CN1120274A - 多信道光纤通信系统 - Google Patents

Abstract

光纤通信系统中的波分复用信道，具有信道间的频率间隔，能防止四波混合产物(4WM)与信道载波明显地相一致。因此，增大了系统的容量。

Description

多信道光纤通信系统

本发明涉及提供波分复用(WDM)的高容量光纤通信。

掺铒光纤放大器(EDFA)的引进和商品化对光纤通信已产生意义深远的影响，它正在单信道系统中起作用，以其显著的光纤跨距长度取代了光/电转发器，它以中心波长约为1550nm工作，与以二氧化硅为基础的光纤所希望的低损耗区波长相一致。终端及其它辅助设备均是设计成适合在这个波长上使用。

EDFA使WDM付诸实现。系统提供多信道工作，诸多信道具有足够的间隔适合目前技术工艺水平的频率稳定度，又具有在EDFA的通带之内的总带宽。这种同时放大所有信道的能力使人们增加了对WDM的兴趣。

1993年5月28日申请的美国专利申请S.N.08/069952描述和要求保护已解决先前关注的问题的系统。大多数高级单信道系统利用了色散偏移光纤(DSF)。这种类型光纤的设计取决于将单模二氧化硅光纤中的色散零点从其通常的1310nm位置“偏移”到所要求的1550nm载波波长位置上。这种色散消除使系统能以2.5Gb/s的比特率在几百公里的跨距长度上工作。可是，对于提供WDM工作的系统或者规划升级到WDM工作的系统，它们的设置由于在设想的条件下实现受到四波混合(4WM)中非线性放应的限制，使得多信道工作遇到阻碍。对于通常预期的距离和比特率，四信道系统被排除了。所引用的未决的专利申请的实质是避免工作在太低的色散上。精确规定的小色散措施足以使系统工作在采用DSF的4WM所禁止每信道的比特率上。在这种应用中其它系统设计利用串接色散和色散补偿系统，以保证相位失配时减少蕴含的4WM。

另一个未决的美国专利申请S.N.08/069962描述和要求保护特定的有限色散光纤。在优选的大约1550nm为中心的工作波长上用于多信道(波分复用光纤或“WDMF”)中。该要求保护的光纤的设计仍然允许使用DSF的当前单信道系统和近期考虑的单信道系统中的比特率。对于很长跨距和/或功率电平明显在当前的1mW以上场合，就现行色散对高比特率工作有干扰的可能性来说，WDMF可借助于通常建议的补偿光纤进行色散补偿。要补偿的色散比较小时，允许使用低掺杂程度的补偿光纤，或使用较短的跨距，因而可减小附加的插入损耗。

本文中使用以下技术术语：

WDM-波分复用，在一条光纤内提供多信道工作。这种方法很重要，因为它使用掺杂稀土元素的单光纤放大器能同时对一组信道进行放大。掺铒光纤放大器的可用带宽Δλ在10-20nm范围内。一般来说，所考虑的WDM系统对于一组信道来说具有总带宽是在此范围内的。

跨距-这是一段无转发器的光纤长度，可包含或不包含光放大器。在跨距的任一端配备有在电信号和光信号形式之间进行转换的装置。转换可由发射机或接机或转发器来完成。

DSF-色散偏移光纤，其中，总色散从某一参考波长值偏移到载波波长上。

WDMF-波分复用光纤，如1993年5月28日申请的美国专利申请S.N.08/069962中所叙述和权利要求保护的那样。WDMF在波长1550nm时具有1.5-4ps/nm-km的色散绝对量值。

4WM-四波混合，如上所述，它是对通常考虑的WDM系统中主要的非线性容量的限制。

EDFA-掺铒光纤放大器。

与所述文献叙述的在系统中使用均匀间隔的WDM信道工作相对照，本发明的系统设计得工作在不等间隔的信道对信道运行方式上。优选的实施例中满足一种算法，该算法能防止任何4WM产物与一个指定的标称信道载波相重合。还有一种可取的算法设计标准，它能提供这样一个最小间隔，可在一个所希望的通带内例如一个EDFA的通带内得到最小的总带宽。

