CN116207988A - 一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种四管Buck‑Boost变换器ZVS动态控制方法，根据变软开关条件下占空比与功率曲线的关系，得到ZVS动态控制核心算法。本发明在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据变压比以及补偿器的输出判断电路工作模式，并根据电路所处工作模式计算电路进入稳态所需的占空比，通过控制移相占空比以及开关管的占空比使得电路进入稳态。本发明在变软开关条件的基础上，考虑了死区时间内的电路谐振对电感电流的影响，并提出了相应的补偿策略；本发明能根据输入与输出电压的变化判断电路的最大功率输出点，提高了变换器的变换效率和动态响应速度。

Description

一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法

技术领域

本发明属于功率变换器控制领域，特别涉及一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的不断发展，电力电子变换器在各个领域得到了广泛应用。对于分布式电源系统中的中间母线变换器、燃料电池系统、两级式有源功率因数校正器等输入电压变化范围较宽且输出电压介于输入电压范围之间的场合，需要采用具有升降压特性的DC-DC变换器。常见的非隔离型升降压变换器有四种，即单管Buck-Boost、Cuk、Zeta和SEPIC。其中Buck-Boost变换器和Cuk变换器的输入输出电压极性相反，Cuk、Zeta和SEPIC因其无源器件多，不利于提高变换器的功率密度。四管Buck-Boost变换器是在双管Buck-Boost变换器的基础上，采用同步整流技术得到的。对于四管Buck-Boost变换器，现有的软开关控制方法有双模式控制和四边形电感电流控制，其中双模式控制在轻载时损耗相对较大。为解决双模式控制出现的问题，四边形电感电流控制方式被提出。四边形电感电流控制方式目前有多种不同实现方案：有通过建立电感电流的数学模型，其控制通过查表法来实现，为恒定软开关条件的控制方式，若所需控制精度越高、范围越大，则占用的存储资源越多，增加了系统复杂度。也有通过优化控制方式而提出简化的数字控制策略，尽管其采用了变软开关条件的控制方式，但存在软开关条件裕量太大、电感电流脉动非最小等问题，从而影响变换器的效率和最大传输功率。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提供了一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其主要思想是建立变压比与各参数的关系，通过变软开关条件提高变换器的效率和最大传输功率，并提高电路的动态响应。

实现本发明目的的技术解决方案为：

一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，ZVS动态控制方法在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据变压比和补偿器的输出判断电路工作模式，根据电路工作模式计算电路进入稳态所需的占空比，通过控制移相占空比和开关管的占空比使得电路进入稳态；具体步骤如下：

步骤S1、参数初始化；

步骤S2、采样输入电压V_in与输出电压V_o，判断电路工作模式、计算变压比k以及电流基准I_zvs；

步骤S3、通过变压比判断电路组合模态、计算边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}；

步骤S4、采样输出电压V_o并与给定电压基准V_ref进行比较，将误差信号通过补偿器闭环调节稳定输出电压，得到占空比D_c；

步骤S5、通过边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}对D_c约束转化后得到D_T2，并确定电路工作模态；

步骤S6、通过电路工作模式、变压比k以及D_T2计算移相占空比D_T1和开关管Q₁的占空比D_x；

步骤S7、采样电感电流i_L，并与实现开关管Q₁、Q₄软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_L线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比D_y；

步骤S8、通过占空比D_x控制开关管Q₁的开关动作，其反相信号控制开关管Q₂的开关动作；通过占空比D_y控制开关管Q₃的开关动作，其反相信号控制开关管Q₄的开关动作；通过移相角D_T1控制开关管Q₁、Q₃开通时刻的相位差；

步骤S9、重复步骤S2～S8，进入下一个周期。

进一步的，四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个电感L组成，所述电感L的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通。

进一步的，步骤S1中的参数初始化计算公式为：

式中，V_in为输入电压、V_o为输出电压，L为电感，C_oss为开关管的寄生电容，f_s为开关频率，D_d为开关管死区占空比。

进一步的，步骤S2中判断电路工作模式、计算变压比k以及电流基准I_zvs的具体准则为：

当V_in≥V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_in；

当V_in＜V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_o；

当k＞k_b1且V_o＜V_ref时，进入定占空比开环工作模态，建立负载侧小电压。

进一步的，步骤S3中边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}的计算公式为：

进一步的，步骤S5中D_T2和电路工作模态的具体判断准则为：

当D_c＜0时，D_T2＝0，电路进入PDCM工作模态；

当0≤D_c≤D_{T2_b}时，D_T2＝D_c，电路进入PDCM工作模态；

当D_{T2_b}＜D_c＜2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}时，D_T2＝2D_{T2_b}-D_c，电路进入PCRM工作模态；

