CN112042096A - Dc/dc变换器及dc/dc变换器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
在进行不同的电压电平之间的电压切换的恒压离散控制中，抑制低速的输出检测电压的影响，在稳定电压状态下进行高速迁移，在恒压状态下进行稳定的控制。本发明的DC/DC变换器在切换并输出不同的电压电平的电压切换的恒压离散控制中，(i)通过设定增益A(A1、A2)，追随指令电压以及删除检测输出电压vo的项，由此抑制输出电压检测的影响，(ii)通过代替低速的检测输出电压而使用根据电容电流推定出的输出电压vodet，抑制低速的检测输出电压的影响，抑制延迟时间造成的控制的影响。
Description
技术领域
本发明涉及切换直流电压的电压电平的DC/DC变换器及DC/DC变换器的控制方法。
背景技术
(高电平/低电平脉冲运转)
近年来，例如在等离子体应用领域正在使用通过接通/断开脉冲运转以及高电平/低电平脉冲运转生成的高频电力(RF输出)，其中，接通/断开脉冲运转以数十Hz～数十kHz的周期进行接通/断开，高电平/低电平脉冲运转可高速地改变RF电力振幅。
可以说这些脉冲运转对抑制因成膜时的粒子而发生的异常放电以及通过低温等离子体进行的微细加工等是有效的。
接通/断开脉冲运转是对负载供给间断的高频电力(RF输出)的运转模式。该运转模式在不向负载供给电力的断开区间等离子体有可能消灭。因此，一旦等离子体消灭，RF输出会产生等离子体阻抗与失配。
另一方面，高电平/低电平脉冲运转是将对于负载始终不会间断的连续的高频电力分为高电平与低电平这2个不同的电平使其可周期性变化的运转模式，供给与高电平不同的电平的电力来代替接通/断开脉冲运转的断开区间。例如，在对等离子体的电力供给中，供给在薄膜生成所需的高电平侧电力与用于持续维持等离子体放电的低电平侧电力之间连续的输出，由此防止等离子体的消灭，始终维持稳定的等离子体放电。
(DC/DC变换器)
在RF发生器中，存在通过DC/DC变换器部的控制来进行高电平/低电平脉冲运转的方式。
在DC/DC变换器部的控制中，由于需要使2个不同的电压电平高速地迁移，因此高电平/低电平脉冲运转的频率极限取决于DC/DC变换器的控制响应性。因此，为了在电压电平之间高速地迁移，在DC/DC变换器中寻求高速的电压变化，并且寻求稳定的电压控制。
作为DC/DC变换器的控制方式，通常已知PI控制。PI控制是通过对指令值与检测值的差进行比例及积分来计算操作量的典型的控制。
作为一个例子，存在通过双闭环控制系统进行的PI控制，该双闭环控制系统具备使用电容器电流的小环路和使用检出输出电压的主环路。闭环控制方式的PI控制为典型控制，在主环路及小环路的控制响应中分别存在如下限制。
1)小环路由于受到死区时间等的影响，因此开关频率的约1/10的频率成为最大的控制响应。
2)主环路为了防止与小环路的干扰，小环路的控制响应的约1/10的频率成为最大的控制响应。
因此，开关频率的约1/100的频率成为主环路的最大的控制响应。由于该控制响应的制约，在进行10kHz及其以上的频率的高电平/低电平脉冲运转时，开关频率超过1MHz，控制复杂化，而且闭环控制的控制响应超过极限。因此，在PI控制中，难以实现可获得高速的上升时间及下降时间的稳定的高电平/低电平脉冲运转。
(离散控制)
作为具有高响应性的DC/DC变换器的控制方式，存在离散控制。图20示出了PI控制和离散控制的概要。在图20(a)所示的PI控制中，检测输出与指令值的误差量来求出操作量，根据控制的响应频率逐渐跟踪。
与之相对，在图20(b)所示的离散控制中，使用DC/DC变换器的主电路的模型和检测值来求出1个样本后使控制值与目标值一致所需的操作量。通过向主电路赋予该操作量来进行使指令值与控制值在下一样本点一致的非线性控制。
离散控制是针对通过离散模型将以输入及输出作为状态变量的电路状态进行展开而得到的状态方程式，以第(ks+1)采样周期的控制值等于目标值的方式对每个采样周期运算脉冲宽度ΔT(k)，通过基于求出的脉冲宽度ΔT(k)的开关动作来控制输出。
在理想状态下，离散控制的开关频率直接成为最大的控制响应。此时，根据模型化的主电路的关系式和检测值求出离散控制的操作量。
在非专利文献1中提出了仅使用电压检测值的控制。另外，在非专利文献2～4中记述了对延迟进行推定并补偿的控制。另外，在非专利文献5中提及了数字控制中因平均化而产生的延迟时间对稳定性的影响。
迄今，针对基于高电平/低电平脉冲运转的控制，提出了使用电感电流iL作为检测值的ILref控制(非专利文献6)。该ILref控制是将电感电流作为目标值并将输出电流Iout看作变动干扰而进行的输出控制。在非专利文献7中示出了在开关频率200kHz的条件下以518μs实现从低电平12V向高电平120V的108V迁移。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：A.Kawamura，T.Haneyoshi，and R.G.Hoft：“Deadbeat ControlledPWM Inverter with Parameter Estimation Using Only Voltage Sensor”，IEEEtransactions on Power Electronics，Vol.3，Issue2，pp.118-125(1988)
非专利文献2：C.Li，S.Shen，M.Guan，J.Lu，and J.Zhang：“A Delay-compensatedDeadbeat Current Controller for AC Electronic Load”，In Proceeding of the 25thChinese Control Conference，CCC 2006，pp.1981-1985(2006)
非专利文献3：K.Hung，C.Chang，and L.Chen：“Analysis and Implement ationof a Delay-compensated Deadbeat Current Controller for Solar Inverters”，InProceeding of Circuits，Devices and Systems，Vol.148，pp.279-286(2001)
非专利文献4：T.Nussbaumer，M.L.Heldwein，G.Gong，S.D.Round，and J.W.Kolar“Comparison of Prediction Techniques to Compensate Time Delays Caused byDigital Control of a Three-Phase Buck-Type PWM Rectifier System”，IEEETransactions on Industrial Electronics，Vol.55，Issue 2，pp.791-799(2008)
非专利文献5：J.Chen，A.Prodic，R.W.Erickson，and D.Maksimovic:“PredictiveDigital Current Programmed Control”，IEEE Transactions on Power Electronics，Vol.18，Issue 1，pp.411-419(2003)
非专利文献6：S.Mizushima，A.Kawamura，I.Yuzurihara，A.Takayanagi，andR.Ohma：“DC Converter Control Using Deadbeat Control of High SwitchingFrequency for Two-type Operation Modes”，In Proceeding of the 40th AnnualConference of the IEEE，IECON 2014，Vol.1，pp.5029-5034(2014)
非专利文献7：S.Mizushima，H.Adachi，A.Kawamura，I.Yuzurihara，and R.Ohma：“High/Low Pulse Generation of Deadbeat Based High Power DC-DC converter withVery Short Rise Time”，In Proceeding of the 8th International PowerElectronics and Motion Control Conference of the IEEE，IPEMC-ECCE Asia 2016，Vol.1，pp.609-615(2016)
发明内容
发明所要解决的课题
在DC/DC变换器的高电平/低电平脉冲运转中，在从低电平侧电力向高电平侧电力迁移时的上升所需的迁移时间以及从高电平侧电力向低电平侧电力迁移时的下降所需的迁移时间长的情况下，在迁移区间产生不稳定的等离子体，成为生成不均匀的薄膜的原因。因此，寻求使上升和下降高速化来缩短迁移时间。
在为了高速响应而使开关频率高频化时，无法忽略在取得电压及电流的检测值时在主电路与控制部之间产生的延迟时间造成的影响。作为延迟时间，存在检测器中的取得延迟、计算离散控制等的操作量时的计算延迟、DC/DC变换器的开关装置的反应延迟等。
