而利用式(5)的第2项中三个组合(U1和W2、V1和U2、W1和V2)的参数以不同的符号出现两次的情况，除了能降低输出转矩脉动以外还能提高输出转矩的精度。另外，如图20及图22所示通过将磁性传感器和电流路径在直线上进行并排配置，从而也能获得抑制电流检测装置的纸面上下方向的尺寸的效果。
另外，图20及图22中将磁性传感器和电流路径在直线上进行了并排配置，但如图23所示即使将电流路径和磁性传感器在其它直线上进行并排配置也能在输出转矩中获得同样的效果。相邻的第1电流路径配置位置和第2电流路径配置位置处，由于能将第1电流路径和第2电流路径配置于同一平面上，将第1磁性传感器和第2磁性传感器配置于其它同一平面上，因此能提高搭载性。
另外，如图24或图25所示，对于功率转换器4a或功率转换器4b及交流旋转电机1的连接方向，即使第1电流路径X12和第2电流路径X22的连接方向相反，也能通过适当配置6相来获得同样的效果。然而，如图20、图22及图23所示对于功率转换器4a或功率转换器4b及交流旋转电机1的连接方向，第1电流路径X12和第2电流路径X22的连接方向为相同不言而喻是容易进行布线且有助于小型化的。相邻的两个电流路径配置位置处的电流路径和磁性传感器的配置可以组合多种配置来使用。
交流旋转电机的转子产生的磁场经由作为转子轴的轴而成为磁性传感器的干扰原因，但如图19所示，通过配置成以转子轴100为中心的同一圆形从而能使各磁性传感器中的干扰磁场变成等价。同相噪声能在dq轴上相抵消，因此能抑制对输出转矩的影响。然而，圆中心与转子轴100相一致并不是必要条件。例如，若配置磁性传感器的位置处来自轴的磁场的泄漏较小，则即使同心圆的中心与转子轴不一致，因来自轴的磁场的泄漏而引起的噪声的影响也较小。
实施方式5.
实施方式5中，汇总说明实施方式1至4中说明的、决定各相的电流路径的配置来制造电流检测装置的电流检测装置的制造方法。图26是表示实施方式5所涉及的电流检测装置的制造方法的流程的流程图。
首先，如式(37)所示使用al_k(k、l为从1至n的整数)来表达2n相各绕组的磁性传感器检测出的各检测电流iks。
Figure BDA0002532926220000371
这里，Il为l相的电流值，系数al_k为与k相的电流路径相对配置的磁性传感器检测出l相的电流的比例、即k相的磁性传感器与l相的电流路径之间的耦合系数。
式(37)是针对具有2n相绕组的旋转电机中的电流检测装置将式(1)作为一般式来表达的公式，上述式(1)为n＝3即三相绕组为两个且两个绕组的相位差为π/6那样的、2n＝6相的交流旋转电机的情况。式(1)表达为设Il的振幅都相同从而对电流进行标准化。例如将ak_k设为1，系数al_k能利用k相的磁性传感器检测出多少l相的电流的比例来表示。此时，需要对k相和l相的电流方向的关系、及在k相的磁性传感器的位置由l相的电流产生的磁通的方向进行考量从而决定系数的符号。现有电流检测装置中，例如设为对磁性传感器进行磁屏蔽，或者将k相的磁性传感器配置于与作为l≠k的1个相的所有电流路径足够远的距离，或者设置校正导体来附加校正电流等，从而系数al_k中l≠k的系数的值成为与ak_k的值相比可无视的程度的较小值，或成为与可无视的程度的较小值等价的值。如实施方式1至4所说明那样，本申请着眼于在至少多个系数al_k(l≠k)具有与ak_k的值相比不能无视的有效值的情况下，存在误差项的值通过具有该有效值的多个系数al_k(l≠k)间的抵消而降低或成为零的电流路径的配置，其特征在于决定电流路径的配置。
接着，使用由式(37)所表示的2n相的电流公式，将电流公式dq转换成两轴坐标系(步骤ST1)。接着，作为对分别相对配置有磁性传感器的2n个电流路径进行配置的电流路径配置位置，设定2n个电流路径配置位置(步骤ST2)。在该阶段，尚未决定将哪个相位的电流路径配置于哪个电流路径配置位置。另外，步骤ST1和步骤ST2顺序可以相反。
设n为3的倍数、Il的振幅都相同，从而对利用dq转换后得到的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流，分别汇总由同相位的正弦函数所表示的项，并利用由相互不同相位的正弦函数所表示的各项来表达。交流旋转电机例如是n＝3即三相绕组为两个且如图2所示两个绕组的相位差是π/6那样的、2n＝6相的交流旋转电机的情况下，例如能如式(5)至式(8)那样来表示。由此，当设n为3的倍数、Il振幅都相同时，对利用dq转换后得到的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流，分别汇总由同相位的正弦函数所表示的项，并利用由相互不同相位的正弦函数所表示的各项来表达。根据同相位的每个正弦函数项，利用具有有效值的多个系数al_k(l≠k)的抵消、或不同相位的多个正弦函数项之间的抵消，将2n个电流路径分别分配给2n个电流路径配置位置以使得dq转换后的电流公式的误差项满足下述(A)、(B)条件中的至少某一个(步骤ST3)。