当2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}≤D_c时，D_T2＝D_{T2_Pmax}，若k＞k_b2，电路进入PDCM工作模态；若k≤k_b2，电路进入PCRM工作模态。

进一步的，步骤S6中移相占空比D_T1和开关管Q₁的占空比D_x的具体计算公式为：

当电路为降压工作模式PDCM工作模态：

当电路为降压工作模式PCRM工作模态：

当电路为升压工作模式PDCM工作模态：

当电路为升压工作模式PCRM工作模态：

其中，补偿参数δ的选取需满足：

式中：

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.本发明给出了一个变软开关条件(I_zvs)的控制方法，并对因软开关而造成的电感电流非线性问题做了相应的补偿；

2.本发明给出了一个具有宽电压范围的控制方法，能适应宽电压输入和输出；

3.本发明能随输入输出电压的变化而判断电路的最大功率输出点，提高了变换器的变换效率和动态响应速度；

4.本发明控制方法适应不同的开关频率，适应性好。

附图说明

为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法的电路拓扑及控制示意图。

图2a、2b为本发明中输入、输出电压不变时，变换器工作在不同模式的示意图；图2a中V_in＜V_o，图2b中V_in＞V_o。

图3a为本发明中当输入电压为60V，输出电压100V满载下的仿真波形图。

图3b为本发明中当输入电压为60V，输出电压100V半载下的仿真波形图。

图3c为本发明中当输入电压为60V，输出电压100V轻载下的仿真波形图。

图4a为本发明中当输入电压为60V，输出电压100V从20％负载-满载-20％负载跳变的仿真波形图。

图4b是本发明中输出电压100V满载时输入电压从60V-150V-60V跳变的仿真波形图。

图5是本发明中输入电压为60V，输出电压100V轻载时输出电压从零开始建立仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1至图5，本发明提供一种实施例：

如图1为本发明一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法的电路拓扑及控制示意图，四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个电感L组成，电感L的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通；变换器还包括输入电容C_in和输出电容C_o，用以滤除开关频率的纹波；控制器在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据变压比以及补偿器的输出判断电路工作模式，并根据电路所处工作模式计算电路进入稳态所需的占空比，通过控制移相占空比以及开关管的占空比使得电路进入稳态，控制方法具体步骤如下：

步骤S1：根据电感L，开关管的寄生电容C_oss，开关频率f_s，死区占空比D_d。计算初始化参数λ、α、β、k_b1和k_b2，其中各初始化参数计算公式如下：

步骤S2、采样输入电压V_in、输出电压V_o，判断电路工作模式、计算变压比k以及电流基准I_zvs。

当V_in≥V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_in；

当V_in＜V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_o；

当k＞k_b1且V_o＜V_ref时，将进入定占空比开环工作模态，以建立负载侧小电压。

步骤S3、通过变压比判断电路组合模态、计算边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}；

上式可根据具体电路参数进行公式优化，使得k≤k_b2时：

D_{T2_Pmax}≈a₁k+b₁

其中，a₁、b₁为常数。

步骤S4、采样输出电压V_o并与给定电压基准V_ref进行比较，将误差信号通过补偿器闭环调节稳定输出电压，得到占空比D_c，如图1所示。

步骤S5、通过边界占空比D_b和D_max对D_c约束转化后得到D_T2，并确定电路工作模态；

当D_c＜0时，D_T2＝0，电路进入PDCM(Pseudo Discontinuous ConductionMode)工作模态；

当0≤D_c≤D_{T2_b}时，D_T2＝D_c，电路进入PDCM(Pseudo Critical ContinuousCurrentMode)工作模态；

当D_{T2_b}＜D_c＜2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}时，D_T2＝2D_{T2_b}-D_c，电路进入PCRM工作模态；

当2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}≤D_c时，D_T2＝D_{T2_Pmax}，若k＞k_b2电路进入PDCM工作模态、若k≤k_b2电路进入PCRM工作模态。

步骤S6、通过电路工作模式、变压比k以及D_T2计算移相占空比D_T1以及开关管Q₁的占空比D_x；

当电路为降压工作模式PDCM工作模态：

当电路为降压工作模式PCRM工作模态：

当电路为升压工作模式PDCM工作模态：

当电路为升压工作模式PCRM工作模态：

其中，补偿参数δ的选取需满足：

式中：

上式可根据具体电路参数进行公式优化，使得：

δ≈a₂V_in+b₂V_o+c

其中，a₂、b₂、c为常数。

步骤S7、采样电感电流i_L，并与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_L线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比D_y。

步骤S8、通过占空比D_x控制开关管Q₁的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q₂的开关动作；通过占空比D_y控制开关管Q₃的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q₄的开关动作；通过移相角D_T1控制开关管Q₁、Q₃开通时刻的相位差。

