CN115065250A - 一种移相全桥变换器电流预测无差拍平均模型控制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 77
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 9
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 39
- 230000006870 function Effects 0.000 description 12
- 230000008569 process Effects 0.000 description 11
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 11
- 230000004044 response Effects 0.000 description 10
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 6
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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Abstract
本发明公开了一种移相全桥变换器电流预测无差拍平均模型控制方法，所述控制方法结合过采样技术，将电流环被控对象从单点采样电感电流转换为了电感电流的平均值，通过对当前周期电流值的预测计算下一拍控制量，降低了滞后一拍控制的影响改善了控制器的动态性能。所提方法有效改善了DC/DC变换器控制系统稳定性与动态性能之间的矛盾，从而提高了模块化多电平数字功放系统整体稳定性与可靠性。另外，针对移相全桥变换器占空比丢失问题引入了脉冲前馈控制，不仅改善了移相全桥变换器无差拍控制的稳态跟踪性能，还进一步提高了系统的动态性能，并且扩展了输出电感参数匹配范围。
Description
技术领域
本发明属于电力电子装置技术领域，具体涉及一种移相全桥变换器电流预测无差拍平均模型控制方法。
背景技术
移相全桥变换器控制系统根据被闭环控制对象数目可为单环控制系统和多环控制系统。单环控制系统通常是指输出电压环控制，在采用单环控制时，系统仅取输出电压作为反馈，系统无法对输出电流进行精确控制。在多环控制系统中，可以根据不同的控制要求选择多个被控对象，适用于控制性能要求较高的场合。在移相全桥变换器中通常对输出电压和输出电流均有要求，因此，被控对象包括输出电压和电感电流，一般采用双环控制。为了保证直流变换器输出恒压特性，可选择电压环作为控制外环，而电流环作为控制内环负责跟踪给定电流。在电压外环控制基础上引入电流内环控制不仅提高了直流变换器的动态性能，还使得流过功率器件的电流受控在安全工作范围之内，极大地提升了直流变换器系统稳定性与可靠性。因此，电流内环是影响控制系统性能的关键因素。
电流内环采用无差拍控制的实现方式是通过采样获得系统在当前时刻的状态信息，结合控制对象下一采样时刻目标值与系统电路模型，计算出当前周期所需控制信号并无延时施加控制，因而动态性能优越。
传统无差拍控制方法基于单点采样控制，通常将电流采样点设置在开关周期内顶点或者谷点进行单点采样，随着直流变换器功率密度提高，尤其是大功率应用下，数字控制系统处于较强的电磁干扰环境下，基于单点采样的方式容易受到高速器件开关动作带来的共模和差模干扰，从而影响系统的动态控制效果和输出稳定性，极端情况下甚至会导致系统失效。