(A)是通过在至少一个项中将该项中所包含的多个系数相抵消来抑制成为误差分量的项的振幅的条件。
(B)是通过不同相位的正弦函数的多个项之间的抵消来抑制误差分量的条件。
另外，实施方式4所涉及的电流检测装置中，将2n个电流路径配置位置设定为在n个各位置上设置了相邻的两个配置位置的电流路径配置位置。
由此，在各电流路径配置位置上配置所分配的相的电流路径从而制造电流检测装置(步骤ST4)。由此所制造出的电流检测装置满足上述(A)、(B)条件中的任意条件，从而成为在各配置位置上配置有各相的电流路径的结构的电流检测装置。
由此，通过将电流路径分别相对配置有磁性传感器的2n个各电流路径分配给2n个电流路径配置位置以满足(A)、(B)条件中的至少一个，从而能实现误差较小的电流检测装置。即，各磁性传感器无需远离其它相来配置，因此无需较多空间，也无需校正导体或磁屏蔽这样的附加构件，能获得误差较小的电流检测装置。
本申请记载了各种举例示出的实施方式及实施例，但1个或多个实施方式中记载的各种特征、形态及功能并不限于特定实施方式的应用，可单独或以各种组合来应用于实施方式。因此，可在本申请说明书所公开的技术范围内设想未举例示出的无数变形例。例如，设为也包含对至少1个结构要素进行变形、追加或者省略的情况、以及提取至少1个结构要素并与其它实施方式的结构要素进行组合的情况。
标号说明
1 交流旋转电机
5 电流检测装置
100 转子轴
S11、S12、S13、S21、S22、S23 磁性传感器
X11、X12、X13、X21、X22、X23 电流路径
Y11、Y12、Y13、Y21、Y22、Y23 电流路径配置位置

Claims (32)

1.一种电流检测装置，具有磁性传感器，该磁性传感器与通向交流旋转电机的2n相的各绕组的各电流路径分别相对配置，n为3的倍数，所述电流检测装置的特征在于，
l为1至2n的整数，k为1至2n的整数，由与k相的电流路径相对配置的所述磁性传感器来进行检测的检测电流iks通过所述2n相中第l相即l相电流Il、及所述l相的电流路径与相对配置于所述2n相中第k相即k相的电流路径的所述磁性传感器之间的耦合系数al_k来表达，设Il的振幅都相同，将以所述检测电流iks的公式
Figure FDA0002532926210000011
来表达的2n个检测电流iks dq转换成两轴坐标系，对以该dq转换后的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流各自的直流分量和交流分量分别按由互不相同的相位的正弦函数所表示的各项来进行汇总并进行表达，
此时，在2n个各电流路径配置位置上，将分别相对配置有所述磁性传感器的所述电流路径配置成满足以下两个条件中的至少一个条件的位置关系，即：
通过在至少一个项中将该一个项中所包含的l≠k的多个系数al_k相互抵消来抑制成为误差分量的项的振幅；以及
通过各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的相互抵消来抑制所述误差分量。
2.如权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，
根据所述相互抵消的条件，
使用基于所述交流旋转电机的输出转矩精度或输出转矩脉动所决定的误差δd及误差δq，
使所述d轴和电流的误差分量ΔId满足∣ΔId∣＜δd，或者使所述q轴和电流的误差分量ΔIq满足∣ΔIq∣＜δq。
3.如权利要求1或2所述的电流检测装置，其特征在于，
所述2n相绕组由两组n相绕组构成。
4.如权利要求3所述的电流检测装置，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为π/6rad。
5.如权利要求3所述的电流检测装置，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为零。
6.如权利要求3所述的电流检测装置，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为π/3rad。
