CN1120758A - 三相全桥整流电路和假四相全桥整流电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种三相全桥整流电路及假四相全桥整流电路，其提高了转换效率、功率因数、降低了谐波，其特征在于，将单相交流输入端的一个输入端与电容器的一端相连，另一端与扼流圈的一端相连。连接电容器的另一端与扼流圈的另一端形成第三端单相交流输入电压装置的两个线端以及所述第三线端与所述三相全桥整流器的各输入端相连，通过相应于三相全桥整流器直流输出端的直流负载电阻分别选择电容器及扼流圈的值，形成三相全桥整流器的波形。

Description

三相全桥整流电路和假四相 全桥整流电路

本发明涉及单相输入－三相全桥整流电路和单相输入－假四相全桥整流电路。

更确切地说，本发明涉及视频信号，音频信号，各种信息传送设备，诸如计算机、类似于复印机类办公自动化设备等电子设备，空调器，厨房设备，照明设备，工业电机调节器，或者类似于不间断电源类交流输出装置用的开关电源设备等所用的单相输入－三相全桥整流电路和单相输入－假四相全桥整流电路。

迄今，开关电源一般用于视频信号设备，音频信号设备，各种信息传送设备，诸如计算机、类似于复印机类办公自动化设备等电子设备，空调器，厨房设备，照明设备，工业电机调节器，或类似于不间断电源类交流输出装置。

随着半导体或专用控制器LSI大规模集成电路开关的改进，以及磁性材料和电容器具有高频特性，对开关电源的需求在迅速增长。

不过，最近已指出由于开关电源存在谐波电流，造成了对市电线路的电磁干扰。

伴随这个问题一起，还要指出的是开关电源存在的低功率因数，造成自然界能源的浪费。这些问题作为共性问题正引起发达国家的注意。

如今，国际电工委员会(IEC)决定要调节开关电源存在的谐波电流及低功率因数，而且这种调节也是日本所需要的。

譬如，关于IEC调节No.IEC1000－3－2，将调节的对象分成4类，其中A类针对三相输入装置，B类针对电动工具，C类针对照明设备，而D类针对具有不超过600瓦特殊化/峰值电流波形的装置。

在这些关于谐波电流调节中尤为重要的调节是关于单相电容输入型整流电路的调节；它一般用于开关电源。

例如，图1表示关于欧洲市场电视机(230V，230W)所采用的一种单相电容输入型整流电路，其从第3次谐波到第19次谐波所有奇次谐波的谐波电流值超过IEC标准(图1中实线)。

带这种开关电源的产品今后多半都不可能有销路。

迄今已经提出几种电路，作为以有关谐波电流调节为背景的代表。这中间，一般采用扼流圈输入电路、晶体管变频器法(无电容器输入法)以及有源滤波器法。

扼流圈输入电路具有比如图2(1)所示的电路结构；扼流圈从交流输入端接入。这种结构有点满足上述IEC标准。

例如，当把一个扼流圈接入如图3所示之欧洲市场电视机(230V，230W)所用的单相电容输入型整流电路的输入端时，从第3次谐波到第19次谐波所有奇次谐波的谐波电流值都低于IEC标准(图中实线)。不过，扼流圈输入电路的功率因数譬如图4所示那样，一般为0.75－0.8，这满足IEC标准的最低值，但这是不够的。仍有很多视在视率。

很清楚，扼流圈输入电路中谐波电流的存在是由直接与全桥整流输出相连的电容器充电电流引起的。因此，已经试验不考虑电容器的脉冲宽度调制(PWM)变换技术。

脉冲宽度调制所用电路的类型分成晶体管变频器法的和有源滤波器法的。

晶体管变频法的电路具有比如图2(2)所示的结构。虽然它有诸如费用、变换效率、功率因数或者线路谐波等方面的某些优点，但还是有其弱点的，即当交流输入电压的瞬时值在0左右时，它不能产生输出功率。另外，晶体管变频器法的电路有一个较大的弱点，即由于电源线一侧没有大电容器，所以在高速变换时，噪声会泄漏到电源线一侧。