数字控制系统为了提高抗干扰能力需要在控制回路中加入较大的滤波环节，再根据滤波后采样值对系统进行控制。同时，数字系统中存在计算和脉冲更新等系统延时，因而计算出的当前周期所需控制信号通常在下一周期才可更新，这种方式被称为滞后一拍输出控制方式。所以，滤波环节的加入和滞后一拍的控制方式导致传统无差拍控制方法动态性能优势很难得到发挥。除此之外，移相全桥拓扑副边占空比丢失特性还导致电感电流的平均值采样点、峰值采样点以及谷值采样点时间随着输入电压和负载电流漂移，所以存在采样点时间难以选取的问题。
发明内容
为了解决上述移相全桥变换器中传统无差拍控制的缺点，本发明利用多点采样技术提出一种预测无差拍平均模型控制方法来提高移相全桥变频器控制系统的抗干扰性能和动态性能。所述控制方法用于移相全桥变换器上，所述移相全桥变换器依次由全桥逆变电路、谐振电感、高频功率变压器、全桥整流电路、由Lf和Cf组成的输出滤波电路连接组成，其采用双闭环控制系统，电压外环采用PI控制，电流内环采用预测无差拍平均模型控制方法，所述预测无差拍平均模型控制方法为：
当系统运行于k周期，对输出滤波电感电流采用过采样技术并求取平均值，得到k周期电流平均值Iavg(k)；
当系统运行于k+1周期，根据k周期电感电流平均值Iavg(k)及k+2周期电流给定值Iset(k+2)计算得到k+2周期的控制信号Dk+2，计算公式为：
其中，Ts为控制周期，L为输出滤波电感值，Dk为k周期占空比，Dk+1为k-1周期通过上述公式得到的k+1周期正在执行的占空比，K为高频功率变压器原副边变比，Uin为移相全桥变换器输入电压， Uout为移相全桥变换器输出电压。
由于移相全桥变换拓扑存在副边占空比丢失现象，如果不对丢失占空比进行补偿，则由于无差拍控制有类似于比例控制特性，导致无法静态跟随稳态值，并且还将影响系统的动态性能。所以本发明还提出一种预测无差拍平均模型控制方法，采用前馈补偿的方式，对占空比进行补偿有效克服副边占空比丢失对控制效果的影响。
所述前馈补偿中，k周期需要补偿的副边丢失占空比信号可表示为：
其中，Lr是谐振电感与高频功率变压器T的漏感之和。
本发明结合过采样技术提出了一种移相全桥变换器预测无差拍平均模型控制方法，所提控制方法主要特点和优势有：
(1)通过将传统单点电流控制转化为多点电流平均值控制克服了单点采样易于受干扰导致控制器稳定性下降的问题，同时采用了基于模型预测的方法对下一拍控制量进行了预测，降低了滞后一拍控制的影响改善了控制器的动态性能。所提方法有效改善了移相全桥变换器控制系统稳定性与动态性能之间的矛盾，从而提高了模块化多电平数字功放系统整体稳定性与可靠性。
(2)针对移相全桥变换器占空比丢失问题引入了脉冲前馈控制，不仅改善了移相全桥变换器无差拍控制的稳态跟踪性能，还进一步提高了系统的动态性能，并且扩展了输出电感参数匹配范围。
(3)预测无差拍平均模型控制方法不仅适应于移相全桥变换器，移除占空比补偿环节还适应于所有Buck型直流变换器，是一种通用性改善稳定性与动态性能的控制方法。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1为移相全桥变换器拓扑图。
图2为移相全桥变换器电压电流双环控制框图。
图3为移相全桥变换器预测无差拍平均模型控制原理框图。
图4为多点采样示意图。
图5为移相全桥变换器预测无差拍平均模型控制框图。
图6为两种控制方法在干扰下电感电流平均值波形。
图7为前馈补偿前不同模型参数匹配平均电流阶跃响应，其中，(a)为KL＝0.5，(b)为KL＝0.75， (c)为KL＝1.0，(d)为KL＝2.0。
图8为前馈补偿后不同模型参数匹配平均电流阶跃响应，其中，(a)为KL＝0.5，(b)为KL＝0.75， (c)为KL＝1.0，(d)为KL＝2.0。
图9为传统无差拍控制电感电流波形，其中(a)为30A给定，(b)为60A给定。
图10为预测无差拍平均模型控制电感电流波形，其中(a)为30A给定，(b)为60A给定。