在以恒压离散控制进行高电平/低电平脉冲运转等的不同的电压电平之间的电压切换时，若通过低速的检测输出电压对检测输出电压vo进行检测并使用取得的检测输出电压进行控制，则检测输出电压vo较大地受到在输出电压的检测时产生的延迟时间的影响。因此，在以恒压离散控制进行不同的电压电平之间的电压切换的情况下，寻求抑制低速的检测输出电压的影响，抑制延迟时间造成的控制的影响，稳定地进行高速电压间迁移以及在恒压状态下进行稳定的控制。
本发明的目的在于，解决上述课题，在进行不同的电压电平之间的电压切换的恒压离散控制中，抑制低速的检测输出电压的影响，抑制延迟时间造成的控制的影响，稳定地进行高速电压间迁移，在恒压状态下进行稳定的控制。
用于解决课题的方法
本发明中，在切换并输出不同的电压电平的电压切换的恒压离散控制中，通过(i)设定增益A(A1、A2)以及(ii)采用输出电压vodet来抑制低速的检测输出电压的影响，并抑制延迟时间造成的控制的影响。
本发明的离散控制是以从当前时间点开始在n个样本后的时间点获得如指令值那样的输出的方式决定脉冲宽度ΔT的控制，n可设为任意的整数，在将n设为“1”时，对1个样本后的时间点进行控制。
(i)本发明通过删除检测输出电压vo的项来抑制检测输出电压的影响。通过在主电路的输入输出关系中根据离散控制中的周期决定输出电压相对于指令值的增益A(A2)来进行检测输出电压vo的项的删除。在通过恒压离散控制来维持电压的维持区间，删除检测输出电压vo的项而仅将能够高速检测的电容电流ic作为检测值，由此抑制低速的检测输出电压的影响。
另外，伴随电压电平的切换控制的高速化，在输出的形成时产生的过冲及下冲显著。本发明通过恒压离散控制，在使电压在H/L间迁移的迁移区间与维持区间之间的缓冲驱动电路中，使用增益A1(AH1、AL1)来作为决定针对指令电压的追随特性的系数。使用增益AH1来作为高电力侧的决定针对指令电压VHref的追随特性的系数，使用增益AL1来作为低电力侧的决定针对指令电压VLref的追随特性的系数。
(i)通过将缓冲期间的增益A1设为比(i)的维持区间的增益A2小的增益来抑制过冲及下冲。
(ii)在离散控制中，代替低速的检测输出电压而使用根据电容电流推定出的输出电压vodet，由此抑制延迟时间的影响。
在本发明中，在具备包含开关电路的主电路和控制部，并将直流输入变换成2个不同的电压电平的高频输出的DC/DC变换器中，
控制部在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平的各电力电平之间具备以下3个模式：
第1模式，以恒流控制在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平之间的迁移区间进行控制；
第3模式，以恒压控制在保持迁移前的电力电平及迁移后的电力电平的各电压的维持区间进行控制；以及
第2模式，以恒压控制在所述迁移区间与所述维持区间之间的缓冲区间进行控制。
在第1模式及第2模式中，代替低速的检测输出电压而使用根据电容电流推定出的输出电压vodet是为了抑制因输出电压的检测速度比电容电流的检测速度低而产生的延迟时间的影响。在第2模式中，在能够高速检测输出电压的情况下，也可以不使用根据电容电流推定出的输出电压vodet而使用检测输出电压。
第1模式、第2模式及第3模式的各模式中，
·在第1模式及所述第2模式中，反馈的输出电压是基于电容电流的推定输出电压，
·在第2模式中，主电路的增益A1是使第2电容电流指令值比第1电容电流指令值小的值，
·在第3模式中，主电路的增益A2是抵消第3模式的电压检测值的值。依次重复该3个模式，输出多个电力电平的高频波。
将增益A1设定为抑制第2模式的缓冲区间中的过冲及下冲。将增益A2设定为在第3模式的恒压区间抵消离散控制上的电压检测值的项来消除低速的电压检测造成的影响。
(增益A1)
增益A1是使第2模式的电容电流指令值比第1模式的电容电流指令值小的范围的值。这里，第2模式的电容电流指令值是电压指令值与第2模式的检测电压值之间的差与增益A1的乘法运算值。
(增益AH1)
在增益A1中，高电力侧的增益AH1为如下范围：
【数1】
此外，VHref是高电力侧的电压指令值。
(增益AL1)
在增益A1中，低电力侧的增益AL1为如下范围：
【数2】
此外，VLref是低电力侧的电压指令值。
(增益A2)
在具备由并联连接的各相的电感L与电容器C的串并联电路构成的n相的LC电路的DC/DC变换器的主电路中，在将Ts设为控制部的控制周期，将Td设为从控制部到主电路的延迟时间，将L设为主电路的电感成分时，控制部的基于n相交织的离散控制将增益A2设为将与LC电路的检测输出电压相关的系数调整为零来删除所述检测输出电压的项的值，由此能够不受低速的检测输出电压的影响地输出高频波。
在基于n相交织的离散控制中，将A2设为控制周期Ts和延迟时间Td之和(Ts+Td)与主电路的所述电感成分L的比((Ts+Td)/L)的n倍的值(n(Ts+Td)/L)。例如，在基于3相交织的离散控制中，将增益A2设为A2＝3(Ts+Td)/L，由此在离散控制的公式中删除检测输出电压vo的项。通过删除检测输出电压vo的项来仅将能够高速检测的电容电流ic设为检测值，抑制了低速的检测输出电压的影响。
(DC/DC变换器的控制方法)
在具备包含开关电路的主电路和控制部，并将直流输入变换成多个不同的电压电平的高频输出的DC/DC变换器的控制方法中，控制部在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平的各电力电平之间为以下3个模式：
第1模式，以恒流控制在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平之间的迁移区间进行控制；
第3模式，以恒压控制在保持迁移前的电力电平及迁移后的电力电平的各电压的维持区间进行控制；以及
第2模式，以恒压控制在迁移区间与维持区间之间的缓冲区间进行控制。
在第1模式、第2模式及第3模式的各模式中，
·在第1模式及所述第2模式中，使用基于电容电流的推定输出电压来作为反馈的输出电压。
·在第2模式中，使用使第2电容电流指令值比第1电容电流指令值小的值来作为所述主电路的增益A1。
·在第3模式中，使用抵消第3模式的电压检测值的值来作为所述主电路的增益A2。
依次重复3个模式来输出多个电力电平的高频波。
在第2模式中，也可以代替推定输出电压而将检测输出电压设为反馈的输出电压。
发明的效果
根据本发明的DC/DC变换器，通过删除检测输出电压vo的项来抑制电压检测的影响。通过在主电路的输入输出关系中根据离散控制中的周期决定输出电压相对于指令值的增益A(A2)来删除检测输出电压vo的项，在通过恒压离散控制维持电压的维持区间，仅将能够高速检测的电容电流ic设为检测值，由此抑制低速的检测输出电压的影响。另外，在离散控制中，通过代替低速的检测输出电压而使用根据电容电流推定出的输出电压vodet来抑制延迟时间的影响。
附图说明
图1是用于说明本发明的DC/DC变换器的概要结构例子的图。
图2是表示本发明的DC/DC变换器中1相的降压型DC/DC变换器的电路的图。
图3是用于说明本发明的DC/DC变换器中控制电路(控制器)与主电路之间的延迟时间Td的关系的图。
图4是用于说明在控制电路(控制器)与主电路的周期关系中不存在延迟时间Td的情况的图。
图5是用于说明在控制电路(控制器)与主电路的周期关系中存在延迟时间Td的情况的图。
图6是用于说明在本发明中在控制电路(控制器)与主电路的周期关系中存在延迟时间Td的情况的图。
图7是用于说明控制周期Ts与延迟时间Td的关系及积分区间的图。
图8是用于说明3相交织方式的应用例子的图。
图9是用于说明3相交织方式的降压型DC/DC变换器的概要结构的图。
图10是用于说明图9的降压型DC/DC变换器电路的等效电路的图。
图11是用于说明3相交织方式的双向降压斩波电路的一个相的等效电路的图。
图12是用于说明取得平均电流的平均区间的图。
图13是用于说明组合了恒压控制与恒流控制的控制方式的图。
图14是用于说明本发明的离散控制的高电平/低电平脉冲运转中的各模式的图。
图15是用于说明本发明的离散控制的各模式的控制方式及各参数的图。
图16是用于说明本发明的基于3相的离散控制的各模式的控制方式的图。
图17是用于说明本发明的基于模式I、模式II及模式III的离散控制中的信号状态的图。
图18是用于说明从低电力侧向高电力侧迁移时的模式迁移的一个例子的流程图。
图19是用于说明将本发明的DC/DC变换器应用于直流电源装置、交流电源装置的应用例子的图。
图20是用于说明PI控制和离散控制的概要的图。
具体实施方式
使用附图对本发明的DC/DC变换器及DC/DC变换器的控制方法进行说明。以下使用图1对本发明的DC/DC变换器的概要结构例子进行说明，使用图2～图7对本发明的离散控制的1相的情况进行说明，使用图8～图12对本发明的离散控制的多相的情况进行说明。使用图13～图18对本发明的离散控制的各模式进行说明。
(本发明的DC/DC变换器的概要结构)