因此，使用晶体管变频器法电路的开关电源的应用明显地受到限制。

而另一方面，有源滤波器方法具有如图2(3)所示的电路结构。本法具有接近于1的功率因数，但除了DC－DC变换器的开关之外，要改善功率因数，尚需其它开关电路。这就会因百分之几的高频噪声的增加而造成费用的增加，还造成变换效率降低。

此外，上述扼流圈输入电路法有一弱点，即由于扼流圈又重又大，就使该装置受到限制，不会是小而轻的。在将一个电路用于类似于一种计算机控制转换开关型空调器之类的连续地且负荷可大大改变的机器时，希望该电路在直流负荷改变时能保持恒定电压。

如上所述，伴随诸如费用增加、变换效率降低或者尺寸及重量增加之类的负向因素，要引导对已有开关电源中电流谐波的限制和功率因数的限制。

情况既然如此，于是给出本发明，其目的在于给出一种单相输入－三相全桥整流电路，它的费用增加很少，而且对于功率容量无限制。本发明还给出一种小而轻的单相输入－假四相全桥整流电路，它通过克服各种技术问题并从根本上改善变换效率、功率因数以及市电线路谐波，在直流负荷变换情况下能保持恒定的电压。

(I)单相输入－三相全桥整流电路

为解决上述问题，本发明提供具有如下特征的单相输入－三相全桥整流电路：

1.将单相交流输入端的输入线端与电容器的一端相连，电容器另一端与扼流圈的一端相连。得到与电容器的另一端和扼流圈经一端相连的第三线端。

将两个单相交流输入线端及该第三线端与三相全桥的各交流输入端相连。

2.对应于直流输出端的直流负载电阻值确定上述电容器及扼流圈的值，于是构成一个等效的三相整流电路，从而得到三相全桥整流波形。

(II)单相输入－假四相全桥整流电路

作为第二个发明，本发明给出具有如下特征的单相输入－假四相全桥整流电路。

1.把单相交流输入端的一个输入线端称为第一线端，另一端称为第二线端。

连接直接与在第一线端和第二线端之间的双向半导体开关元件、扼流圈及电容器相连的电路单元。

第三线端是该电路单元的电容器和扼流圈的连接点，第四线端是扼流圈与双向半导体开关元件的连接点。

把这四个输入线端与四相全桥整流电路的四个交流输入接线端连在一起，并把直流负载与正、负直流输出端相连。

2.根据直流输出电压值或直流输出电流值改变上述双向半导体开关元件的位相角或开关时间比，使直流输出电压或直流输出电流受到调整。

图1表示普通电容器输入型电路之谐波电流值与次数之间的关系；

图2表示具有常用的谐波分析法的电路结构；

图3表示普通扼流圈输入型电路之谐波电流值与次数之间的关系。

图4表示普通电路的功率消耗量与功率因数之间的关系；

图5是表示所发明的单相输入－三相全桥整流电路的电路结构图；

图6表示单相交流电路的结构；

图7表示单相全桥直流电路的结构；

图8表示从单相至三相变换电路的结构；

图9(A)、(B)是表示所发明的单相输入－假四相全桥整流电路的电路结构图；

图10是表示所发明的单相输入－假四相全桥整流电路的另一个电路结构图；

图11表示安装可调电感扼流圈部分的电路结构和波形；

图12是表示所发明的单相输入－三相全桥整流电路的电路结构图；

图13表示所发明的单相输入－三相全桥整流电路的电压及电流波形；

图14表示在所发明的单相输入－三相全桥整流电路负载改变时的电压波形；

图15表示常规电路与所发明的单相输入－三相全桥整流电路的各测试值。

图16(A)、(B)是表示所发明的开关调节器用单相输入－三相全桥整流电路各实际举例的电路结构图；

图17(A)、(B)、(C)是表示所发明的电视接收机用单相输入－三相全桥整流电路各实际举例的电路结构图；

图18是表示所发明的电视控制器用的单相输入－三相全桥整流电路实例的电路结构图；

图19是表示所发明的不间断电源用的单相输入－三相全桥整流电路实例的电路结构图；

图20是表示所发明的逆变器型空调器用的单相输入－三相全桥整流电路实例的电路结构图；