图11为阶跃给定下传统无差拍控制电感电流波形，其中，(a)为30A-60A阶跃给定，(b) 为60A-30A阶跃给定。
图12为阶跃给定下预测无差拍平均模型控制电感电流波形，其中，(a)为30A-60A阶跃给定，(b)为60A-30A阶跃给定。
图13为双闭环下传统无差拍控制方法电感电流波形与输出电压波形，其中，(a)为32A 负载，(b)为78A负载。
图14为双闭环下预测无差拍平均模型控制方法电感电流波形与输出电压波形，其中，(a) 为32A负载，(b)为78A负载。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用于解释本申请，并不用于限定本申请。
移相全桥变换器依次由全桥逆变电路、谐振电感、高频功率变压器、全桥整流电路、由 Lf和Cf组成的输出滤波电路连接组成，其拓扑如图1所示，其中，功率开关S1和S3组成超前桥臂，S2和S4组成滞后桥臂，超前桥臂和滞后桥臂的控制信号错开一定的角度，为开关器件的零电压导通与关断提供条件。并联在功率开关S1～S4上的电容为外接谐振软开关电容与功率器件体电容之和，Lr是谐振电感与高频功率变压器T的漏感之和，K是高频功率变压器原副边变比，变压器副边侧有由DR1～DR4组成的整流滤波电路、由Lf和Cf组成的输出滤波电路。
移相全桥变换器在一个控制周期内共有12个开关模态，并作如下假设：
(1)移相全桥变换器中所有电容、电感采用理想模型；
(2)输出滤波电感Lf>>Lr/K2；
(3)忽略在一个开关周期内输出电容两端的电压波动，认为其电压维持不变；
(4)忽略变压器直流偏磁效应。
移相全桥变换器的控制系统采用电压电流双环控制系统，被控对象为输出电压和电感电流。为了保证移相全桥变换器输出恒压特性，可选择电压环作为控制外环，而电流环作为控制内环负责跟踪给定电流，系统的控制框图如图2所示。图中，GCu(z)、GCi(z)为控制器传递函数，ZOH为数字系统中零阶保持器，Gid(z)为占空比信号d对电感电流的传递函数，Ki为输出电压反馈环增益，Gui(z)为电感电流对输出电压的传递函数。
移相全桥变换器预测无差拍平均模型控制原理框图如图3所示，电压环采用PI控制，电流环采用节采用预测无差拍平均模型控制方法。
所述预测无差拍平均模型控制方法为：
对输出滤波电感电流采用过采样技术并求取平均值，得到k周期电流平均值Iavg(k)；
当系统运行于k+1周期，根据k周期电感电流平均值Iavg(k)及k+2周期电流给定值Iset(k+2)计算得到k+2周期的控制信号Dk+2，计算公式为：
其中，Ts为控制周期，L为输出滤波电感值，Dk为k周期占空比，Dk+1为k-1周期通过上述公式得到的k+1周期正在执行的占空比，K为高频功率变压器原副边变比，Uin为移相全桥变换器输入电压， Uout为移相全桥变换器输出电压。
所述预测无差拍平均模型控制方法的推导过程如下：
(1)无差拍控制平均模型
如图4所示，不妨从建立一个控制周期内多点采样的无差拍控制模型开始，假设在一个控制周期Ts内有n个采样点，并且在一个控制周期内输入电压和输出电压可以认为不变，根则可以得到：
其中，ij(k)为k控制周期内第j点的采样电流，ij(k)与ij(k+1)相隔时间为Ts，dj为k控制周期采样点j与k+1控制周期采样点j之间的占空比。如果单纯采用上述公式进行无差拍控制，整体计算量将增加n倍，且控制周期Ts也要缩短至Ts/n，一般控制器受限于计算速度难以满足要求。不妨将上式中内表达式依次累加则有：
定义
当采用以远远高于信号带宽两倍频率对其进行采样时采样点足够多，意即过采样技术，Iavg(k)即可以认为是电感电流平均值。
结合式(2)，式(2.16)左侧表达式则可以转化为：