不等间隔信道最初考虑是对有限色散的另一种措施。所述的WDM系统很可能应用来与DSF配合工作，作为使用WDMF的一种替代方案。这样在应用时，可使已安装的使用DSF的系统升级到每信道比特率充分满足多信道应用。在下面的详细说明部分中提出对于最优间隔的信道而言容量增高4x(与等间隔信道系统相比较)。

在长远意义上，按照所提出算法得出的信道间隔，可使“赋能(enabled)系统中同样地提高4x，例如对于在整个4WM受限的工作范围内以WDMF运行的系统就是如此。在使用补偿光纤或串接光纤的其它赋能系统中，也能获得同样的优点。这类系统中的分配光纤可采用现在由不等信道间隔所允许的较小色散程度的(具有所需的蕴含，包括与掺杂程度有关的损耗减小)。

通过实验确立了这样一种可行性，即在保持处于EDFA通带内的同时，能以8个或更多个WDM信道进行工作。已有用以确保所需的信道稳定性的装置可供应用，其稳定性或许能比等信道间隔(恒定的最小间隔)大一个数量级。

图1示出使用不等间隔信道的WDM系统的总体电路方框图。

图2示出实验的WDM系统的电路方框图，它用于开发本文的某些数据。

图3示出常规的等信道间隔下四波混合产物数与WDM信道频率的关系曲线。

图4示出在优选的不等间隔系统中有关特性，图中的坐标与图3的坐标相似。

图5示出等间隔和不等间隔的多信道WDM系统的总容量与色散量值间的关系曲线。

图6-9示出等间隔信道和按算法确定间隔的信道的频谱比较图，其中：

图6示出等间隔信道的输入频谱。

图7示出不等间隔信道的输入频谱。

图8示出等间隔信道的输出频谱。

图9示出不等间隔信道的输出频谱。

图10和图11分别是图8和图9情况下等信道间隔和不等信道间隔的眼图，坐标中功率单位是mw，时间位置是ns。

图12示出等信道间隔和不等信道间隔的坐标值关系比较图，图中的坐标为差错概率和发射功率。

图13示出本发明的系统中维持同样的“信道对信道”最小间隔下所需的带宽扩展因子。

本发明的系统设计和系统工作是很有用的，其中4WM是信道容量的主要限制，这对于采用DSF的远距离多信道系统是确实的。“远距离多信道系统”定义为跨距长度为360km。具有三个等间隔EDFA、并有总带宽满足通带要求的四个信道。举例说，EDFA的通带最大的为30nm。在本发明的实践中，系统设计成为总带宽从10nm到20nm。系统的其它要求有频带以波长1550nm为中心，比特差错率≤10^-6/秒。

在此前提下，工作在DSF下的360km跨距长度、4信道、1mw/信道等间隔WDM系统具有总容量约为2Gb/s。这种场合下，此DSF系统称为“不赋能(disabled)”的。本发明即可应用于这种“不赋能”系统。采用按算法确定的不等信道间隔，其容量如在其它实验工作中确定的，容量增加至少4x那样的倍数(或对同样的总带宽来说增加到约12Gb/s)。

本发明系统的方案可应用于“赋能”系统，即等间隔系统，对于构成该跨距的光纤主要部分提供最小色散绝对值至少为1.5ps/nm-km(与上述系统不同，360km、4信道系统的容量约为120Gb/s)。对于这样的系统，可以得到同样的改善(大为超过4x)(达到约900Gb/s)。同样倍数要求的色散值大大超过了这个最小极限值。至少就近期的应用看，对于均匀间隔信道来说，超过约4ps/nm-km的光纤色散能保证足够的容量。据此，在赋能系统中用于不等信道间隔的优选实施例，都考虑到此1.5-4ps/nm-km范围的光纤色散。

图3和图4涉及一种10个信道的系统，图2和下文提到的例1、例2描述了一种实验的8个信道的系统，可以看出，对于最佳的光纤带宽B_opt(式3)，这些系统以及更复杂的系统都能被制做得适合在EDFA通带内。对于以较少信道数工作的系统，如果占用同样的带宽，则信道间隔可以更宽些。增大带宽的得益是减小了频率稳定度要求和降低了4WM。