图21是表示所发明的感应加热型厨房设备用的单相输入－三相全桥整流电路实例的电路结构图；

图22表示所发明的单相输入－假四相全桥整流电路的各测试值；

图23(A)、(B)是表示所发明的单相输入－假四相全桥整流电路各实例的电路结构图；

图24(A)、(B)、(C)是表示所发明的电视接收机用的单相输入－假四相全桥整流电路各实例的电路结构图；

图25是表示所发明的电机控制器用的单相输入－假四相全桥整流电路实例的电路结构图；

图26是表示所发明的不间断电源用的单相输入－假四相全桥整流电路实例的电路结构图。

(I)单相输入－三相全桥整流电路

图5表示一种单相输入－三相全桥整流电路的情况。采用该电路可给出诸如高转换效率或者高功率因数等极好的工作效果。

随之，本人拟以实际计算为基础，比较本发明之单相输入－三相全桥整流电路与普通单相全桥整流电路的转换效率。

为了与本发明的单相输入－三相全桥整流电路比较，把一个单相交流电路(图6)、一个单相全桥电路(图7)和一个单相到三相变换电路(图8)表示为例。

各电路的电压、电流以及功率如下面这样来确定：

在图6的单相交流电路中

e₁是交流输入电压

i₁是交流输入电流

P_AC是交流输入功率

若把如图6之同样的交流输入电压(e₁)、交流输入电流(i₁)和交流输入功率(P_AC)用于一个单相全桥整流电路(图7)，则直流输出电压(E₁)、直流输出电流(I₁)以及直流输出功率(P_DC)被示如图7者。

结果，理论上是清楚的，即直流输出功率(P_DC)不超过交流输入功率(P_AC)的81％。这意味着包含在单相全桥输出波形中的谐波分量的能量为19％，它们不被用于直流输出功率。

接下去是关于图8所示的、把单相交流电路和单相全桥整流电路考虑在内的从单相到三相的变换电路。

这种从单相到三相的变换电路是这样一种电路，它在如图8所示的两个交流输入端(1)和(2)之间接出一个电容器(C₁)与扼流圈(L₁)的串连电路，在C₁和L₁的接点处产生与交流输入向量(e₁)不同相位的电压。

在这种从单相到三相的变换电路中，为了在对于图6和图7中所示的单相交流电路及单相全桥整流电路是相同的交流输入电压(e₁)和交流输入电流(i₁)情况下，以单相交流电路的单相功率i₁e₁补偿三相负载功率之和，当图8的i₂、i₃和i₄是i₁/3时，其方程如下：

每相的负载电阻＝3e₁/i₁＝3R₁。

首先，将该单相到三相变换电路的电容(C₁)和扼流圈(L₁)的值固定为产生三相交流电。

若交流电压的向量三角形图如图8所示那样，则L₁和C₁的电压向量是e_L和e_C。这时，由交流理论，因为电阻性，则i₃的电流向量与e_C相，而因为电容性，则i_C的电流向量比e_C向量超前90°；

若把绝对值确定为：

i₃绝对值的

倍，即 即，

则方程(2)为： $|{\stackrel{\·}{i}}_e+{\stackrel{\·}{i}}_3|=\sqrt{{\left(\sqrt{3}{i}_3\right)}^2+i_3^2}={2i}_3=\frac{2}{3}{i}_1\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$ 以同样的方法，若i_L的绝对值如下确定：

i₄绝对值(|i₁/3|)的 倍，则方程(3)为： $|{\stackrel{\·}{i}}_L+{\stackrel{\·}{i}}_4|=\sqrt{{\left(\sqrt{3}{i}_4\right)}^2+i_4^2}={2i}_4=\frac{2}{3}{i}_1\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

从该矢量图清楚地看出，C₁和3R₁的平行合成电流(2i₁/3)与L₁和3R₁的平行合成电流(2i₁/3)具有与单相交流输入电压(e₁)相同的位相，或者说功率因数为1。