使用图1对本发明的DC/DC变换器的概要结构进行说明。本发明的DC/DC变换器1具备：将输入电压Vin作为输入，输出检测输出电压vo及负载电流iR的主电路(LC斩波电路)2、生成用于控制主电路2的开关装置的接通/断开动作的开关信号的开关信号生成部5、输入来自主电路2及负载7的检测信号来运算脉冲宽度ΔT(k)并将运算出的脉冲宽度ΔT(k)输出给开关信号生成部5的控制部6。
主电路2的LC斩波电路具备LC电路4以及开关电路3，LC电路4由电感L与电容C的串并联连接构成，开关电路3以多相对输入电压Vin进行开关控制，将所形成的电感电流iL供给到LC电路4。
控制部6运算对开关电路3的开关装置的接通/断开动作进行控制的开关信号的脉冲宽度ΔT(k)。脉冲宽度ΔT(k)决定在开关动作的1个周期内开关装置的接通状态的时间宽度。控制部6根据脉冲宽度ΔT(k)的长短来控制经由LC电路4向负载7供给的电力。在将开关周期的时间宽度设为Ts时，控制部6也可以运算脉冲宽度ΔT(k)相对于时间宽度Ts的占空比Duty(＝ΔT(k)/Ts)并基于该占空比来进行控制。控制部6根据指定值的方式以电压控制、电流控制以及功率控制的各控制方式进行控制。
如图20(b)所示，控制部6进行如下的离散控制：将第(ks+1)采样周期的输出设为控制值，对每个采样周期运算脉冲宽度ΔT(k)使得该控制值与作为目标值的指令值相等，并根据所求出的脉冲宽度ΔT(k)控制开关动作。控制部6在离散控制中基于包含主电路2中的相电流的控制电流以预定周期进行恒流控制，针对每个采样周期Ts进行对主电路2的开关电路3的开关装置(未图示)进行驱动的开关信号的脉冲宽度ΔT(k)的运算。在基于多相交织的离散控制中，使用将各相的相电流合成后的合成电流作为控制信号。此外，这里使用采样周期来作为开关周期。
控制部6将通过包含合成电流的控制电流的恒流控制而运算出的脉冲宽度ΔT(k)设为各相电流的脉冲宽度ΔT(k)。通过对控制电流进行恒流控制，阶跃响应为电流的阶跃响应而不是电压的阶跃响应，因此，抑制了输出电压的二阶振荡电压。
本发明的开关信号生成部5将控制部6运算出的脉冲宽度ΔT(k)作为各相的脉冲宽度ΔT(k)来生成各相的开关信号。在脉冲宽度ΔT(k)的运算中，基于包含将相电流进行合成后的合成电流的控制电流来运算脉冲宽度ΔT(k)。在该运算中，由于控制电流基于相电流的合成电流，因此，能够去除各相的脉冲宽度ΔT(k)的重叠的限制，能够求出允许各相的脉冲宽度ΔT相互重叠的脉冲宽度ΔT(k)。
(离散控制)
本发明的离散控制对脉冲宽度ΔT进行控制使得从当前时间点开始在n个样本后的时间点获得如指令值那样的输出。此外，n可以设为任意的整数，在将n设为“1”时，对1个样本后的时间点进行控制。
已知一种为了使电流及电压的状态变量在n个样本后稳定，决定反馈增益的控制。该控制被称为无差拍控制。本发明的离散控制与该无差拍控制的相似点在于，在n个样本后以预定值为目标进行控制，但是要确定用于决定各控制周期的电力的脉冲宽度ΔT来作为离散控制所需的操作量，从而取代取得反馈增益。
在离散控制中，为了导出控制量追随1个样本后的指令值所需的操作量，使用控制对象的主电路的状态方程式来进行模型化。此外，在本发明的DC/DC变换器的控制中，为了与商用交流信号的单相交流、多相交流相区别，对于将预定周期的一系列的控制信号作为1相而进行的控制称为1相的控制，对于将预定周期的一系列的控制信号相互错开相位从而具备多相而进行的控制称为多相的控制。本发明的DC/DC变换器不仅可以应用于相数为1相的情况，也可以应用于多相的情况。以下，首先对1相的情况进行说明，接着对多相的情况进行说明。针对相数为多相(n相)的情况，说明3相的情况。
〈主电路的状态方程式〉
图2示出了1相的降压型DC/DC变换器的电路例子。DC/DC变换器具备开关电路以及LC电路，所述开关电路具备在输入电压Vin与负载RL之间串联连接的开关装置S1A以及并联连接的开关装置S2A，所述LC电路具备与开关电路及负载串联连接的电感LA以及与开关电路及负载并联连接的电容C。
在该DC/DC变换器中，当通过开关装置S1A、S2A将针对LC电路的输入电压设为u1(t)时，通过下式表示LC电路的电路方程式。
【数3】
根据上述电路方程式可得出以下的状态方程式。
【数4】
其中，x(t)、A、B、u(t)如下所示。
【数5】
〈考虑了延迟时间的离散控制式的导出〉
接着，使用主电路的状态方程式导出离散控制式。按照输入u1(τ)为固定的每个区间进行分割，通过下式(4)表示式(2)、(3)的状态方程式的通解。
【数6】
使用式(4)的通解导出离散控制的指令值与操作量的关系式。这里，由于在检测器取得电压及电流的检测值时的取得延迟、在控制部根据检测值计算操作量时的计算延迟、在主电路中开关装置接收到栅极信号后直到进行动作为止的动作延迟等，在控制部(控制器)的控制与主电路的动作之间存在延迟时间。延迟时间有时也会成为控制对象即实际电路与控制模型的误差，使离散控制的精度产生问题，成为控制振荡的原因。
为了考虑延迟时间，导出引入了延迟时间的项的离散控制式，导出将主电路的输出控制成指令值的操作量。控制电路(控制器)基于离散控制式生成将输入电压接通/断开来控制输出的脉冲宽度ΔT(k)，来作为控制主电路的开关动作的操作量。以下，通过Td表示延迟时间。
通过从控制部输出的栅极信号进行开关电路的开关动作。除了可通过1相的栅极信号进行开关动作外，还可通过基于多相(n相)的多相栅极信号进行开关动作，通过多相栅极信号进行的开关动作成为多相交织。
以下，首先对1相时的离散控制式进行说明，接着对多相(n相)时的离散控制式进行说明。此外，针对相数为多相(n相)情况，说明3相的情况。
(1相的离散控制式)
以下，针对以1相进行开关动作的情况，说明考虑了延迟时间Td的离散控制式的导出。
延迟时间Td的时间宽度取决于上述各种因素而变动。图3示出了假设延迟时间Td为采样周期Ts的1个周期以内的情况。在图3中，以k表示主电路的控制周期，以ks表示控制部(控制器)的控制周期(采样周期)。
离散控制以在主电路的控制周期k的1个周期后主电路的输出追随指令值的方式进行控制。为此，在控制部(控制器)的控制周期的时间点ks，求出直到主电路的控制周期的1个周期结束即时间点(k+1)为止的状态方程式的通解。为了考虑延迟时间Td，在通解中引入延迟时间Td的项，求出作为离散控制的操作量的脉冲宽度ΔT(k)。
控制部(控制器)在时间点ks计算用于在主电路的控制周期的时间点(k+1)使控制量与指令值一致的操作量，基于该操作量求出脉冲宽度ΔT(k)。开关电路通过基于求出的脉冲宽度ΔT(k)而形成的栅极信号对主电路的开关装置进行断开闭合。
在状态方程式(2)、(3)中，状态方程式的通解x(t)包含电感电流iLA(t)和检测输出电压vo(t)。
在操作量的计算中，电感电流iLA(t)在公式中使用控制周期的各时间点的值。由于电感电流iLA(t)包含开关动作时的脉动成分，因此在1相中在主电路的周期k的1个周期内电流值变动。因此，除了使用控制周期的各时间点的值之外，也可以为了抑制电流值的变动造成的影响而根据主电路的周期k的1个周期的平均值来取得电感电流iLA(t)的检测值。此外，由于电感电流iLA(t)的脉动成分不会对检测输出电压vo的上升电压及下降电压造成影响，因此检测输出电压vo的变动所造成的影响不会反映在平均值中。
对于输入电压u1(t)，在公式中也使用控制周期的各时间点的值。主电路的输入电压u1(t)成为与栅极信号相对应的脉冲状的输入波形。因此，除了使用控制周期的各时间点的值之外，也可以为了避免采样时间点的不同而引起的检测电压值的变动，在输入电压方面也根据控制周期ks的1个采样周期的平均值来进行取得。关于输入电压u1(t)，由于通过栅极信号的脉冲宽度ΔT(t)的占空比(Duty)所决定的时间宽度来输出输入电压值Vin和零电压这2个值，因此将控制周期ks的1个采样周期的平均值计算为(输入电压值Vin×Duty)。其中，通过栅极信号的时间宽度ΔT(k-1)相对于1个周期的时间宽度Ts的比例ΔT(k-1)/Ts来表示在时间点(ks-1)确定的占空比，并通过栅极信号的时间宽度ΔT(k)相对于1个周期的时间宽度Ts的比例ΔT(k)/Ts来表示根据时间点ks的检测值导出的ΔT(k)的占空比。
作为检测电流的电感电流iLA(t)及输入电压u1(t)根据交织的相数及延迟时间而无需如上述那样使用平均值，因此能够使用控制周期的各时间点的检测值。
在1相的情况下，使用式(4)的通解，通过下式(5)表示考虑了延迟时间Td的离散控制的操作量即脉冲宽度ΔT(k)。
【数7】
在式(5)中，主电路的周期(k)的脉冲宽度ΔT(k)具有在LC电路中基于主电路的下一周期(k+1)中的iLA(k+1)的电感LA的电压成分LA·iLA(k+1)、基于控制周期(ks)中的平均检测电流即iLA-ave(ks)的电感LA及电容器C的电压成分(LA-(Ts+Td)2/2C)·iLA-ave(ks)、输入电压(Ts+Td)·vo(ks)、基于iR(ks)的电容器C的电压成分((Ts+Td)2/2C)·iR(ks)的各电压成分相对于输入电压Vin的比例以及前一次周期(k-1)的脉冲宽度ΔT(k-1)的项(Td/Ts)·ΔT(k-1)。
对于电感、电容及电阻的各元件的电压成分的各电压成分相对于输入电压Vin的比例，脉冲宽度ΔT(k)具有将延迟时间Td与控制周期Ts相加后的(Ts+Td)或(Ts+Td)2的时间项。另外，关于前一次的脉冲宽度ΔT(k-1)，具有将延迟时间Td除以控制周期Ts的(Td/Ts)的时间项的系数。