这意味着，本发明的教导针对的是使那种容量受4WM限制的系统增大容量。换句话说，只要有等间隔的信道，它们的系统，其容量都受4WM限制。不论工作在DSF、WDMF、串接光纤还是在补偿光纤，对于同样的总带宽在容量上的改善会是大致相同的。改善的倍数基于这样的假设的前提下，即所形成的不等间隔系统将仍然受4WM的限制；否则，容量改善会减小。只要容量改善是实质性的，本发明的教导均是有益地可应用的，而不管容量最终是受4WM的限制，还是受色散或其它非线性效应的限制。

由于使用色散大于约4ps/nm-km的光纤的等间隔信道WDM系统通常是不受4WM的限制，所以一个优选的实施例中使用色散绝对值范围在0-4ps/nm-km内的光纤。未来的比特率需求值完全有可能使本发明可应用于有较大色散的光纤，不等信道间隔对于未来的系统升级会是合理的。

具体对波长约为1550nm的系统进行描述。主要因EDFA已得到广泛的采用，故本发明最初的冲击可能是这个波长上的系统。本发明更广泛地得到应用，它也可工作于能在光纤上传输的其它光学频率上。例如，工作在1310nm的系统相对地较少引起人们的注意。在该波长上高效光放大器的出现可能克服这种偏见，即它甚至可能导致在两个波长上同时工作(或许是与色散平坦的光纤一起使用)。为此，对具体波长所作的讨论只应视为是一种示例。例如，对“不赋能”和“赋能”系统的讨论可认为是在选择定的系统波长下具有相应色散值的那类系统的代表。

色散值是对系统波长而言的。一般来说，该波长由发射机来确立。比如，在系统升级中，替换或增加一个不同的系统波长时会改变色散值(参见图5)。

同样，通常讨论的是均匀光纤的跨距，本发明的系统在由不同光纤长度组成的跨距中应用很可能意义重大。在串接系统的讨论中暗含着这一点，串接系统中应用的跨距内包括有长度相对地短的补偿光纤，或许是≥95％长度的均匀光纤，其余长度为补偿光纤。

最佳的信道间隔

信道的分配采用一种建立在“Golomb Ruler”基础上的整数线性程序(ILP)，请看J.P.Robinson的“Optimum GolombRulers”，IEEE Transactions on Computers.Vol.c-28，No.12，1979年12月，943、944页，其进步性在于示明了采用不等信道间隔以第增加容量的可行性。从更具体的意义上讲，对纯数学的Golomb Ruler作出变动可有效地用于不熟悉的问题上。4WM问题涉及传统上采用的、在信道间大的间隔下对于4WM的等效测量。

4WM是一个非线性过程。在该过程中，频率f_i、f_j和f_k(k≠i、j)的三种波通过光纤的三阶电极化率交互作用而产生出频率为f_ijk的波，即

            f_ijk＝f_i+f_j-f_k     (式1)这样，三种同时传播的波通过4WM产生出九种新的光波。

在WDM系统中，这会发生在三个信道波的每一种可能选择中。随着信道数的增加，这个问题更加严重。在8个信道的系统中，由4WM可产生出数百种新的光波。在通常的WDM系统中，信道通常是按在频率上均匀间隔的。这种等间隔划分明显地使4WM效应加重，因为所有处在系统带宽内的WDM产物的各项(term)正好落在信道频率上，从而降低了信噪比。此外，由检测器增益参量造成在“1”比特上的失真会进一步降低信噪比。

如果WDM系统中任意两个信道的频率间隔与其它任意一对信道的频率间隔都不相同，则不会在标称的信道频率上产生4WM波。提供一种设计方法来满足上述要求，该方法与减少无线电系统中三阶互调干扰效应所提出的方法相关。请参见W.C.Babcock，“Intermodulation interference in radio systems”，Bell Syst.Tech.J.，Vol.31，PP.63-73，Jan.1953；以及M.D.Atkinson，N.Sontoro，和J.Urrutia”，“Integer sets with distinct sums anddifferences and carrier frequency assi-gnments for nonlinearrepeaters”，IEEE Trans.Commun.，Vol.COM-34，PP.614-617，June 1986。模拟和实验结果确认，所建议的信道分配方法可明显地减少由4WM带来的性能恶化。