可见，在多点采样后，式(3)左侧已经转化为电感电流平均值的表现形式。
式(3)右侧在离散域内求解较难，在采样点较多时不妨将其等效为连续域求解，那么式(3) 右侧则可以表示为：
其中T＝Ts/n，T代表采样周期，定义Dk为k周期占空比，Dk+1为k+1周期占空比，如果能够得到dj的表达式则可以对式(7)积分进行求解，通过不同情况对占空比dj的表达式均可得到：
上式得到了电感平均电流与占空比之间的关系，可以作为无差拍平均模型控制的基础。
根据式(8)完成对k+1周期平均电流Iavg(k+1)的预测。令：
即可得到无差拍平均模型控制的差分方程：
若需要在k+1周期实现平均电流对给定值Iset(k+1)的无差跟踪，可令：
根据式(10)、式(11)可以得到电感电流无差拍平均模型控制方法如下：
从上式中不难发现，无差拍平均模型控制方法的控制对象从传统单点的采样量转化为了多点采样量的平均值，有利于数字控制系统抗干扰性能的提高。并且从(8)中可以看出，多点采样控制仅需对在一个控制周期对单个电流量进行过采样并求取平均值即可得到，极大地减小了算法的计算量。
(2)预测控制
当系统运行于k+1周期，过采样过程尚未结束，所以也无法得到k+1周期电流平均值，所以引入预测控制对k+1周期平均电流进行预测，同时将式(12)递推可得到：
式(13)内两式相加约去
可得差分方程：
从式(14)可以看到，通过k周期的状态以及k+1周期占空比可获得k+2周期的电流预测。
若需计算k+2周期的控制信号Dk+2，实现平均电流对给定值Iset(k+2)的无差跟踪，可令：
由联立式(14)、式(15)可得：
上式则为预测无差拍平均模型控制的方法，通过式(16)则可以得到k+2周期占空比控制信号Dk+2，其中Iavg(k)为上一周期电感平均电流，Dk为上一周期占空比，Dk+1为k-1周期通过预测控制得到的k+1当前周期正在执行的占空比，考虑到移相全桥存在副边占空比丢失现象，上述所说占空比信号均为有效占空比信号。通过对当前周期电流值的预测计算下一拍控制量，如果电流预测准确理论上可以抵消传统数字控制器滞后一拍控制方式的影响。
(3)控制器设计
最少拍控制要求数字系统在典型输入作用下以最少的有限拍结束响应过程，且在采样时刻上无稳态误差，是无差拍控制的基础。下面根据最少拍控制理论对无差拍控制器进行设计。
根据闭环数字系统可实现原则，系统响应无法同时于或超前于输入信号，系统输出至少要经过一个控制周期才能结束响应过程，因此系统的闭环传递函数包含至少一个纯滞后环节。在数字控制系统中，由于采样、计算和脉冲传输延时的存在采用滞后一拍控制，系统中将包含另外一个纯滞后环节z-1。因此，系统的闭环传递函数Φ(z)可表示为：
Φ(z)＝z-2·N(z) (17)
其中N(z)为不包含(1-z-1)因子的z-1多项式。
由上式可知，当采用传统的最少拍设计原则时，数字闭环控制系统至少要经过两个采样周期才能结束响应过程。
针对数字系统滞后一拍输出问题，提出一种无差拍控制器传递函数的设计方法。以系统的阶跃响应为例，输入的阶跃信号的传递函数为：
按照最少拍原则设计系统的闭环传递函数，为了使所设计数字控制器最简单，系统过渡过程尽量地快，通常取N(z)＝1，则有：
其中，Φe(z)为系统误差传递函数。在采用预测的无差拍控制方法后，式(14)可写成：
被控对象的传递函数为：
可得无差拍控制器的传递函数为：
因此，阶跃输入下无差拍控制器可根据式(22)进行设计。
根据式(18)和式(19)分析系统在非采样时刻的纹波效应。数字控制器的输入序列为：
E1(z)＝R(z)·Φe(z)＝1+z-1 (23)
数字控制器的输出序列，即被控对象的输入序列为：
可知被控对象的输入序列在有限的采样周期后达到相对稳定，无波动。因此，在阶跃输入下该系统为无纹波最少拍系统。