于是可构成等效的三相交流电路。

另外，i₂的电流向是只由电阻分量形成，它有与单相交流输入电压(e₁)相同的位相。通过将C₁和3R₁的合成电流算术地加到电流分量i₂上或者将L₁和3R₁的合成电流算术地加到电流分量i₂上，可将单相交流输入电流表示为下述方程(4)： $i_1=i_2+(i_3+i_c)=i_2+(i_4+i_L)=\frac{i_1}{3}+\frac{{2i}_1}{3}$ …………………(4)

若交流输入功率为e₁·i₁，而交流输出功率是3相·e₁·i₁/3＝e₁i₁，则可由一个三相电路实现与单相交流电路的P_AC＝e₁·i₁同样的功率消耗。

以下确定本发明单相输入－三相全桥整流电路各部分的电压和电流。

若条件与上述图7之单相全桥整流电路的相同，则直流输出电压(E₃)、直流输出电流(I₃)、等效输出负载电阻(R₃)、通过二极管的一条支路的交流电流(i₅)、三相桥的交流输入电流(i₆)交流输电流(i₇)、扼流圈电流(i₈)、电容器电流(i₉)、交流输出功率(P_AC)以及直流输出功率(P_DC)由下述方程(5)所示： $I_3=\frac{E_1{I}_1}{E_3}=\frac{2}{3}{I}_1=\left(\frac{2}{3}\right)\left(\frac{2\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}{i}_1\right)=\frac{4\sqrt{2}}{3\mathrm{\π}}{i}_1=0.6i_1$ $R_3=\frac{E_3}{I_3}=\left(\frac{3}{2}\right)E_1/\left(\frac{2}{3}\right)I_1={\left(\frac{3}{2}\right)}^2\frac{E_1}{I_1}=2.25R_1$

P_AC＝e₁·i₇＝e₁·0.85i₁＝0.85e₁i₁ $P_{\mathrm{DC}}=E_3{I}_3=\left(\frac{3\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}{e}_1\right)\left(\frac{4\sqrt{2}}{3\mathrm{\π}}{i}_1\right)=\frac{8e_1{i}_1}{{\mathrm{\π}}^2}$ ＝0.81e₁i₁………………………(5)

这就是说，当现有的单相全桥整流电路需要交流输入功率e₁·i₁，才能得到0.8₁e₁i₁的直流输出功率时，本发明的单相输入－三相全桥整流电路可得与交流输入功率0.85e₁i₁等效的直流输出。

这意味着，从现有的单相全桥整流电路功率消耗降低了15％，同时维持几近100％的功率因数。而且还有一点优点，即泄漏到交流输入线路一侧的谐波分量大大地减少。

这些优点的基本原因在于通过使用三相全桥整流电路，伴随较小的谐波分量实现对三相交流电路的直流变换，以及这种变换的等效变换效率的缘故。

这意味着，当把本发明的单相输入－三相全桥整流电路用于诸如目前的电视接收机、个人计算机或者磁带录像机等具有稳定负荷的单相电气设备的电源时，在对电源线路没有谐波干扰的综合基数上可有近15％的单相交流电能资源压缩。

另外，在上述图8工作原理指导下，三相设备能够以和采用单相电路一样高的等效转换效率工作。

本发明的单相输入－三相全桥整流电路需要一个附加的交流电容器、一个扼流圈和两个整流二极管元件。作为主要的高耗费元件的扼流圈(L₂)的存储能量如方程式(5)中所示的0.49e₁i₁(VA)，而在下述方程式(7)中，它等效于变压器等效储能的1/2＝0.25e₁i₁，或等效于由变压器隔开的单相全桥储能的1/4。

本发明的交流电容器(C₂)为15μF，100WV，当直流输出功率是大约80W时，它的耗费就像两个二极管元件那样，不会高的。

虽然上面图2中所示的扼流圈和普通类型的精加工的电解电容器与本发明的电路的L₂和C₂耗费相同，但本发明对接入电路的扼流圈附加两个整流二极管元件，其耗费在上面图2所示的晶体管变频器型电路与扼流圈输入型电路之间。