式(5)的脉冲宽度ΔT(k)示出了使用电感电流的平均值作为检测值的情况。在式(5)中，iLA-ave(ks)是电感电流iLA的平均值，Vo(ks)是检测输出电压vo。在时间点ks的电感电流的平均电流iLA-ave使用作为开关动作的1个周期的[ks-1～ks]的区间的平均值，在时间点ks导出的[k～k+1]的平均值输入使用Vin×Duty(＝ΔT(k)/Ts)。
通过在式(5)中使用控制周期的各时间点的检测值来代替平均值，获得使用控制周期的各时间点的检测值时的离散控制式。
式(5)是以2次的展开式对状态方程式的通解x(t)进行近似而得的近似式，对于包含延迟时间Td的(Ts+Td)，包含2次的项。通过以更高次的展开式对状态方程式的通解x(t)进行近似，能够提高ΔT(k)的近似度。
通过式(5)表示的脉冲宽度ΔT(k)包含延迟时间Td的项。根据包含该延迟时间Td的项的脉冲宽度ΔT(k)对主电路的开关装置进行断开闭合，由此进行考虑了延迟时间Td的控制。
〈延迟〉
使用图4～图7对控制部(控制器)的控制周期ks相对于主电路的周期k的延迟时间Td进行说明。
〈无延迟的情况〉
图4是无延迟时间Td的情况。此时，主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks一致。
图4(a)～(d)示出了控制部(控制器)中的采样、检测输出、指令值及操作量，图4(e)、(f)示出了主电路中的栅极信号及输出。
由于主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks一致，因此在检测输出(b)与输出(f)之间不产生时间上的偏差。在时间点ks，基于检测输出(b)和指令值(c)形成作为操作量的脉冲宽度ΔT(k)。该脉冲宽度ΔT(k)是以在时间点(k+1)输出成为指令值的方式进行控制的操作量。主电路在时间点k与时间点(k+1)之间的控制周期中以时间点ks的脉冲宽度ΔT(k)进行开关装置的闭合动作，进行控制使得输出在时间点(k+1)达到指令值。
〈有延迟(不考虑延迟时间Td)的情况〉
图5是有延迟的情况，示出了针对作为离散控制的操作量的脉冲宽度ΔT(k)不考虑延迟时间Td的情况。因延迟而在主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks之间产生延迟时间Td的偏差。
图5(a)～(d)示出了控制部(控制器)中的采样、检测输出、指令值及操作量，图5(e)、(f)示出了主电路中的栅极信号及输出。
在主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks之间存在延迟时间Td的偏差，比主电路输出的输出(f)延迟Td而检测出控制部(控制器)的检测输出(b)。图示的检测输出(b)示出了相对于无延迟时的时间点ks提前延迟时间Td的时间点ks处的输出波形。
所形成的脉冲宽度ΔT(k)是用于在时间点ks基于检测输出(b)与指令值(c)使输出在时间点ks追随指令值的操作量。在该脉冲宽度ΔT(k)的形成中，控制部(控制器)的控制周期ks比主电路的周期k迟延迟时间Td，因此，在输出与检测输出之间产生如检测输出(b)所示的检测误差。此外，图5(b)所示的检测误差为输出(图中的四方形表示)与检测输出(图中的×标记表示)的差分，表示时间点(ks+1)的检测误差。
主电路在时间点k与时间点(k+1)之间的控制周期中，在时间点k取得在延迟了延迟时间Td的时间点ks获得的脉冲宽度ΔT(k)来对开关装置进行闭合动作。由于根据包含延迟时间Td引起的输出误差的检测输出来形成作为主电路的操作量的脉冲宽度ΔT(k)，因此无法获得足够的时间使脉冲宽度ΔT(k)的栅极控制在[ks～ks+1]的期间完成，通过脉冲宽度ΔT(k)控制的输出与指令值之间产生输出误差(图5(f))。检测值的误差与输出的误差成为振荡的因素。
〈有延迟(考虑了延迟时间Td)的情况〉
图6是有延迟的情况，示出了在作为离散控制的操作量的脉冲宽度ΔT(k)中考虑了延迟时间Td的情况。由于取得电压及电流的检测值时的检测器中的取得延迟、计算离散控制等的操作量时的计算延迟、DC/DC变换器的开关装置的反应延迟等延迟，在主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks之间产生延迟时间Td的偏差。
与图4所示的无延迟的控制同样地，当使用时间点ks的值对时间点(ks+1)进行预测时，由于用于求出操作量的检测输出中包含延迟时间Td的偏差引起的延迟量，在操作量中产生误差。
因此，在本发明的控制中，为了抑制该延迟时间Td引起的误差，在控制部的控制周期区间[ks～ks+1]中，代替使用时间点ks的检测信号的值进行的时间点(ks+1)的预测，对从时间点(ks+1)开始延迟时间Td后的时间点((ks+1)+Td)进行预测。该预测时间点为主电路的控制周期的时间点(k+1)。通过时间点ks的离散控制，求出用于在从时间点ks开始经过((ks+1)+Td)后的时间点(k+1)控制对象追随指令值的操作量(脉冲宽度ΔT(k))。
图6(a)～(d)示出了控制部(控制器)中的采样、检测输出、推定输出(平均值)、指令值及操作量，图6(e)、(f)示出了主电路中的栅极信号及输出。
由于在主电路的周期k与控制部(控制器)的控制周期ks之间存在延迟时间Td的偏差，因此相对于输出延迟Td而检测出检测输出(b)。图5(b)的检测输出(以浓线表示)示出了相对于输出(以淡线表示)延迟了延迟时间Td而检测出的状态。
本发明根据时间点ks的检测输出(b)和指令值(c)以及前一次的脉冲宽度ΔT(k-1)来形成作为时间点(k+1)的操作量的脉冲宽度ΔT(k)。
在此，用于在时间点k形成脉冲宽度ΔT(k)的时间点ks的检测值不是时间点k的值而是延迟了延迟时间Td的值，因此，在本发明中，对前一次的脉冲宽度ΔT(k-1)及时间点ks的检测值补偿延迟时间Td，求出在时间点k的值，该时间点k相当于从时间点ks开始延迟时间Td后的时间点。通过在脉冲宽度ΔT(k)中进行延迟时间Td的补偿来消除延迟时间Td引起的检测误差。
由于控制部中产生的延迟时间Td，当从主电路侧观察时，识别出控制侧的脉冲周期ks延迟了Td，另一方面，当从控制侧观察时，识别出主电路侧的周期k提前了延迟时间Td。
因此，当从主电路侧观察时，由于控制部的时间点ks的检测值延迟了延迟时间Td，因此在主电路的时间点k控制部的检测值存在延迟时间Td的延迟。本发明在控制侧求出对前一次的脉冲宽度ΔT(k-1)及时间点ks的检测值补偿了延迟时间Td而得到的值，使用该补偿后的值来形成时间点k的脉冲宽度ΔT(k)。该脉冲宽度ΔT(k)是从主电路的时间点k开始在周期k进行控制的操作量。
虽然从控制侧观察主电路提前延迟时间Td，但是通过使用补偿了延迟时间Td而得到的脉冲宽度ΔT(k)的操作量来控制栅极，消除了延迟时间Td引起的误差。此时，主电路的周期k为时间点k与时间点(k+1)的区间，在该区间通过脉冲宽度ΔT(k)的操作量来控制栅极。
此外，关于在周期k的[k～k+1]期间的脉冲宽度ΔT(k)的形成中使用的检测值，除了可以将相对于时间点k延迟时间Td以前的时间点ks的检测值直接用作时间点k的值之外，还可以使用根据时间点ks之前的脉冲周期ks中的预定区间内的值而得到的推定値。通过使用根据预定区间内的值而得到的推定値，能够避免在脉冲周期ks的周期内检测值进行变动而引起的检测误差。
在使用预定区间内的值进行的检测值的推定中，例如求出[ks-1～ks]的区间中的电容电流ic的检测值的平均值，将基于该平均值的推定値设为时间点ks的电容电流ic的检测值，使用该检测值形成在周期k的[k～k+1]期间进行栅极控制的脉冲宽度ΔT(k)。
在该脉冲宽度ΔT(k)的形成中，虽然控制部(控制器)的控制周期ks比主电路的周期k延迟了延迟时间Td，但是不对时间点(ks+1)进行预测，而是对从时间点(ks+1)开始延迟时间Td后的((ks+1)+Td)时间点即主电路的控制周期的时间点(k+1)进行预测。主电路在时间点k与时间点(k+1)之间在控制周期[k～k+1]中通过在延迟了延迟时间Td的时间点ks获得的脉冲宽度ΔT(k)对开关装置进行闭合动作。
所述式(5)所示的考虑了延迟时间Td的离散控制的操作量脉冲宽度ΔT(k)考虑了延迟时间Td和与控制周期的时间点(k+1)相当的控制周期Ts的时间项(Ts+Td)。
在控制部(控制器)侧，在从时间点ks开始延迟了延迟时间Td的时间点检测出的值与主电路侧的周期k一致。因此，当从主电路侧观察时，在主电路的周期k获得的操作量(脉冲宽度ΔT(k))是正确地识别主电路的状态的操作量，成为消除了延迟时间Td引起的主电路与控制侧之间的误差的状态。
由此，能够获得对于脉冲宽度ΔT(k)的栅极控制来说足够的时间，抑制通过脉冲宽度ΔT(k)控制的输出与指令值之间的输出误差((图6)中的虚线的圆形标记)。图6(b)示出了在时间点(ks+1)的检测误差(检测输出相对于输出的差)。
(延迟时间Td超过1个控制周期Ts的情况)
在上述考虑了延迟时间Td的离散控制式的导出中，示出了假设延迟时间Td在主电路的周期k的1个采样周期Ts以内的情况，但对于延迟时间Td超过主电路的周期k的1个采样周期Ts的情况，可通过根据延迟时间Td延迟预测时间点来以相同的方法决定操作量(脉冲宽度ΔT(k))。