上述论述中，通过多点采样理念的引入推导出了无差拍控制的平均模型并将电流环被控对象从单点采样电感电流转换为了电感电流的平均值。并且，为了克服数字系统滞后一拍控制的影响，在建立的无差拍控制平均模型上引入了预测控制，根据k+1周期系统能够获知状态Iavg(k)，Dk以及Dk+1共同计算出k+2周期的开关信号，最终得到了预测无差拍平均模型控制方法。
上述预测无差拍平均模型控制方法不仅适应于移相全桥变换器，还适应于其他所有Buck 型直流变换器，是一种通用性改善稳定性与动态性能的控制方法。
由于移相全桥变换拓扑存在副边占空比丢失现象，如果不对丢失占空比进行补偿，则由于无差拍控制有类似于比例控制特性，导致无法静态跟随稳态值，并且还将影响系统的动态性能。所以本发明的另一个实施例采用前馈补偿的方式，对占空比进行补偿有效克服副边占空比丢失对控制效果的影响。如式(25)所示，将式中原边电流I1、I3等效为副边电流，k周期需要补偿的副边丢失占空比信号可表示为：
移相全桥变换器预测无差拍平均模型控制最终框图如图5所示。然而在实际实现过程中，由于不能精准采集起点电流和结束电流，所以采用电感电流的电流平均值替代，改进后的公式：
为了验证所提方法的正确性和有效性，搭建了移相全桥变换器仿真和试验平台系统。在 Matlab/Simulink中搭建了移相全桥变换器，其中电路参数如表2.2所示。
表2.2移相全桥变换器仿真参数
在控制上，移相全桥电压外环采用PI控制，电流内环采用传统的无差拍控制和本文所提预测无差拍平均模型控制。仿真时由于只对比电流环性能，所以电压外环不工作，输出采用电压源进行替代，电流环输入直接采用给定值。
为验证所提控制算法在抗干扰性能上的提升，将预测无差拍平均模型控制与传统无差拍控制进行对比。25％额定电流下，在不同噪声强度时平均电流波动范围分别为：传统无差拍控制±454.4％、±375.7％、±402.9％，预测无差拍控制±5.19％、±8.99％、±16.75％；50％额定电流下，在不同噪声强度时平均电流波动范围分别为：传统无差拍控制±214.1％、± 219.2％、±253.3％，预测无差拍控制±3.35％、±7.58％、±15.5％；额定电流下，在不同噪声强度时平均电流波动范围分别为：传统无差拍控制±151.0％、±153.9％、±161.3％，预测无差拍控制±4.88％、±9.35％、±16.14％。同时，在不同电流情况下两种控制方法在分别注入峰值为5％、10％、20％额定电流的高频随机噪声下，在干扰时刻和之后的几个控制周期，电流均出现了一定的波动。但是采用电流平均值的无差拍控制抗干扰性能明显优于传统的无差拍控制。
在不同负载阶跃时预测无差拍平均模型控制与传统无差拍控制电感电流对比。仿真时去掉电压外环用恒压源维持输出电压的稳定，并且通过直接改变电流内环的输入给定对比两种控制方法的动态性能。在25％-50％-25％额定电流阶跃下，传统无差拍控制平均电流超调量 37.8％、75.9％，调节时间5.56e-5、1.96e-4；预测无差拍控制平均电流超调量7.91％、12.0％，调节时间2.4e-6、2.8e-6；在50％-75％-50％额定电流阶跃下，传统无差拍控制平均电流超调量分别为26.0％、42.3％，调节时间分别为3.32e-5、1.96e-4；预测无差拍控制平均电流超调量分别为4.9％、7.0％，调节时间分别为1.6e-6、2.0e-6；在10％-90％-10％额定电流阶跃下，传统无差拍控制平均电流超调量分别为38.4％、74.4％，调节时间分别为4.36e-5、1.96e-4；预测无差拍控制平均电流超调量分别为8.1％、28.1％，调节时间分别为2.4e-6、1.57e-4。