信道分配的设计可归结为一个整数线性编程(ILP)问题，将可用的光波带宽划分成为相等间隔的带宽Δf，Δf比4WM波占用的带宽大些(4WM波带宽总是比一个信道的带宽大，例如是0.15nm相对于0.1nm)。在给定一个(任意的)参考光波频率f_o时，第i个间隔以光波频率f_i＝f_o+n_iΔf为中心，其中n_i是一个整数，可称为第i个频率间隔的间隔号。根据间隔号，式(1)变成

      n_ijk＝n_i+n_j-n_k    (k≠i，j)    (式1a)对于任意选定的i、j、k，如果n_ijk与任一个信道间隔号均不相符，则在任一个信道间隔上都不会产生出由那些信号形成的4WM波。如果N是待发送的信道数，则它足以这样地选择N个间隔(具有递增的间隔号为n₁、n₂、…、n_N)，即

式(2)相当于对任意两个不同的信道间隔对的要求，每一对中信道之间的频率间隔是不相同的。

4WM问题于是归结为寻找N-1个正整数(m₁、m₂、…m_N-1)个矢量的ILP问题，使得下式中相邻元素的N(N-1)/2部分和值：

或按频率表示为：

相互不同。普通的系统中，对信道的排紧性上有某种实际限制，同时又要求总带宽最小。可将这表达成要求下面的总和最小： $S=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{mi}$ 以使由WDM系统占用的总光学带宽最小(B_opt＝SΔf)。

在接收端，在检测前使用光学滤波器来分离开信道。必须在各信道间隔之间提供一个最小频率间隔(Δf_c＝nΔf)，以对不需要的信道有足够的拒斥量。这将在ILP问题上引入附加限制m_i≥n，其中nΔf是相邻信道间的最小频率间隔。

该ILP问题能表示为“NP-Complete”，所以，还不知道有通用、有效的方法未求解它，只有利用计算机进行穷举搜索才能找到最佳解法。

正是从多个m_i必须互相不同(并且比n大)这一条件出发，可以找出总光学带宽要求的B_opt下界，它由下式决定：

式中，B_c＝(N-1)Δf_c，为信道以Δf_c等间隔的、常规WDM系统的总光学带宽。

图13示出最小间隔参数n为各种数值时的带宽扩展因子，它定义为B_opt/B_c与WDM系统中信道数N的比值。图中实线是根据计算机穷举搜索得到的值画出的，虚线代表由式(4)得到的下界值。对于n≥5，直到10个信道，其下界值是可以达到的。

对于大多数的系统设计，不管是否使用带宽扩展因子，考虑n≥5均是很重要的。该n值，即最小信道间隔和任一4WM产物在任意信道上的最小距离比，给出了因自相位调制带来的信道扩展。在保证基本的间隔时也减少了由WDM产物与信道载波间产生的差拍产物。该比值为5是可做到的，而且是合宜的。对于信道数少的场合，例如4个信道，对通带的要求可以放宽，以允许更大的比值(高到10或更大)。在其它场合下，比值小到2便足够了。

图3和图4示出使混合产物处在信道频率间隔之外所建议的不等信道间隔的有效性，其中，画出了在10个信道的系统和n＝5、Δf_c＝1nm情况下落在每一频率间隔Δf内的混合产物数目。图3中，大多数4WM混合产物与信道载波一致。据此，总带宽达到9nm。请注意，该系统带宽内的所有混合产物均位于信道所占用的频率间隔内，因而产生最大的干扰，并且在有些信道中有50多个4WM波。图4示出了使用不等间隔时的后果。从图13中得知，带宽扩展因子为1.8，所以带宽增大到16nm，但现在在诸多信道占用的间隔内并没有混合产物了。混合产物均匀地分布在信道间的间隔内，它们的影响可在接收机中滤除掉。