7.如权利要求3至6的任一项所述的电流检测装置，其特征在于，
所述2n个所述电流路径配置位置配置于同一圆上。
8.如权利要求7所述的电流检测装置，其特征在于，
所述同一圆的中心在所述交流旋转电机的转子轴的位置上。
9.如权利要求7或8所述的电流检测装置，其特征在于，
将所述2n个所述电流路径配置位置配置成等间隔。
10.如权利要求7或8所述的电流检测装置，其特征在于，
将所述2n个所述电流路径配置位置设定为两组等间隔配置的n个所述电流路径配置位置，在各组的n个所述电流路径配置位置上配置有与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
11.如权利要求7或8所述的电流检测装置，其特征在于，
将所述2n个所述电流路径配置位置设定为配置于相互点对称的位置上的两组n个所述电流路径配置位置，在各组的n个所述电流路径配置位置上配置有与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
12.如权利要求7或8所述的电流检测装置，其特征在于，
将所述2n个所述电流路径配置位置设定为配置于相互线对称的位置上的两组n个所述电流路径配置位置，在各组的n个所述电流路径配置位置上配置有与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
13.如权利要求11或12所述的电流检测装置，其特征在于，
流过配置于一组n个所述电流路径配置位置的n个所述电流路径的电流的相位沿配置有所述电流路径配置位置的所述同一圆的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，流过配置于另一组n个所述电流路径配置位置的n个所述电流路径的电流的相位沿所述一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟。
14.如权利要求3至6的任一项所述的电流检测装置，其特征在于，
所述2n个所述电流路径配置位置与通向所述两组n相绕组的电流路径相对应地作为两组n个所述电流路径配置位置来进行设定，使得一组n个所述电流路径配置位置在同一圆上，另一组n个所述电流路径配置位置在半径与所述同一圆不同的同心圆上，相对于相邻的所述电流路径配置位置的所述同心圆的中心的配置角相同。
15.如权利要求1或2所述的电流检测装置，其特征在于，
所述2n相绕组为一组2n相绕组。
16.如权利要求1至8的任一项所述的电流检测装置，其特征在于，
将2n个所述电流路径配置位置配置为在n个各位置上设置有相邻的两个配置位置的电流路径配置位置。
17.一种电流检测装置的制造方法，
所述电流检测装置具有磁性传感器，该磁性传感器与通向交流旋转电机的2n相的各绕组的各电流路径分别相对配置，n为3的倍数，所述电流检测装置的制造方法的特征在于，包括：
配置位置设定工序，在该配置位置设定工序中，将2n个电流路径配置位置设定为对分别相对配置有所述磁性传感器的2n个所述电流路径进行配置的位置；
电流路径分配工序，在该电流路径分配工序中，
l为1至2n的整数，k为1至2n的整数，由与k相的电流路径相对配置的所述磁性传感器来进行检测的检测电流iks通过所述2n相中第l相即l相电流Il、及所述l相的电流路径与相对配置于所述2n相中第k相即k相的电流路径的所述磁性传感器之间的耦合系数al_k来表达，设Il的振幅都相同，将以所述检测电流iks的公式
Figure FDA0002532926210000031
来表达的2n个检测电流iks dq转换成两轴坐标系，对以该dq转换后的电流来表达的d轴和电流及q轴和电流各自的直流分量和交流分量分别按由互不相同的相位的正弦函数所表示的各项来进行汇总并进行表达，
此时，对所设定的2n个各所述电流路径配置位置分配分别相对配置有所述磁性传感器的2n个各所述电流路径，以满足以下两个条件中的至少一个条件，即：通过在至少一个项中将该一个项中所包含的l≠k的多个系数al_k相互抵消来抑制成为误差分量的项的振幅；通过各个所述正弦函数的相位不同的多个项的值的相互抵消来抑制所述误差分量；以及
电流路径配置工序，在该电流路径配置工序中，将分别相对配置有所述磁性传感器的各所述电流路径配置在所述电流路径分配工序中所分配的所述电流路径配置位置上。
18.如权利要求17所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