从以上多组数据可以看出，采用预测无差拍平均模型控制方法的电流超调与调节时间都大幅减少，且在过渡时振荡小，所以预测无差拍平均模型控制方法的动态性能要优于传统无差拍控制方法。
图6展示了不同电流阶跃指令时有无丢失占空比前馈补偿的电感电流波形。由于移相全桥变换器存在占空比丢失，因此未经补偿的无差拍控制存在一定的稳态误差，所以需要引入占空比丢失补偿，补偿前实际输出62.7A，未能跟随指令值，补偿后输出80.0A达到指令值。
在25％-50％-25％额定电流阶跃下，前馈补偿前平均电流超调量19.3％、38.5％，调节时间3.6e-6、5.6e-6，稳态31.4A、15.8A；前馈补偿前平均电流超调量7.9％、13.4％，调节时间 2.4e-6、2.4e-6，稳态40.0A、20.3A。在50％-75％-50％定电流阶跃下，前馈补偿前平均电流超调量13.3％、22.8％，调节时间3.6e-6、4.0e-6，稳态47.1A、31.6A；前馈补偿前平均电流超调量5.0％、7.6％，调节时间1.6e-6、2.4e-6，稳态60.0A、40.3A。在10％-90％-10％额定电流阶跃下，前馈补偿前平均电流超调量32.2％、50.2％，调节时间4.4e-6、1.97e-4，稳态56.2A、 7.48A；前馈补偿前平均电流超调量8.4％、37.3％，调节时间2.4e-6、1.99e-4，稳态71.8A、9.18A。
从多组数据可以看出，在加入前馈控制后数字控制系统在稳态跟踪性能和动态性能两方面均比没有加入补偿之前要好，尤其是在大负载阶跃下动态性能改善效果明显。
数字系统延迟环节和采样保持器通常等效为一拍，所以仿真主要验证改进无差拍控制算法对于直流电感参数的敏感性。仿真中KL分别取0.5，0.75，1和2进行仿真验证，图7显示了移相全桥变换器无前馈补偿时在不同模型匹配度下电感平均电流的阶跃响应。
由图7可知，对于阶跃输入信号，KL等于0.5时，电流内环处于临界振荡状态，无法收敛。当0.5<KL<1时，系统收敛，过渡过程中平均电流存在超调，随着KL的增大系统超调减小。KL≥1，系统无超调，随着KL的增大电流内环的响应速度变慢。
考虑到移相全桥变换器存在占空比丢失会影响系统的性能，下面对系统进行占空比补偿并分析补偿后系统的鲁棒性。
由图8可知，经过占空比前馈补偿后系统可以准确跟踪电流参考值，不存在稳态误差，并且系统动态性能优于未补偿的系统。特别的，当实际电感值等于模型电感值(KL＝1)时，系统响应速度最佳。与未补偿前的动态效果对比，在图8(a)中，占空比补偿后的系统在KL＝0.5 时也可以收敛并稳定。通过仿真可得，在该电路参数下模型匹配参数KL的稳定裕度为最低可以到0.41，因此通过占空比前馈补偿可以进一步提升系统的鲁棒性。
为了验证预测无差拍平均模型控制方法的可行性和有效性，搭建了移相全桥变换器试验装置，其中除高频变压器输入端串联3μf薄膜电容防止变压器偏磁外，其余电路参数与仿真参数一致。
移相全桥变换器控制系统采用STM32F103为核心，外围扩展供电电路、模拟采样电路、驱动电路等电路，控制方法采用软件实现。电感电流过采样技术采用直接存储器访问方式(Direct Memory Access,DMA)与STM32F103内置模拟数字转换器(Analog-to-digitalConverter， ADC)协同实现。DMA传输无需CPU参与控制即可将数据直接从一个内存空间复制到另一个内存空间，使得CPU利用效率大幅提高。每当采样完毕后DMA自动将采样结果存入一个数组单元，并且每次采样数组单元的标号依次递增，得益于DMA这一特点，ADC可工作在相当高的采样速率。STM32F103内置ADC最高支持每间隔1.55us采样一次，25kHz开关频率运行的移相全桥变换器在一个开关周期内可采样28次，远高于开关频率，非常适合于无差拍平均模型控制。