接收机中所用的选择期望信道的一个光学滤波器靠近该信道间隔的诸多间隔内产生的4WM波给以某种衰减地通过。由该信道与那些4WM波之间差拍产生的波也必须予以滤除。这可以用一个电滤波器来完成。据此，考虑到信道频率的不稳定性，Δf必须大的足以避免信道波和4WM波的明显重叠。由于一个4WM波的rms频率抖动是一个信道载波相应值的三倍，所以当信道频率稳定度为Δf/10量级时，如果Δf大于2R，其中R是比特率，则频谱的相叠是可忽略不计的。为了在期望的信道没有失真而提供足够的抑制量，应给出一个最小信道间隔Δf_c≥10R，据此，n＝Δf_c/Δf≈5是合适的。

选取应用本发明的教导归根到底是费用问题。保守地说，算法确定的信道间隔的实际应用要求信道稳定度为±0.5(±5GHz)。相比之下，等间隔信道(其间隔等于不等间隔系统中的最小间隔值)，避免信道重叠的要求是简单的，即稳定度为±0.5nm，其要求小一个数量级。所需的稳定度水平是可以达到的，例如，可将信道锁定在自由频谱范围等于Δf的Fabry-Perot滤波器的选定模式上。

图3和图4示明了由该算法确定的不等信道间隔使混合产物处在信道频率间隔之外的有效性。图3示出10个等间隔(间隔为125GHz)信道的曲线。信道中心频率约为标称载波波长1550m。计算机解答是纯数字的，图中示出信道为1、6、11、16、21、26、31、36、41、46时的混合产物。纵坐标为混合产物数目。信道与信道间的间隔为1nm，这里考虑了光滤波器信道选择中所需的最小间隔，为此，产生的总带宽为9nm。所有位于该带宽内的混合产物均处在诸信道间隔上。

图4中示出与一个类似的系统作出比较，但具有算法指定的信道为1、6、16、22、30、39、50、57、69、82，图中示出在这些信道时的混合产物。为保持允许的最小信道间隔，所得的带宽扩展因子〔见(式4)〕为1.8，亦即总带宽为16nm。现在，所有混合产物均位于诸信道间段之间的间隔内，因而它们的影响可予以滤除。

举例

在下文将要提到的两个例子例1和例2中报导的大量实验数据是在图2所示的电路上得到的。这两个例子将其它方面相同的两个系统的对等信道间隔和不等信道间隔作出比较。比较结果示于图6、7、8、9和10的曲线中。

图2示出一个8信道电路，在137km的DSF上对8个10Gb/s信道提供无转发器的传输。其发射波长为λ₁到λ₈所代表的8个外腔式激光器通过4×1无源耦合器30和31与2×1无源耦合器32进行多路复用。两个EDFA放大器33和34用于补偿耦合器的损耗。由三氧化锂铌(LiN_bO₃)调制器35产生10Gb/s的伪随机比特流。一盘20km的、在1550nm上具有16ps/nm-km色散的低偏挀模式色散(PMD)无偏移光纤引入了离散延时，在10Gb/s比特率上造成每信道3比特的偏移。(这样，同一10Gb/s比特流同时加到所有信道上，用以模拟各自调制的信道。)低PMD给出了4WM的最坏情况(对于等信道间隔和不等信道间隔均如此)。经EDFA37放大后，信号通过可变功率衰减器38以调整发射功率。单元38与137km的DSF卷盘一起提供适当的插入损耗和4WM。色散偏移光纤具有0.24dB/km的插入损耗。为提供出最坏情况，对于等信道间隔和不等信道间隔，信道频率均选择为处在零色散波长λ₀上，该λ₀值是在均匀间隔的信道2和信道3(它们的载波波长为λ₂和λ₃)之间。输入和输出频谱在光谱分析仪40上观察，其信号从接点41或接点42上取得。然后，信号先经过EDFA43，随后通过可变光滤波器44、45、光放大器EDFA46及可变光滤波器47。(需要三个现行的滤波器进行预定的鉴别，该滤波器组对不选择的信道提供23dB以上的抑制。)单元48和49提供光/电转换及电滤波。通常在商用转发器中包括有的电滤波器，已足以滤除由信道载波和紧密间隔的4WM产物之间的差拍引起的寄生信号。使用比特差错测试仪50和示波器51可观察实验结果。单元50还用作伪随机比特流(PRBS)发生器，在本实验中它包含2³¹-1个比特。将设备52上产生的比特流和设备53上的输入比特流进行比较。