图7(a)示出了延迟时间Td在1个采样周期Ts以内的情况，图7(b)示出了延迟时间Td超过1个采样周期Ts且在2个采样周期2Ts以内的情况。
如图7(a)所示，在延迟在控制周期ks的1个采样周期Ts以内的情况下，基于时间点ks的检测输出及指令值，对从时间点ks开始1个采样周期Ts和延迟时间Td的(Ts+Td)后的时间点即主电路的控制周期的时间点(k+1)进行预测。此外，在多相交织的情况下，也对从时间点ks开始1个采样周期Ts和延迟时间Td的(Ts+Td)后的时间点即主电路的控制周期的时间点(k+1)进行预测。
此外，针对时间点ks，将[ks～k+1]设为状态方程式的积分期间，对(Ts+Td)后的时间点(k+1)进行预测，并在[k～k+1]的控制期间中以脉冲宽度ΔT(k)进行开关控制。
在图7(b)中，在延迟超过控制周期ks的1个采样周期Ts且在2个采样周期2Ts以内的情况下，基于时间点ks的检测输出及指令值，从时间点ks开始在将延迟时间Td与采样周期Ts相加得到的(Ts+Td)后，对主电路的控制周期的时间点(k+2)进行预测。此外，由于延迟时间Td超过了1个采样周期Ts，因此从时间点ks开始(Ts+Td)后的时间点为时间点(k+2)。
此外，针对时间点ks，将[ks～k+2]设为状态方程式的积分期间，对(2Ts+Td)后的时间点(k+2)进行预测，在[k+1～k+2]的控制期间以脉冲宽度ΔT(k)进行开关控制。
(3相交织方式的离散控制)
在上述(1相的离散控制式)中，示出了1相的离散控制的操作量。在此，对于应用作为使DC/DC变换器高速化的一个方法的多相交织方式来使DC/DC变换器高速化的情况，说明扩展为3相交织方式的降压型DC/DC变换器的离散控制的操作量的3相的离散控制式。
图8是作为多相交织方式应用3相交织方式的例子，其示出了3相的相电流时的脉冲宽度ΔT(k)的例子。
在3相交织方式中，通过将3相各相的相位分别错开120度，脉动频率成为3倍。因此，在3相交织方式中，与1相相比，以1/3的输出电容器的电容实现同等的输出脉动，使DC/DC变换器的切换为电压电平的动作高速化。
图8(a)示出了在开关动作的1个周期的时间宽度T中3相的相电流中的3个相电流的脉冲宽度ΔT(k)重叠的例子。图8(b)示出了在开关动作的1个周期的时间宽度Ts中3相的相电流中的2个相电流的脉冲宽度ΔT(k)重叠的例子。图8(c)对于3相的相电流示出了相电流的脉冲宽度ΔT(k)中没有重叠的例子。
在通过n相的多相交织使开关电路3进行开关动作的情况下，在主电路2的LC斩波电路中包含的n个电感L(L1～Ln)中分别流过电感电流iL1～iLn。控制部6输入包含将这些电感电流iL1～iLn即各相电流合成后的合成电流iL的电流来作为控制电流。
关于控制电流，除了使用将各相电流的电感电流进行合成后的合成电流iL之外，也可以使用从合成电流iL减去负载电流iR而得到的电容电流iC。
在1相的离散控制式中，以式(5)表示考虑了延迟时间Td的离散控制的操作量。通过将该脉冲宽度ΔT(k)向3相交织方式的降压型DC/DC变换器进行扩展，可获得考虑了通过3相交织方式高速化的变换器的延迟时间Td的离散控制的操作量。此外，这里，虽然示出了3相交织方式，但是3相交织是多相交织的一个例子，同样也可应用于3相以上的多相交织方式。
图9示出了3相交织方式的降压型DC/DC变换器的概要结构。开关装置S1A、S2A及电感LA、开关装置S1B、S2B及电感LB以及开关装置S1C、S2C及电感LC构成3相的各相，并共同具备电容C及负载电阻RL。
导出检测合成电流来作为控制电流的恒流控制及恒压控制的控制电流及输出电压的公式。图10(a)、(b)是图9的3相交织方式的降压型DC/DC变换器电路的等效电路，表示了在闭环自动控制响应的区域中比开关频率足够长的时间段的等效电路。
〈恒压控制〉
图10(b)的LCR电路的等效电路用于说明对检测输出电压vo进行检测的恒压控制。此外，这里示出了包含由LCR电路构成的降压斩波电路的DC/DC变换器的例子。
在LCR电路的等效电路中，通过下式表示在输入了输入电压U时的阶跃响应中获得的检测输出电压vo。
【数8】
上述式(6)示出了检测输出电压vo为二阶振荡电压，暗示了过冲及下冲的发生。
〈恒流控制〉
在图10(a)的等效电路中，用电流源表示各相的相电流iLA、iLB及iLC的合成电流(iLA+iLB+iLC＝iL)，用(L/3)表示3个开关电路各自的电感L的合成电感。在该等效电路中，如下那样表示基于从电流源输入的输入电流(iL)的检测输出电压vo的阶跃响应。
【数9】
式(7)示出了检测输出电压vo的阶跃响应未引起二阶振荡电压，以(RL·iL)为目标指数函数地增加。
当通过下式(8)定义电感电流iL的合成电流的时间函数iL(t)时，成为：
【数10】
iL(t)＝iC(t)+iR(t)＝AV{VREF-vO(t)}+iR(t)…(8)
通过下式(9)分别表示合成电流(iL(t))、电容电流iC(t)以及检测输出电压vo(t)。
【数11】
iL(t)＝iC(t)+iR(t)＝AV{VREF-vO(t)}+iR(t)
式(9)所示的检测输出电压vo(t)从式(7)表示的检测输出电压vo(t)删除了负载电阻RL，示出了经过足够的时间后(t→∞)的最终值收敛于指令电压Vref。
因此，通过将式(8)所示的电感电流iL(t)的合成电流设为控制电流来进行恒流控制，能够不产生二阶振荡电压地控制阶跃响应。
此外，在式(9)所示的检测输出电压vo(t)中，Av是与检测输出电压vo(t)与指令电压Vref之间的差值(Vref-Vo(t))相乘的系数。例如，系数Av越大，成为越会强烈反映差值(Vref-Vo(t))的大小的阶跃响应。
〈双向降压斩波电路的状态方程式〉
接着，导出3相交织方式的双向降压斩波电路的状态方程式。图11示出了3相中的1相的等效电路。为了将上述式(8)表示的合成电流(iL)变换成适用于恒流控制的方式，求出图9所示的iL1、iL2及iL3的合成电流即iL(＝iL1+iL2+iL3)的状态方程式，导出与脉冲宽度ΔT的关系式。
通过图9的各相的S1A～S1C、S2A～S2C的接通/断开动作，对u1(τ)、u2(τ)及u3(τ)施加Vin或0电压。当使用叠加原理来表现时，关于u1(τ)，通过图11的等效电路表示。在图11中，在将S1A接通并将S2A断开的情况下，u1(τ)成为Vin，在将S1A断开并将S2A接通的情况下，u1(τ)成为0。其中，使S1B与S2B、S1C与S2C的输入Vin为短路状态。
设为LA＝LB＝LC＝L，在图11中，求出电压u1(t)、u2(t)及u3(t)下的状态方程式，利用将他们进行叠加的原理获得3相交织方式的降压DC/DC变换器的状态方程式。
【数12】
其中，x(t)是电感LA、LB、LC的各电流iLA(t)、iLB(t)、iLC(t)及检测输出电压vo(t)的要素，u(t)是各相的输入电压u1(t)、u2(t)及u3(t)，A2是由各相的电感L、电容C及电阻R的要素构成的系数的项，B2是由各相的电感L的要素构成的系数的项。
与上述1相的情况同样地，当将[(ks-1)～k]区间中的占空比设为ΔT(k-1)/Ts，将[k～(k+1)]区间中的占空比设为ΔT(k)/Ts时，通过下式(11)计算作为操作量的脉冲宽度ΔT(k)。
【数13】
由此，将操作量设为ΔT(k)，将指令值设为iL(k+1)，考虑了延迟时间Td的离散控制式在1相中通过式(5)导出，在3相中通过式(11)导出。
此外，通过下式表示n相的脉冲宽度ΔT(k)。
【数14】
(多相交织的情况)
在上述中示出了通过1相的栅极信号进行开关动作的情况，但是通过多相交织使用多相的栅极信号进行开关动作的情况也可以同样进行。
多相的开关动作与利用1相的栅极信号进行的开关动作同样地，在延迟时间Td在采样周期Ts以内的情况下，基于时间点ks的检测输出及指令值，对从时间点ks开始延迟时间Td加采样周期Ts的(Ts+Td)后的时间点即主电路的控制周期的时间点(k+1)进行预测。
在多相的开关动作中，在作为操作量的脉冲宽度ΔT(k)的计算中，在使用基于平均值的推定値来作为在计算中使用的时间点ks的检测值时，平均区间使用脉动周期Tr来代替采样周期Ts。例如，在A相、B相及C相的3相交织的情况下，在延迟时间Td比采样周期Ts短时，在A相的时间点ksA，考虑延迟时间Td来对主电路的时间点kA+1进行预测，确定主电路周期的周期k的区间[kA～kA+1]的脉冲宽度ΔT(k)。
此时，使用控制周期[ksC-1～ksA]的区间的平均值来作为电容器电流iC的时间点ksA的检测值。在此，时间点ksC-1是周期ks中的C相的时间点，该控制周期的时间宽度为1个脉动周期Tr(＝Ts/3)。此外，n相时的1个脉动周期Tr为Ts/n。
在采样时间点ks，考虑延迟时间Td来对主电路的时间点(k+1)进行预测，确定[k～k+1]的脉冲宽度ΔT(k)。此时，在使用平均值作为检测值的情况下，使用从时间点k提前(1相的脉动周期Tr+延迟时间Td)的区间的平均值。