图9和图10分别展示了在不同电流给定下传统无差拍控制和预测无差拍平均模型控制方法的电感电流波形，试验过程中程序去掉电压外环，电流环直接采用恒定的数字给定，电源输出端接入0.7欧姆左右的电阻。从图中可以看到预测无差拍平均模型控制方法电流峰峰值明显要小于传统无差拍控制方法电流峰峰值，预测无差拍平均模型控制方法电流峰峰值在 30A和60A电流给定下纹波峰峰值为6.3A和9.6A，而传统无差拍纹波峰峰值为10A和15A。并且从图中右下角细节波形中可以观察到预测无差拍平均模型控制方法电流峰值与谷值几乎稳定工作在一条直线上。
同时在测试过程中通过示波器电平触发功能捕捉到了传统无差拍控制时电感电流偶发性冲击波动。而在采用预测无差拍平均模型控制方法时没有发现该现象，这也证明了预测无差拍平均模型控制方法具有更强的抗干扰性和稳定性。
图11和图12分别展示了在电流环在30A-60A-30A阶跃给定下，传统无差拍控制和预测无差拍平均模型控制方法的电感电流波形，试验过程中去掉电压外环，电流环给定直接采用阶跃给定数值，图中通道4的阶跃波形代表电流阶跃指令变化时间点，电源输出端接入0.7 欧姆左右的电阻。从图中可以发现，传统无差拍由于没有采用预测控制，在动态过程中存在较大过冲，并且需要振荡多次才能趋于平稳。预测无差拍平均模型控制方法动态性能良好，在一个控制周期内就几乎跟踪上给定信号并且基本无过冲。同时在输出电压逐步上升或者下降变化过程中，预测无差拍平均模型控制电感电流跟踪效果良好且优于传统无差拍控制。
图13和图14分别为接入电压外环设定输出电压50V时，不同负载下传统无差拍控制和预测无差拍平均模型控制方法的电感电流波形与输出电压波形。从图中可以看到预测无差拍平均模型控制方法电流峰峰值明显要小于传统无差拍控制方法电流峰峰值，预测无差拍平均模型控制方法电流峰峰值在32A和78A负载下电流纹波峰峰值为8A和12A，但是传统无差拍控制电流纹波峰峰值为14A和17A。试验现象验证了预测无差拍平均模型控制方法与电压外环控制匹配良好，满足系统控制稳压性能要求。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
Claims (3)
1.一种移相全桥变换器电流预测无差拍平均模型控制方法，其特征在于，所述控制方法用于移相全桥变换器上，所述移相全桥变换器依次由全桥逆变电路、谐振电感、高频功率变压器、全桥整流电路、LC输出滤波电路连接组成，其采用双闭环控制系统，电压外环采用PI控制，电流内环采用预测无差拍平均模型控制方法，所述预测无差拍平均模型控制方法为：
当系统运行于k周期，对输出滤波电感电流采用过采样技术并求取平均值，得到k周期电感电流平均值Iavg(k)；
当系统运行于k+1周期，根据k周期电感电流平均值Iavg(k)及k+2周期电流给定值Iset(k+2)计算得到k+2周期的控制信号Dk+2，计算公式为：
其中，Ts为控制周期，L为输出滤波电感值，Dk为k周期占空比，Dk+1为k-1周期通过上述公式得到的k+1周期正在执行的占空比，K为高频功率变压器原副边变比，Uin为移相全桥变换器输入电压，Uout为移相全桥变换器输出电压。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法采用前馈补偿对占空比进行补偿来克服移相全桥变换器的变压器副边占空比丢失对控制效果的影响。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述前馈补偿中，k周期需要补偿的副边丢失占空比信号可表示为：
其中，Lr是谐振电感与高频功率变压器T的漏感之和。
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