例1

图2的系统用于1.6nm等间隔的信道，所以总带宽为11.2nm。输入和输出频谱如图6和图8所示，输出眼图如图10所示。发射功率为3dBm(2mw)。

例2

同样的系统也用于不等间隔信道中，发射功率为5dBm。在本例中，在维持相同的总带宽11.2nm的情况下，最小间隔设定为1nm的最小信道间隔。输入和输出频谱如图7和图9所示，输出眼图如图11所示。在本例和例1中，眼图均是对第三信道(最坏的信道)而言的。

对于不等间隔信道。因为发射功率要高些(对比图8和图9)所以混合产物电平高些。尽管发射功率较高，但不等间隔信道的眼开度相对地大些(比较图11和图10)，这成为本发明的推动力。比较图8(等间隔)和图9(不等间隔)的输出频谱可以看出，对于不等间隔信道，其4WM产物发生在信道带宽之外。

该系统的Brillouin门限值求得为10dBm，该值高于最大发射功率9dBm。这一点及其它考虑确认，对本系统改进时其容量仍然受4WM的限制。

图12为例1和例2的系统运行曲线，纵坐标为用对数表示的差错概率，横坐标为发射功率。不等间隔信道的数据点用圆圈表示，等间隔信道的数据点用方块表示。在低于-2dBm的低发射功率下，等间隔和不等间隔系统的4WM性能相同。随着功率的增加，等间隔系统性能急剧下降，导致比特差错率高于10^-6。然而，对不等间隔系统来说，在发射功率达到约+7dBm之前，其性能继续有改善(比特差错率的最初改善是由于放大器噪声相对地降低所作的贡献。)

图12中所示的不等间隔系统当发射功率电平在2dBm到7dBm范围内时，基本上是无差错的(比特差错率≤10^-11)。

不等间隔系统中比特差错率数据的上升，无疑部分地归于纯粹的发射功率损耗，因为传送给4WM产物的功率落在信道频带之外。

关于其它的图表

图1为一个WDM系统，它由4个发射机10、11、12、13与一个4∶1无源耦合器14组成。组合的信号送至光纤传输线15，其中带有两个光放大器16和17。在接收端，四个信道的信号由去复用器18分离开，分离开的信号随后送至四个再生器19、20、21和22。

图5示出等间隔系统(曲线60)和不等间隔系统(曲线61)的比特容量相对于色散的一个函数。纵坐标数字值是对360km跨距的四信道系统而言的。在零色散光纤上，等间隔系统的容量约为2Gb/s；在仍然使用零色散光纤的不等间隔系统中，容量增高到约12Gb/s。比较两条曲线可以看出，在整个色散值范围内可实现大致相同的改善，所以，对于工作在1550nm系统波长且应用WDMF(在该波长上具有2.0ps/nm-km色散的光纤)的“赋能”系统，大约120Gb/s的容量增高到大约900Gb/s。

同样的曲线和相同的相对容量对更复杂的系统亦适用。例1和例2是一个8信道系统的示例。

在讨论容量增高时作了一个假设，四倍的改善(6dB)是建立在总带宽的不变的假设上的。这个假设是合适的，理由在于，总带宽通常受所考虑的通带限制，亦即受EDFA通带的限制。由于4WM效应随着间隔的减小而增大，所以该假设对本发明的方法是不利的，因而四倍的相乘因子是个保守的值。另一方面，如果只保持住最小的信道间的间隔，使得总带宽展宽，则除了单一对信道外所有信道的混合效应均减小了。对于这种展宽了的带宽，其改善约为9dB(乘上一个约8倍的因子)。