(II)单相输入－假四相全桥整流电路

由图9的双向半导体开关元件和扼流圈形成的总阻抗等效于图5的单相输入－三相全桥整流电路中扼流圈的阻抗。当扼流圈中的总阻抗因采用双向半导体开关元件可能发生变化时，随着负荷的改变，本电路能够保持恒定的电压控制。图10的电路具有与图9电路同样的工作原理和能力。

图9(A)、(B)表示本发明单相输入－假四相全桥整流电路的例5电路结构。图9(A)表示原理性电路，图9(B)还表示实际应用。

这里给小扼流圈接上电容器C，担当图13中所表示的优良的电容器电流。所以，使交流输入电流的谐波分量大大地减少。

图10表示单相输入－假四相全桥整流是路的举例电路结构，其中使图9(A)、(B)电路的双向半导体开关元件、扼流圈以及电容器之间的连接次序被交换。

同图9(A)、(B)的双向半导体开关元件及扼流圈形成的总阻抗等效于图5单相输入－三相全桥整流电路之扼流圈的阻抗。

当扼流圈中的总阻抗因采用双向半导体开关元件而可能发生变化时，随着负荷的改变，本电路能够保持恒定的电压控制。图10的电路具有与图9电路同样的工作原理和能力。

图11表示扼流圈部分的电路结构举例。图11(1)表示带固定电感扼流圈的现有电路结构。图11(2)表示具有可调电感的举例电路结构。该电路中，一些电感固定，另一些电感可变。

通过对这种可变电感采用双向半导体开关元件，使恒压或恒流得到自动控制。

有下列带可变电感的电路：

1)具有饱和铁芯扼流圈作为可变电感控制装置的电路。

2)具有控制位相的可控硅和二极管桥的电路。

3)具有晶体管和二极管桥的电路。

4)具有三端双向可控硅开关元件的电路。

图11(3)表示一种具有饱和铁芯扼流圈电路的举例结构。虽然这个电路能够很好地控制恒压，但因为其尺寸及重量大，而且生产费用高，所以目前并不实用

图11(5)表示一种具有控制位相的可控硅和二极管桥电路的举例结构。该电路具有等效于上述带饱和铁芯扼流圈电路的控制效果，但仍有一些弱点，比如由于当开关接通时，半导体中的压降相当于2.5－3V(控制相位的可控硅上1V，二极管桥上1.5－2V)而致高发热和效率下降。

图11(6)表示一种具有晶体管和二极管桥电路的举例结构。该电路为一高速脉冲宽度控制电路，它可随着负载电阻的增加或负荷电流的减小使脉冲变窄，而更加优良地控制恒压。不过，它具有作为晶体管变频器类型电路或有源滤波器类型电路的弱点，比如由于高速变换所致的高频电磁波影响。

图11(4)表示一种具有三端双向可控硅开关元件电路的举例结构。这种电路具有等效于带饱和磁芯扼流圈电路的控制效果，但它没有类似于上述各电路那样的弱点。当三端双向可控硅开关元件的全相角接近180°时，流过该电路的电流非常小。不但它的等效电感大，而且它是脉冲式的电流，这种流的位相关于输入电压位相的平均值落后90°。

这种电路的固定电感的额定功率可以降至图11(1)所示电路的原来电感额定功率的1/3－1/5，也即现有电路所用扼流圈中电感的额定功率。所以，这点是很清楚的，即具有三端双向可控硅开关元件的电路是最适宜的控制可变电感的双向半导体开关元件。

因此，本发明的单相输入－假四相全桥整流电路使用可变电感，它由控制双向半导体位相的元件和额定功率小而且重量轻的固定扼流圈部分组成。另外，通过采用三端双向可控硅开关元件作为控制双向半导体位相的元件，可以给出尤为优良的自动恒压控制。