另外，在延迟时间Td为1个采样周期Ts以上且2个采样周期2Ts以内的情况下，根据时间点ks的检测输出或推定値以及指令值，对从时间点ks开始n个采样周期Ts与延迟时间Td的(nTs+Td)后的时间点即主电路的控制周期的时间点(k+2)进行预测。此外，由于延迟时间Td超过了1个采样周期Ts，因此从时间点ks开始(nTs+Td)后的时间点成为时间点(k+2)。
在1相中，针对每个采样周期Ts确定脉冲宽度ΔT(k)。在3相中，与1相相符地，在延迟时间Td为[0～Ts]之间的情况下，在时间点ks确定[k～k+1]的脉冲宽度ΔT(k)，在延迟时间Td在[Ts～2Ts]之间的情况下，在时间点ks确定[k+1～k+2]的脉冲宽度ΔT(k)。
在3相交织方式的离散控制中，与1相的离散控制同样地，为了抑制检测出的电感电流中包含的脉动成分引起的变动的影响，根据平均值来取得电感电流iLA(t)的检测值。
电流进行周期变动的区间相当于脉动频率的1个周期。通过将该脉动频率的1个周期的区间设为平均值的取得区间，使脉动成分引起的变动平均化。在1相的情况下，将求出检测值的平均值的取得区间设为脉动频率的1个周期即主电路的周期k的1个周期。主电路的周期k的1个周期是主电路的开关装置的开关动作的1个周期。
在3相交织方式的情况下也设为脉动频率的1个周期。在3相的情况下，该脉动频率的1个周期是开关动作的主电路的周期k的1/3周期。对于3相以上的n相的多相交织也同样地，将取得区间设为开关动作的主电路的周期k的1/n周期来求出平均值。
图12示出了(a)3相的开关电路的接通/断开状态、(b)1相的开关动作中流过的各电感电流iL1～iL3以及(c)3相的开关动作中流过的合成电流(iL1+iL2+iL3)。在1相中，取得平均电流的区间为开关周期的1个周期，在3相中，取得平均电流的区间为开关周期的1/3周期。
(基于电容电流iC的离散控制)
考虑了延迟时间Td的1相的离散控制式(5)以及多相的离散控制式(12)导出电感电流iL(k+1)来作为指令值。
但是，在对电感电流iL进行检测的直流电流传感器以及对检测输出电压vo进行检测的绝缘放大器中，可预见控制周期以上的延迟时间。在这样的情况下，可预想到使用由式(5)或式(12)导出的脉冲宽度ΔT(k)无法在开关动作中获得足够的稳定性。
(使用电容电流iC作为检测值的离散控制)
为了消除将电感电流iL设为检测值时的过度的延迟，代替由直流电流传感器检测出的电感电流iL而使用由交流电流传感器检测出的电容电流iC，通过将电容电流iC设为检测值的控制系统进行离散控制。由于交流电流传感器能够进行高速检测，因此降低了检测中的延迟。
对在DC/DC变换器的电压电平的切换运转的离散控制中组合恒流控制与恒压控制的情况进行说明。
以下，首先说明不存在延迟时的恒压离散控制、恒流离散控制以及恒压离散控制与恒流离散控制的组合，接着说明存在延迟时的离散控制的模式控制。对于离散控制的模式控制，说明除了考虑延迟时间外还考虑了从恒流控制向恒压控制切换时发生的过冲及下冲的控制。此外，在以下的各离散控制的说明中，以在高电压电平(高电平)与低电压电平(低电平)之间切换电压电平的H/L的2电平控制为例进行说明。
此外，图12(b)、图12(c)所示的电流波形是为了说明而示意性表示的电流波形，并不是表示实际的电流波形。
〈组合了恒压控制与恒流控制的控制方式〉
使用图13对在H/L的2电平控制中组合了恒压控制与恒流控制的控制方式进行说明。
在该控制方式中，组合恒压控制与恒流控制来进行2电平之间的迁移，该2电平之间的迁移是指进行从低电力侧向高电力侧的电力电平的切换以及从高电力侧向低电力侧的电力电平的切换。
图13用于说明恒压控制与恒流控制的组合的控制方式，图13(a)示出了控制部的概要，图13(b)、(c)示出了指令电压Vref及指令电流IC-ref，图13(d)示出了检测输出电压vo。此外，在此使用电容电流iC来作为检测电流。
在将低电力侧及高电力侧保持为指令电压的维持区间进行恒压控制，在从低电力侧到高电力侧之间切换电力电平的迁移区间进行恒流控制。
在恒压控制中，使用式(13)或式(14)的脉冲宽度ΔT(k)保持为指令电压Vref。
【数15】
【数16】
式(13)表示的脉冲宽度ΔT(k)是指使用检测出的电容电流iC(k)以及检测输出电压vo(k)进行控制，使得检测输出电压vo(k)成为指令电压Vref。
式(14)表示的脉冲宽度ΔT(k)是指使用检测出的电容电流iC(k)进行控制，使得检测输出电压vo(k)成为指令电压Vref。此外，在式(14)中，通过将系数Av设定为Av＝3Ts/L，不需要对检测输出电压vo(k)进行检测，仅通过检测电容电流iC(k)来决定脉冲宽度ΔT(k)。
在恒流控制中，在使用式(15)的脉冲宽度ΔT(k)将检测电流iC维持为指令电流IC-ref的状态下，从低电力侧的指令电压VL朝向高电力侧的指令电压VH进行迁移，或者从高电力侧的指令电压VH朝向低电力侧的指令电压VL进行迁移。
【数17】
关于电容电流的指令电流IC-ref，在H/L的2电平控制中使用与高电平的VH对应的IC-refH的指令电流以及与低电平的VL对应的IC-refL的指令电流的例子。
在H/L的2电平控制中，重复进行电力维持区间的恒压控制与电力迁移区间的恒流控制。
(离散控制的模式控制)
当在离散控制中应用了上述组合了恒压控制与恒流控制的控制方式时，需要考虑延迟时间、从恒流控制向恒压控制切换时发生的过冲及下冲。以下，对考虑了延迟时间、过冲及下冲的离散控制的模式控制进行说明。
在高电平/低电平脉冲运转中，为了在高电力侧与低电力侧之间平滑地迁移，通过组合了恒流控制与恒压控制的多个模式进行离散控制。在上述组合了恒压控制与恒流控制的控制中，为了在从恒流控制向恒压控制的控制切换时的切换中抑制过冲及下冲从而平滑地进行迁移，在本发明的离散控制中使用以下说明的3个模式来进行控制。
如图14所示，本发明的离散控制在高电平/低电平脉冲运转中由以下3个模式构成：在高电力侧与低电力侧之间的电压迁移时使用的恒流控制的第1模式(模式I)、在高电力时或低电力时使用的恒压控制的第3模式(模式III)以及用于平滑地进行从恒流控制向恒压控制的切换的缓冲区间的控制的第2模式(模式II)。以下，分别以模式I、模式II及模式III来表示第1模式、第2模式及第3模式。
图14示出了本发明的离散控制的模式I～模式III的3个模式的电力迁移状态，并示出了高电平/低电平脉冲运转中的各模式。图14(a)示出了从低电力侧向高电力侧的电力迁移，图14(b)示出了从高电力侧向低电力侧的电力迁移。
在使电力从低电力侧向高电力侧迁移的情况下，在低电力时进行模式III的恒压控制，在从低电力侧向高电力侧的电压迁移中进行模式I的恒流控制，在从模式I的恒流控制向模式III的恒压控制切换的期间进行模式II的缓冲模式的恒压控制。
另一方面，在使电力从高电力侧向低电力侧迁移的情况下，在高电力时进行模式III的恒压控制，在从高电力侧向低电力侧的电压迁移中进行模式I的恒流控制，在从模式I的恒流控制向模式III的恒压控制切换的期间进行模式II的缓冲模式的恒压控制。
以下对各模式I、模式II及模式III进行说明。
〈模式I：恒流离散控制〉
模式I是在高电力侧与低电力侧之间的电压迁移时进行的恒流离散控制，在从低电力侧向高电力侧迁移时以及在从高电力侧向低电力侧迁移时使用恒流离散控制。通过进行恒流离散控制，抑制了迁移时的过冲及下冲的发生以及过电流的发生。
在通过直流电流传感器检测电感电流iL(ks)时会发生数μs的延迟时间。与之相对，关于交流电流传感器，即使在通用产品中也多为延迟时间少的装置。因此，将交流电流传感器可检测出的电容电流用于控制，通过下式(16)来定义与电感电流iL相关的指令值iL(k+1)。以下，用Vref表示电压的指令值，用IC-ref或ICref表示电容电流的指令值来进行说明。
【数18】
iL(k+1)＝ICref+iR(ks)…(16)
另外，通过下式(17)表示电感的平均电流iL-ave(ks)、电容电流iC的平均电流iC-ave(ks)以及负载电流iR(ks)之间的关系。
【数19】
iL-ave(ks)＝iC-ave(ks)+iR(ks)…(17)
通过将式(16)及式(17)代入式(13)，可获得使用了检测出的电容电流iC的离散控制式。
【数20】
通过下式表示1相及n相时的脉冲宽度ΔT(k)。
【数21】
【数22】
在式(19)、(20)的脉冲宽度ΔT(k)中，作为检测值包含电容平均电流iC-ave(ks)和检测输出电压vo(ks)。
关于电容平均电流iC-ave(ks)的计算，针对比控制周期Ts短的每个采样的周期Tsample检测电容电流iC来求出平均值，由此获得控制周期Ts期间的平均电流。
由于通常经由绝缘放大器来取得输出的检测电压vo(ks)，因此会发生数μs的延迟时间。因此，使用由能够进行高速检测的交流电流传感器检测出的电容电流来求出检测输出电压vo(ks)。
通过针对比采样周期Ts短的每个采样的周期Tsample进行检测和运算，求出采样周期Ts期间的平均电流以及使用了平均电流的电压变化，由此进行使用了电容电流iC的检测输出电压vo(ks)的计算。
在将从低电力侧向高电力侧的迁移或从高电力侧向低电力侧的迁移的各迁移紧前的时间点取得的输出电压的检测值设为初始值vo(ks)时，通过采样周期Ts后的控制样本时的运算来求出输出电压vodet(ks+1)。