根据进行所述相互抵消的条件，
使用基于所述交流旋转电机的输出转矩精度或输出转矩脉动所决定的误差δd及误差δq，
使所述d轴和电流的误差分量ΔId满足∣ΔId∣＜δd，或者使所述q轴和电流的误差分量ΔIq满足∣ΔIq∣＜δq。
19.如权利要求17或18所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
所述2n相绕组由两组n相绕组构成。
20.如权利要求19所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为π/6rad。
21.如权利要求19所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为零。
22.如权利要求19所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
所述两组n相绕组的相位差为π/3rad。
23.如权利要求19至22的任一项所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置设定于同一圆上。
24.如权利要求23所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
将所述同一圆的中心设定于所述交流旋转电机的转子轴的位置。
25.如权利要求23或24所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置设定成等间隔。
26.如权利要求23或24所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置设定为两组等间隔配置的n个所述电流路径配置位置，
在所述电流路径分配工序中，对各组的n个所述电流路径配置位置分配与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
27.如权利要求23或24所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置设定为配置于相互点对称的位置的两组n个所述电流路径配置位置，
在所述电流路径分配工序中，对各组的n个所述电流路径配置位置分配与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
28.如权利要求23或24所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置设定为配置于相互线对称的位置的两组n个所述电流路径配置位置，
在所述电流路径分配工序中，对各组的n个所述电流路径配置位置分配与所述两组n相绕组的各组n相绕组对应的所述电流路径。
29.如权利要求27或28所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述电流路径分配工序中，分配n个所述电流路径以使得流过分配给一组n个所述电流路径配置位置的n个所述电流路径的电流的相位沿配置有所述电流路径配置位置的所述同一圆的一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而提前，并分配n个所述电流路径以使得流过分配给另一组n个所述电流路径配置位置的n个所述电流路径的电流的相位沿所述一个循环方向依次以2π/n rad为间隔而延迟。
30.如权利要求19至22的任一项所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将所述2n个所述电流路径配置位置与通向所述两组n相绕组的电流路径对应地作为两组n个所述电流路径配置位置来进行设定，使得一组n个所述电流路径配置位置在同一圆上，另一组n个所述电流路径配置位置在半径与所述同一圆不同的同心圆上，相对于相邻的所述电流路径配置位置的所述同心圆的中心的配置角相同。
31.如权利要求17或18所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
所述2n相绕组为一组2n相绕组。
32.如权利要求17至24的任一项所述的电流检测装置的制造方法，其特征在于，
在所述配置位置设定工序中，将2n个所述电流路径配置位置设定为在n个各位置上设置有相邻的两个配置位置的电流路径配置位置。
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