根据上述结构和特点，本发明的单相输入－三相全桥整流电路和单相输入－假四相全桥整流电路可以构成一个单相输入三相全桥整流电路或一个四相全桥整流电路，它们通过连接其值偏离依赖于输出端负荷的最好值的扼流圈、电容器和三相全桥整流元件或四相全桥整流元件，而得以实现使具有劣质波形的未予平衡的三相交流全桥整流器成为正常的三相交流输出的全桥整流波形的特性。

它们还可以构成一个单相输入三相全桥整流电路，或一个单相输入四相全桥整流电路，这些电路有一种结构，当作为直流主负载的电子设备处于空载条件下，该结构相应于被关断的没有局部功能的主负载电路分隔上述发明的电容器电路或扼流圈电路。

利用下面所示的工作实例，进一步详细说明本发明。例1

为了说明本发明的单相输入－三相全桥整流电路的运行，利用计算机模拟和实验，使图12所示的本发明单相输入－三相全桥整流电路被确认。

首先，根据上述方程式(5)的i₈和i₉，确定L₂、C₂和3R₃的值。为了比较，如下式(6)那样假设单相全桥整流电路的电压、电流和功率

为了得到在交流输入电源的频率为50HZ时的等效直流输出功率，上述图12的L₂和C₂，以及方程式(5)的i₆、i₉和e₁如下述：ωL₂i₈＝e₁所以， $L_2=\frac{e_1}{2\mathrm{\πf}{i}_6}=\left(\frac{100}{100\mathrm{\π}}\right)\left(\frac{1}{0.49\×1A}\right)$ 649mHωC₂e₁＝i₈所从， $C_2=\frac{0.49i_1}{2\mathrm{\πf}{e}_1}=\frac{0.49\×1A\×{10}^6}{100\mathrm{\π}\×100}\left(\mathrm{\μf}\right)$ ＝15.6μF

……………………(7) $R_3={\left(\frac{3}{2}\right)}^{2}R=2.25\×100\mathrm{\Ω}=225\mathrm{\Ω}$ 和E₃＝1.5E₁＝1.35e₁＝135V $I_3=\frac{2}{3}{I}_1=\frac{2}{3}\×0.9A=0.6A$ P_DC＝E₃I₃＝0.81e₁I₁＝81WP_AC＝e₁·0.85i₁＝85W………………………(8)

若上述方程式(7)的常数做为基础，则利用快速富利叶变换，单相输入－三相全桥整注电路的电压波形和电流波形如图13所示。

图13的(1)表示当单相交流电源电压(e₁)(有效值100V)，从正弦波的零位相增加时的波形；

图13的(2)表示扼流圈(L₂)的电压(e_L)；

图13的(3)表示电容器(C₂)的电压(e_C)；

图13的(4)表示直流输出电压(E₃)。

这些图表示e_L超前e₁60°，e_C落后e₁60°，这表明等效的三相电压的存在。

图13的(5)－(8)表示各部分的相应电流波形。(5)表示交流输入电流(i₇)，(6)表示扼流圈(L₂)的交流电流(i₈)，(7)表示是电容器(C₂)的交流电流(i₉)，(8)表示直流输出电流(I₃)。

按照图13(4)，直流脉动电压稍大于常规的三相全桥的波形。这被认为是由于图13(7)的流过电容器(C₂)的交流电流不是正弦波，并且在三相二极管的电流变换时间，它又大大地变化，所以它包含大量的第5次谐波的缘故。

而且，由于图13(5)的电流波形接近于一般三相全桥整流电路的交流电流波形，所以还可认为本发明单相输入－三相全桥整流电路的输入功率因数大约为1。

当通过改变电容器(C₂)的值，使直流输出电压中所含的脉动电压降低时，扼流圈(L₂)的电感具有由假设是正弦波工作时的理论值所计算得到的值，电容器(C₂)具有它的在理论值90％处的最好值(纹波电压最小值)。

例如，当把为脉冲宽度控制用的高频直流－直流变换器或直流－交流变换器接于本电路之后，可将某种程度的纹波认为是输入电压的变动，并且通过稳压控制是能够达到足够好的。这还可以通过接入简单的滤波器而予解决。