通过对电容C的采样周期Ts的电压iC/C以及在时间点ks的输出电压vodet(ks)分别乘以系数(ks+(m-1)·Tsample/Ts)而得到的值的和来表示输出电压vodet(ks+1)，如下那样计算输出电压vodet(ks+1)。
【数23】
其中，Tsample为高速检测电容电流iC的时间间隔，m为在1个控制周期内能够进行高速检测的次数。也就是，Ts＝m×Tsample。
将通过以上的高速运算得到的输出的检测电压vodet代入式(20)的vo。由此，当将指令值设为ICref时，仅使用电容电流iC，通过下式(22)得到操作量的脉冲宽度ΔT(k)。
模式I(恒流离散控制的脉冲宽度ΔT(k))
【数24】
该脉冲宽度ΔT(k)为模式I中的IC离散控制的操作量。
〈模式II：控制切换时的缓冲模式〉
模式I使用恒流离散控制，与之相对，模式II及模式III中使用恒压离散控制。在恒压离散控制中，与恒流离散控制同样地，使用电容电流iC来作为检测值。为了获得代替电感电流iL而使用电容电流iC的控制式，使用增益A1将指令值iL(k+1)定义如下。
【数25】
iL(k+1)＝A1{Vref-Vo(ks)}+iR(ks)…(23)
另外，在使用上述式(23)对脉冲宽度ΔT(k)的式(11)进行变形时，获得下式(24)。
模式II(恒压离散控制的脉冲宽度ΔT(k))
【数26】
如图14所示，模式II是从恒流控制向恒压控制迁移的缓冲模式。在该缓冲模式中，通过使用比模式III的恒压控制中的增益A2小的增益A1来抑制过冲及下冲。另外，在模式II中，由于输出电压处于迁移过程中，若使用低速的检测电压，则会较大地受到延迟时间的影响。因此，与模式I同样地，在离散控制中使用根据电容电流推定出的输出电压vodet。
因此，在将式(24)表示的脉冲宽度T(k)的增益A1置换成AH1、AL1时，通过下式(25)、(26)表示模式II中的使用了电容电流iC的iC离散控制的操作量。增益AH1是高电力侧的增益，增益AL1是低电力侧的增益。
模式II(恒压离散控制的脉冲宽度ΔT(k))
【数27】
〈模式III：恒压离散控制〉
在模式III中，与模式II同样地，通过式(23)定义iL(k+1)来作为指令值。另外，为了消除低速的检测电压的影响，通过以下式(27)新定义增益A2。
【数28】
通过用式(27)定义增益A2，通过下式(28)获得模式III中的离散控制式。
模式III(恒压离散控制的脉冲宽度ΔT(k))
【数29】
由此，在恒压离散控制中，删除了低速的检测电压vo(ks)的项，获得仅将能够高速检测的电容电流iC作为检测值的离散控制式。
图15示出了上述的模式I、模式II及模式III的各模式的控制方式、控制区间、脉冲宽度ΔT(k)、指令值、输出检测电压、延迟时间Td、控制对象、增益等，图16示出了模式I、模式II及模式III的各模式的控制方式。
在图15及图16(a)中，模式I是在低电力侧与高电力侧之间进行迁移的迁移区间中进行恒流离散控制，以使控制对象的电容电流iC成为指令值IC-ref的方式进行恒流离散控制。在该模式I中，根据电容电流iC来推定输出的检测电压。另外，根据在时间点ks的输出检测电压vo(ks-1)或在时间点(ks-1)的离散控制的输出电压vodet(ks-1)来推定在时间点ks的离散控制的输出电压vodet(ks)。
在图15及图16(b)中，模式II是在迁移区间与维持区间之间的缓冲区间中进行恒压离散控制，以使控制对象的检测输出电压vo成为指令值Vref的方式进行恒压控制。在该模式II中，也根据电容电流iC来推定输出的检测电压。在检测输出电压vo达到切换电压Vc1或Vc2后进行从模式I向模式II的切换。通过模式II进行控制切换的缓冲区间为控制电路(控制器)的控制周期的1个采样周期Ts，在1个采样周期Ts后切换成模式III的控制。
在图15及图16(c)中，模式III是在维持区间进行恒压离散控制，以将控制对象的检测输出电压vo维持为指令值Vref的方式进行恒压控制。在该模式III中，将脉冲宽度ΔT(K)中的增益A2设定为3(Ts+Td)/L来去除检测输出电压vo(ks)的项，由此不需要输出的检测电压。通过不需要输出的检测电压来谋求控制的高速化。
接着，基于图17对本发明的DC/DC变换器的电压电平的切换运转中基于模式I、模式II及模式III的离散控制中的信号状态进行说明。
在以下的各模式的离散控制的说明中，以在高电压电平(高电力侧)与低电压电平(低电力侧)之间切换电力电平的H/L的2电平控制为例进行说明。H/L的2电平控制是一个例子，也可以将同样的离散控制应用于电力电平不同的多个电力电平之间。
在基于模式I、模式II及模式III的离散控制中，组合恒压控制与恒流控制来进行从低电力侧向高电力侧的电力电平的切换以及从高电力侧向低电力侧的电力电平的切换。
图17用于说明基于模式I、模式II及模式III的离散控制的控制方式，图17(a)示出了控制部的概要，图17(b)、(c)示出了指令电压Vref及指令电流IC-ref，图17(d)示出了检测输出电压vo。此外，在此使用电容电流iC来作为检测电流。
〈模式I〉
通过模式I的恒流离散控制来进行从低电力侧向高电力侧的迁移以及从高电力侧向电力侧的迁移。在模式I中，在使用式(20)或式(22)的脉冲宽度ΔT(k)将检测电流iC维持为指令电流IC-ref的状态下，从低电力侧的指令电压VL以高电力侧的指令电压VH为目标进行迁移，或者从高电力侧的指令电压VH以低电力侧的指令电压VL为目标进行迁移。
〈模式II〉
在检测输出电压vo达到切换电压Vc1或Vc2的时间点，为了进行从模式I的恒流控制向模式III的恒压控制的控制切换，进行恒压离散控制。该模式II的控制区间是从恒流控制向恒压控制进行平滑的控制切换的缓冲区间。可使该缓冲区间的时间宽度为控制电路(控制器)的控制周期的采样周期Ts的整数倍。通过将缓冲区间的时间宽度设为1个采样周期Ts，以1个采样周期Ts进行从模式I向模式III的切换，能够使控制高速化。缓冲区间的时间宽度不限于1个采样周期Ts，也可以为n个采样周期(n·Ts)。此外，使n为整数。
在模式II中，使用式(25)的脉冲宽度ΔT(k)从低电力侧的指令电压VL以高电力侧的指令电压VH为目标进行迁移，或者从高电力侧的指令电压VH以低电力侧的指令电压VL为目标进行迁移。通过模式II抑制恒压控制引起的过冲及下冲。在以控制周期的1个采样周期Ts进行了模式II的恒压离散控制后，切换成模式III的恒压离散控制。
〈模式III〉
在模式II后进行模式III的恒压离散控制，将检测输出电压vo控制成指令电压值Vref。在图17中，将低电力侧的指令电压Vref设为VL，将高电力侧的指令电压Vref设为VH。
通过模式I、模式II及模式III形成具有高电平和低电平这2个电平的1个脉冲，通过重复该3个模式形成多个脉冲输出。此外，图17(b)～(d)所示的电压波形是为了说明而示意性表示的电压波形，并不是表示实际的电压波形。
〈模式的切换〉
上述的模式按照模式I、模式II、模式III的顺序重复迁移。图18是表示从低电力侧向高电力侧迁移时的模式迁移的一个例子的流程图。此外，在该例子中示出了以1个采样周期的一个循环进行模式II的例子，但也可以以多个循环进行模式II，另外，各循环不限于采样周期，可以设为任意的周期。
根据从低电力侧向高电力侧的迁移指令(s1)，将通过在指令后的控制样本时进行的运算而求出的检测输出电压vo(k)设为vodet(ks)进行计算，将采样时间点的电压检测值设为运算输出电压vodet(k)的运算初始值vodet(0)。
根据从低电力侧向高电力侧的迁移指令(s1)，将在迁移紧前的时间点取得的输出电压的检测值vo(k)设为初始值vo(ks)(s2)，在模式I中，使用式(19)在控制周期Ts后的控制样本时进行运算，推定出vodet(ks+1)来作为输出电压(s3)。对于时间点(ks+1)之后的vodet，也能够同样地推定出vodet(ks+1)、vodet(ks+2)、vodet(ks+3)。
当在模式I中推定出的输出电压的推定値vodet超过了切换电压Vc1时，迁移到作为缓冲模式的模式II(s4)。在模式II中，通过运算来推定输出电压的推定値vodet。在使模式II动作后，迁移到模式III。除了以1个采样周期进行模式II外，也可以以数个采样周期进行模式II。另外，周期不限于采样周期，也可以使用任意设定的周期(s5)。在模式III中进行恒压控制。该恒压控制检测低速的电压检测值来控制为指令电压值。由于该模式III的恒压控制基于向高电力侧的迁移指令，因此是高电力侧的恒压控制。此外，在模式III的恒压控制中，通过与电路常数相匹配地设定增益的值，也能够不需要电压检测值。通过不需要检测电压检测值，能够去除低速的电压检测引起的延迟的影响。(s6)。
之后，当切换为从高电力侧向低电力侧的迁移指令时(s7)，进行与上述s2～s6相同的迁移。此外，在该迁移中是从高电力侧向低电力侧的迁移。
〈切换电压Vc1、Vc2〉
通过下式(29)、下式(30)计算从模式I到模式II的切换电压Vc1、Vc2。
【数30】
【数31】
Vc1是从低电力侧向高电力侧切换时的切换电压，Vc2是从高电力侧向低电力侧切换时的切换电压。
考虑直到向模式III切换为止的时间中的最大的电压变化来设定切换电压Vc1、Vc2，切换电压Vc1、Vc2是模式III开始时的电压变化发生过冲或下冲的发生极限电压值。例如，考虑因切换电压的抖动而发生的最大时间Ts中的电压变化、指令值变更后的1个样本期间中产生的电压变化以及控制延迟时间Td中的电压变化，来选定为不发生过冲的电压。