步骤S9、重复步骤S2～S8，进入下一个周期。

通过上述控制方法，可实现如图2a、2b所示的不同工作模式下的工作波形。

为了进一步说明本控制方法的优越性，下面给出本发明的一个仿真实例。

根据表1所示的300W四管Buck-Boost变换器参数，用Simulink仿真软件搭建了仿真电路。图3a-3c给出了输入电压为300V不同负载电流下四管Buck-Boost变换器的仿真波形，图3a为输入电压为60V满载下的仿真波形图；图3b为输入电压为60V半载下的仿真波形图；

图3c为输入电压为60V轻载下的仿真波形图，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且电感电流脉动小。图4a、4b给出了负载跳变和输入电压跳变的仿真波形，其中，图4a中为当输入电压为60V负载跳变的仿真波形图；图4b为满载时输入电压跳变的仿真波形图，可以看出，输出电压能够稳定在100V，在跳变时，电压跌落和超调较小、具有较快的动态响应速度；图5为输入电压为60V，输出电压100V轻载时输出电压从零开始建立仿真波形图，可以看出，电路能适应宽电压输入和输出且能随输入输出电压的变化而判断电路的最大功率输出点，提高了变换器的变换效率和动态响应速度。

表1300W四管Buck-Boost变换器仿真参数

参数	符号	数值
			输入电压	Vin	60V-150V
输出电压	Vo	100V
			输出功率	Po	300W
开关频率	fs	500kHz
			电感	L	5μH
输出电容	Co	47μF
			死区占空比	Dd	1.5％
开关管寄生电容	Coss	106pF

以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述ZVS动态控制方法在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据变压比和补偿器的输出判断电路工作模式，根据电路工作模式计算电路进入稳态所需的占空比，通过控制移相占空比和开关管的占空比使得电路进入稳态；具体步骤如下：

步骤S1、参数初始化；

步骤S2、采样输入电压V_in与输出电压V_o，判断电路工作模式、计算变压比k以及电流基准I_zvs；

步骤S3、通过变压比判断电路组合模态、计算边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}；

步骤S4、采样输出电压V_o并与给定电压基准V_ref进行比较，将误差信号通过补偿器闭环调节稳定输出电压，得到占空比D_c；

步骤S5、通过边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}对D_c约束转化后得到D_T2，并确定电路工作模态；

步骤S6、通过电路工作模式、变压比k以及D_T2计算移相占空比D_T1和开关管Q₁的占空比D_x；

步骤S7、采样电感电流i_L，并与实现开关管Q₁、Q₄软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_L线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比D_y；

步骤S8、通过占空比D_x控制开关管Q₁的开关动作，其反相信号控制开关管Q₂的开关动作；通过占空比D_y控制开关管Q₃的开关动作，其反相信号控制开关管Q₄的开关动作；通过移相角D_T1控制开关管Q₁、Q₃开通时刻的相位差；

步骤S9、重复步骤S2～S8，进入下一个周期。

2.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于：所述四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个电感L组成，所述电感L的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通。

3.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述步骤S1中的参数初始化计算公式为：

式中，V_in为输入电压、V_o为输出电压，L为电感，C_oss为开关管的寄生电容，f_s为开关频率，D_d为开关管死区占空比。

4.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述步骤S2中判断电路工作模式、计算变压比k以及电流基准I_zvs的具体准则为：

当V_in≥V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_in；/>

当V_in＜V_o时，电路工作模式为降压工作模式，此时

I_ZVS＝λ·V_o；

当k＞k_b1且V_o＜V_ref时，进入定占空比开环工作模态，建立负载侧小电压。

5.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述步骤S3中边界占空比D_{T2_b}和D_{T2_Pmax}的计算公式为：

6.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述步骤S5中D_T2和电路工作模态的具体判断准则为：

当D_c＜0时，D_T2＝0，电路进入PDCM工作模态；

当0≤D_c≤D_{T2_b}时，D_T2＝D_c，电路进入PDCM工作模态；

当D_{T2_b}＜D_c＜2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}时，D_T2＝2D_{T2_b}-D_c，电路进入PCRM工作模态；

当2D_{T2_b}-D_{T2_Pmax}≤D_c时，D_T2＝D_{T2_Pmax}，若k＞k_b2，电路进入PDCM工作模态；若k≤k_b2，电路进入PCRM工作模态。

7.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器ZVS动态控制方法，其特征在于，所述步骤S6中移相占空比D_T1和开关管Q₁的占空比D_x的具体计算公式为：

当电路为降压工作模式PDCM工作模态：

当电路为降压工作模式PCRM工作模态：

当电路为升压工作模式PDCM工作模态：

当电路为升压工作模式PCRM工作模态：

其中，补偿参数δ的选取需满足：

式中：

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