图14(9)－(11)表示当负载电阻值关于假定该负载关于输入电压的变化控制恒压或恒流而变化±10％时的三相全桥输出波形的变化范围。图14(9)表示这种情况下的直流输出电压(E₃)，它具有稍大于完善的三相全桥输出，但充分地小于单相全桥和三相半桥输出的脉动电压。这对于实际使用是件小事。

此外，图14(10)和(11)表示输出电压的脉动值和平均值均与图14(9)的最好值不同，这对于实际使用也是件小事。

等效的三相全桥整流电路的工作是通过采用计算机模拟和实际实验来证实的，而且模拟的正确性也被确认。

此外，图15表示用以说明本发明单相输入－三相全桥整流电路的试验结果。尽管仍有测量手段的导入误差，这个结果说明了理论值与测量值的一致性。例2

图16(A)、(B)表示用于普通DC－DC变换器的本发明单相输入－三相全桥整流电路的举例结构。通过以三相全桥替代普通的单相全桥，有效交流输入功率可压缩15％，功率因数保持在接近95％－99％，电源线路的谐波能量被大大降低。例3

图17(A)、(B)、(C)表示用于许多种大大小小电视接收机的本发明单相输入－三相全桥整流电路的例子。连接方法有如例2者一样，并利用本发明的类型替代普通电视接收机的单相全桥部分。

结果，交流输入功率、功率因数以及电源线路的谐波能量都有如例2那样得到改善。例4

图18、图19、图20和图21表示当把本发明单相输入－三相全桥整流电路的实际例子引入产生三相或单相输出的DC－AC逆变器的整流器部分时的举例结构。

特别是通过采用单相输入给出对三相交流电的等效变换效率。也即实现节约能量、高功率因数和以小的电源线路谐波能量工作。例5

用以说明本发明单相输入－假四相全桥整流电路的测试结果如图22所示。尽管仍有因测量手段所致的微小不同，该结果表示出理论值与测量值的一致性。

图23(A)、(B)表示这种测试所用的本发明单相输入－假四相全桥整流电路的举例结构。

图23(A)表示对于直流负载变化的恒压控制电路的举例结构。

图23(B)表示一个用以改善功率因数的电路举例结构，未包含稳压控制电路。例6

图26(A)、(B)和(C)表示本发明的单相输入－假四相全桥整流电路用于普通DC－DC变换器的举例结构。

通过用等效的四相全桥替代普通单相全桥，使有效交流输入功率被压缩约10％，可保持接近95％－99％的功率因数，并大大降低电源线路的谐波能量。例7

图25和图26表示当把本发明单相输入－假四相全桥整流电路的实例引入产生三相或单相交流输出的DC－AC逆变器的整流器部分时的举例结构。

特别是通过采用单相输入给出好于单相全桥整流器的转换效率。也即能够节约能量，有较高的功率因数，并以小的电源线路谐波能量工作。

当然，本发明可以用于许多情况，而不仅用在上述举例中。尽管这里并未表示具体的例子，比如为了经济，它可以构成一个单相输入三相全桥整流电路，或者一个单相输入四相全桥整流电路，它们通过连接其值偏离依赖于输出端负荷的最好值的扼流圈、电容器和三相全桥整流元件或四相全桥整流元件，而得以实现使具有劣质波形的未予平衡的三相交流全桥整流器成为正常三相交流输出的全桥整流波形的特性。

它还可以构成一个单相输入三相全桥整流电路，或一个单相输入四相全桥整流电路，这些电路有一种结构，当主负载为空载条件下，该结构相应于被关断的没有局部功能的主负载电路分离上述发明的电容器电路或扼流圈电路。

恰如上面所明确说明的，本发明的单相输入－三相全桥整流电路通过采用三相全桥整流电路而使得能以小的谐波分量进行DC转换。

而且，它还能得到等效于三相交流电路的转换效率，与普通电路相比，可压缩10％的功率消耗，并保持95％－99％的功率因数。此外，可大大降低对交流输入电源线路一侧的谐波分量。