切换电压Vc1、Vc2是从电压指令值减去直到向模式III切换为止的时间中最大的电压变化，由此进行在所有条件下均不发生过冲的模式的切换。
也就是说，从电压指令值VHref减去因切换电压的抖动而发生的最大时间Ts中的电压变化((Ts/Co)×ICref)、指令值变更后的1个样本期间中产生的电压变化((Ts/2Co)×ICref)、控制的延迟时间Td中的电压变化((Td/Co)×ICref)，由此获得式(29)、(30)。此外，Co是主电路的输出容量。
此外，式(29)、(30)表示的切换电压Vc1、Vc2是3相交织的例子，是考虑了最大的电压变化的切换电压，在相数为n相的情况下，可通过将公式中的Ts的系数从3替换为n来进行应对，另外，在允许最大的电压变化以内的情况下，可通过对切换电压Vc1、Vc2的值乘以小于1的预定值的系数来进行应对。
〈增益A1(AH1、AL1)〉
通过式(25)、(26)表示模式II的离散控制的操作量，通过该公式中包含的增益A1(AH1、AL1)来抑制过冲及下冲。以下，对模式II的增益A1(AH1、AL1)的范围进行说明。此外，这里对从低电力侧向高电力侧迁移时进行说明。
在将高电平时的电压指令值设为VHref，将根据模式II的电容电流iC运算出的电压检测值设为Vodet-mode2，将模式III的检测电流值设为Vo-mode3时，将各模式的电容器电流指令值表示如下。
模式I：ICref
模式II：AH1(VHref-Vodet-mode2)
模式III：A2(VHref-Vo-mode3)≈0，其中，A2＝3(Ts+Td)/L
由于模式II是连接模式I与模式III的缓冲区间，因此模式II的电容器电流指令为模式I与模式III之间的范围，处于ICref＞AH1(VHref-Vodet-mode2)＞0以下的关系。
通过使用该大小关系以及由式(29)表示的切换的判定电压VC1，通过下式表示增益AH1的范围。
【数32】
因此，增益AH1在上述范围中作为用于决定针对高电平侧的指令电压VHref的追随特性的系数来使用。虽然未描述增益AL1，但可设为与增益AH1相同。
〈增益A2〉
在表示恒压离散控制的脉冲宽度T(k)的式(24)中，检测电压的项为{(L/3)×A1×vo(ks)/Vin}和{(Td+Ts)×vo(ks)/Vin}。将式(24)应用于模式III，将A1设为A2，通过式(27)来定义增益A2，由此2个检测电压的项相互抵消，删除了输出电压的vo(k)的项。由此，通过不包含检测输出电压vo(k)的式(28)表示模式III中的离散控制式。
以下，针对模式I、模式II及模式III的各模式中的脉冲宽度ΔT(k)，汇总示出从低电力侧向高电力侧迁移时的各公式(通过High示出的公式)以及从高电力侧向低电力侧迁移时的各公式(以Low示出的公式)。
【数33】
另外，以往的检测电感电流的直流电流传感器即使是高速的装置也存在约1μs的延迟。与之相对，交流电流传感器大多是具有10MHz以上(0.1μs以下的延迟)的响应性能的装置。因此，通过使用能够由交流电流传感器检测的电容器电流，并基于电容器电流iC进行IC离散控制，可谋求高速的控制。此外，上述的传感器的响应特性的数值例子是一个例子，并不限于该数值例子，通常交流电流传感器具有比直流电流传感器高的响应性能。
通过使用了电路仿真及实机的验证，实测了本发明的DC/DC变换器进行的高电平/低电平脉冲运转的动作，确认了考虑控制延迟的离散控制的有効性。
(直流电源装置、交流电源装置的应用例子)
接着，使用图19对将本发明的DC/DC变换器应用于直流电源装置、交流电源装置的例子进行说明。
图19是用于说明将本发明的DC/DC变换器应用于直流电源装置、交流电源装置的应用例子的控制系统的控制框图。
图19(a)所示的控制框图的控制系统是具备构成主环路控制系统的PI控制以及构成小环路控制系统的离散控制的结构例子，图19(b)所示的控制框图的控制系统仅是构成小环路控制系统的离散控制的结构例子。
图19(a)所示的结构在主环路控制系统中基于指令电力PH、PL通过PI控制来生成指令电压VH、VL，在小环路控制系统中进行离散控制。
另外，图19(b)所示的结构基于被赋予的指令电压VH、VL在小环路控制系统中进行离散控制。在获得了指令电压VH、VL的情况下，不需要主环路控制系统，可以直接进行离散控制。
在本发明中，对于构成小环路控制系统的离散控制，应用根据本发明的DC/DC变换器的多相交织方式的双向降压斩波电路的高电平指令电压VH和低电平指令电压VL的直流指令电压进行控制的2电平离散控制系统。
在进行高电平和低电平的2电平控制的情况下，在主环路中，使用高电平电力指令PH、低电平电力指令PL来作为指令信号，对从负载侧取得的电力进行检测来进行PI控制，获得高电平指令电压VH和低电平指令电压VL。
在小环路中，将在PI控制中获得的高电平指令电压VH及低电平指令电压VL设为指令值，对检测输出电压vo或电容电流iC进行检测来进行离散控制。
此外，上述实施方式及变形例中的描述是本发明的DC/DC变换器的一个例子，本发明并不限于各实施方式，可基于本发明的主旨进行各种变形，不应该将这些变形从本发明的范围中排除。
工业上的实用性
本发明的DC/DC变换器可应用于对半导体、液晶面板等制造装置、真空蒸镀装置、加热熔融装置等使用高频的装置供给高频电力。
符号说明
1 DC/DC变换器
2 主电路(斩波电路)
3 开关电路
4 LC电路
5 开关信号生成部、
6 控制部
7 负载。
Claims (7)
1.一种DC/DC变换器，其具备包含开关电路的主电路和控制部，并将直流输入变换成多个不同的电压电平的高频输出，其特征在于，
所述控制部在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平的各电力电平之间具备以下3个模式：
第1模式，以恒流控制在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平之间的迁移区间进行控制；
第3模式，以恒压控制在保持迁移前的电力电平及迁移后的电力电平的各电压的维持区间进行控制；以及
第2模式，以恒压控制在所述迁移区间与所述维持区间之间的缓冲区间进行控制，
在所述各模式中，
在所述第1模式及所述第2模式中，反馈的输出电压是基于电容电流的推定输出电压，
在所述第2模式中，所述主电路的增益A1是使第2电容电流指令值比第1电容电流指令值小的值，
在所述第3模式中，所述主电路的增益A2是抵消第3模式的电压检测值的值，
依次重复所述3个模式来输出多个电力电平的高频波。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述第2模式的电容电流指令值是电压指令值与第2模式的检测电压值之间的差与所述增益A1的乘法运算值。
3.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述主电路具备由并联连接的各相的电感L与电容器C的串并联电路构成的n相的LC电路，
在所述控制部的基于n相交织的离散控制中，在将Ts设为控制部的控制周期，将Td设为从控制部到主电路的延迟时间，将L设为主电路的电感成分时，所述增益A2是用于将与LC电路的检测输出电压相关的系数调整为零来删除所述检测输出电压的项的值。
4.根据权利要求3所述的DC/DC变换器，其特征在于，
所述增益A2是控制周期Ts与延迟时间Td之和Ts+Td与主电路的所述电感成分L的比(Ts+Td)/L的n倍。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的DC/DC变换器，其特征在于，
在所述第2模式中，代替所述推定输出电压而将检测输出电压设为反馈的输出电压。
6.一种DC/DC变换器的控制方法，所述DC/DC变换器具备包含开关电路的主电路和控制部，并将直流输入变换成多个不同的电压电平的高频输出，其特征在于，
所述控制部在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平的各电力电平之间进行以下3个模式的控制：
第1模式，以恒流控制在迁移前的电力电平与迁移后的电力电平之间的迁移区间进行控制；
第3模式，以恒压控制在保持迁移前的电力电平及迁移后的电力电平的各电压的维持区间进行控制；以及
第2模式，以恒压控制在所述迁移区间与所述维持区间之间的缓冲区间进行控制，
在所述各模式中，
在所述第1模式及所述第2模式中，作为反馈的输出电压，使用基于电容电流的推定输出电压，
在所述第2模式中，作为所述主电路的增益A1，使用使第2电容电流指令值比第1电容电流指令值小的值，
在所述第3模式中，作为所述主电路的增益A2，使用抵消第3模式的电压检测值的值，
依次重复所述3个模式来输出多个电力电平的高频波。
7.根据权利要求6所述的DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，
在所述第2模式中，代替所述推定输出电压而将检测输出电压设为反馈的输出电压。
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