图5是本发明系统的代表，它可包括四个以上的信道，现正在设想之中。更长的系统可能包含更长的跨距，或包含多个跨距，使得四个发射机可用作再生器。对于设想的等间隔四信道系统，跨距为360km，放大器间距为120km。信道间隔即载波波长之差是200GHz(或约1.5nm)。本发明对应的系统使用的信道间隔为180、200和220GHz。如所讨论的，一条光纤路径可能包含大量“端到端”的恒定色散光纤，或者由串接光纤或补偿光纤组成。

图13给出的数据可用于在恒定带宽情况下确定最小信道间隔。该信道简单地按扩展因子的倒数减少。

Claims (19)

1.波分复用光波导系统，包括：一个发射机，用于在光传输线中产生、调制及引入一组复用的信道载波，该组载波具有的诸多“载波波长”分布在“系统波长”的“总带宽”内；一个接收机，用于执行包括对诸多信道载波进行去复用在内的功能；光放大器；一条光纤传输线，内含至少在定义为其发射机一端和在接收机另一端定义的一个光纤跨距，该跨距包括至少一个光放大器；该系统至少提供四个信道，波长为λ₁、λ₂、λ₃、λ₄，总带宽应足够窄，以使诸多信道载波产生的四波混合(4WM)产物限制了可达到的系统能力；

该系统的特征在于：“信道与信道”的频率间隔是不等的，间隔的大小能确保任意4WM产物的波长明显地不与任一信道载波波长相一致，从而减小4WM对系统容量的限制。

2.根据权利要求1的系统，其特征在于，“最小信道对信道间隔”与“来自任一信道的任意4WM产物的最小间隔”之比至少等于2。

3.根据权利要求2的系统，其特征在于，上述的比值至少为5。

4.根据权利要求1的系统，其特征在于，构成一个跨距的主要部分的光纤的色散具有在系统波长0-4ps/nm-Km上测得的色散值。

5.根据权利要求4的系统，其特征在于，上述的色散值为1.5-4ps/nm-km。

6.根据权利要求5的系统，其特征在于，系统波长约为1550nm。

7.根据权利要求6的系统，其特征在于，光放大器为掺铒光纤放大器。

8.根据权利要求7的系统，其特征在于，带宽为30nm。

9.根据权利要求8的系统，其特征在于，带宽为10nm-20nm。

10.根据权利要求1的系统，其特征在于，该系统包括至少四个信道。

11.根据权利要求10的系统，其特征在于，该系统包括至少8个信道。

12.根据权利要求4的系统，其特征在于，跨距的主要部分由色散偏移光纤组成。

13.根据权利要求1的系统，其特征在于，信道与信道间的最小间隔其最大值为0.8nm。

14.根据权利要求1的系统，其特征在于，每信道的比特率至少为2.5Gb/s。

15.根据权利要求14的系统，其特征在于，每信道的比特率至少为5.0Gb/s。

16.根据权利要求1的系统，其特征在于，跨距至少为360Km，系统容量至少为10Gb/s。

17.根据权利要求16的系统，其特征在于，跨距内包括至少两个光纤放大器。

18.根据权利要求1的系统，其特征在于，“信道与信道”的频率间隔为m_iΔf，i＝1、…、N-1，其中，N为信道数，Δf是任一信道来的任何4WM产物的最小间隔，即任意两个信道间的间隔诸信道与信道间的频率间隔满足 $\mathrm{Sik\&Delta;f}=\underset{i}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{mi\&Delta;f}(1\&le;i<k\&le;N),$ 必须与其它任意一对信道间的间隔不相同，约束条件是m_i≥n，这里n为大于1的一个整数，nΔf是可允许的最小信道间隔。

19.一种用于光纤通信系统的通信方法，能在至少四条通信信道上同时发送数字信号，其中，这个至少的四条信道是同时通过一通带达30nm的单个光纤放大器的，每信道的比特流至少为2.5Gb/s，接收数字信号的接收机至少距离发送端360km；

该方法的特征在于：“信道与信道”的频率间隔是不等的，间隔的大小能确保任意4WM产物的波长明显地不与任一信道载波波长相一致，从而减小4WM对系统容量的限制。

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