本发明的单相输入－假四相全桥整流电路，由于采用四相全桥整流电路，就能够以较小的谐波分量进行DC转换，而且它还能得到等效于三相交流电路的转换效率。与普通电路相比，可压缩10％的功率消耗，并保持90－98％的功率因数。此外，还大大降低对交流输入电源一侧的谐波分量。

通过使用双向半导体位相控制元件，比如可变电感加固定的扼流圈结构，可使扼流圈小而轻。而且，通过采用三端双向可控硅开关元件作为双向半导体位相控制元件，可给出恒压控制。

另外，可以给出一个单相输入三相全桥整流电路和一个单相输入假四相全桥整流电路，它们有小的成本增加，并且对于功率容量无限制。

采用本发明，可以由单相交流输入电路给出三相交流功率或三相全桥整流功率，并能控制它们。

Claims (14)

1.一种三相全桥整流电路，包括一个提供输入电压的单相交流输入电压的装置，一个与所述交流输入电压装置耦接的输出直流电压的装置，用以从所述交流输入电压给出输出直流电压，所述直流输出电压装置包括一个从单相到三相的位相变换装置，此装置有一个电感器、一个电容器和一个三相全桥整流器；

所述单相交流输入电压装置的一个输入线端与电容器的一端相连，所述单相交流输入电压装置之另一线端与一扼流圈的一端相连，电容器的另一端与所述扼流圈的另一端相连，从而形成第三线端；单相交流输入电压装置的两个线端以及所述第三线端与所述三相全桥整流器的各输入端相连，其特征在于：通过相应于三相全桥整流器直流输出端的直流负载电阻分别选择电容器及扼流圈的值，形成三相全桥整流器的波形。

2.一种如权利要求1所述的三相全桥整流电路，其特征在于：提供一个DC－DC变换器做为直流负载电阻。

3.一种假四相全桥整流电路，包括一个提供输入电压的单相交流输入电压装置，一个与所述交流输入电压装置耦接的输出直流电压的装置，用以从所述交流输入电压给出输出直流电压，所述直流输出电压装置包括一个从单相到四相的位相变换装置，此装置有一个电容器、一个电感器、一个双向半导体开关和一个四相全桥整流器；本电路还设有直流输出电压或电流检测装置，所述双向半导体开关的相位角控制装置，以及闭环控制装置；

所述单相交流输入装置的一个输入线端与所述电容器的一端相连，另一个交流输入线端与所述双向半导体开关的一端相连；电容器的另一端和所述扼流圈的一端相连，形成第三线端；扼流圈的另一端与双向半导体开关的另一端相连，形成第四线端；单相交流输入电压装置的两个线端、所述第三线端以及所述第四线端与所述四相全桥整流器的各输入端相连；

相应于四相全桥整流器直流输出端的直流负载电阻选择电容器和扼流圈的值，根据交流输入电压或直流输出负载电流的变化改变双向半导体开关的相位角。

4.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：用一个DC－DC变换器充当直流负载电阻。

5.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：提供一个DC－AC逆变器做为直流负载电阻。

6.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：通过所述位相角控制装置以及所述闭环控制装置，将直流输出电压的最大值控制成等于交流输入电压的最大值。

7.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：提供一个三端双向可控硅开关元件做为所述双向半导体开关装置。

8.一种如权利要求1所述的三相全桥整流电路，其特征在于：提供一种电子设备做为直流负载电阻。

9.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：提供一种电子设备做为直流负载电阻。

10.一种如权利要求1所述的三相全桥整流电路，其特征在于：提供一种交流输出装置做为直流负载电阻。

11.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：提供一种交流输出装置做为直流负载电阻。

12.一种如权利要求1所述的三相全桥整流电路，其特征在于：将扼流圈和电容器的值调整成使之偏离最佳电感及电容的值。

13.一种如权利要求3所述的假四相全桥整流电路，其特征在于：将扼流圈和电容器的值调整成使之偏离最佳电感及电容的值。

14.一种如权利要求1所述的三相全桥整流电路，其特征在于：提供一个截止装置，用于在输出负荷空载条件期间切断电容器、扼流圈和闭环控制装置。

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