CN111771344B - 光学通信中的维度变换 - Google Patents

光学通信中的维度变换 Download PDF

Info

Publication number
CN111771344B
CN111771344B CN201980015607.8A CN201980015607A CN111771344B CN 111771344 B CN111771344 B CN 111771344B CN 201980015607 A CN201980015607 A CN 201980015607A CN 111771344 B CN111771344 B CN 111771344B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
optical
dimensions
drive signal
digital drive
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980015607.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111771344A (zh
Inventor
K·罗伯特
A·坎达尼
S·奥维斯·加兰
M·雷默
M·奥沙利文
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Catena Networks Inc
Original Assignee
Catena Networks Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Catena Networks Inc filed Critical Catena Networks Inc
Publication of CN111771344A publication Critical patent/CN111771344A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111771344B publication Critical patent/CN111771344B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
    • H04B10/2543—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to fibre non-linearities, e.g. Kerr effect
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation
    • H04B10/54—Intensity modulation
    • H04B10/541—Digital intensity or amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/614—Coherent receivers comprising one or more polarization beam splitters, e.g. polarization multiplexed [PolMux] X-PSK coherent receivers, polarization diversity heterodyne coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6165—Estimation of the phase of the received optical signal, phase error estimation or phase error correction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/40—Transceivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
    • H04L1/203—Details of error rate determination, e.g. BER, FER or WER
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms
    • H04L2025/03636—Algorithms using least mean square [LMS]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

发射器(102，200)对表示符号的初始数字驱动信号应用维度变换，从而产生变换后的数字驱动信号(704)，数字驱动信号(704)被设计用于使用光学载波(242)的多个第一维度来表示每个符号，所述第一维度被分布在两个或多个时隙上。初始数字驱动信号被设计用于使用所述载波的多个第二维度来表示每个符号，所述第二维度不同于所述第一维度。发射器使用变换后的信号生成(706)光学信号(260)。接收器(102，300)接收(802)光学信号(360)并确定与所述第一维度相对应的接收的数字信号(804)。接收器对所述接收的数字信号应用逆维度变换以生成与所述第二维相对应的初始数字驱动信号估计(806)，从而允许所述符号的估计(808)。所述逆维度变换可以对在所述接收的数字信号中的信号劣化进行平均。

Description

光学通信中的维度变换
技术领域
本文档涉及光学通信的技术领域。
背景技术
在光学通信系统中，发射器可以通过如下方式对客户端数据比特进行编码：将客户端数据比特映射到多比特符号，然后采用特定的调制方案用所述符号对一个或多个光学载波进行调制，从而生成要经由通信信号向接收器传输的光学信号，其中光学信号代表数字信息。接收器可以处理经由通信通道接收的光学信号，以恢复所述多比特符号的估计、所述客户端数据比特的估计、或者这二者的估计。
在接收器处接收的光学信号可能包括在发射器侧生成的光学信号的劣化版本。光学通信系统的各个组件可能导致信号劣化，所述组件包括光纤、光学放大器、滤波器、隔离器等等。诸如放大器噪声、光学非线性、偏振相关损耗或增益(PDL)、偏振模色散(PMD)之类的影响可能在信号中引入噪声和/或失真。噪声的幅度相对于光学信号的幅度可以由信噪比(SNR)或者可选地由噪信比(NSR)来表征。NSR在剖析噪声源时可能是方便的。高NSR可能导致产生嘈杂的符号估计，这可能进而产生对客户端数据比特的错误估计。在接收器侧所恢复的客户端数据比特估计将会与在发射器侧所编码的原始客户端数据比特不同的概率可以由比特差错率或者误码率(BER)来表征。给定的应用可能具有最大的BER容限。例如，应用可以要求BER不超过10-16。
前向纠错(FEC)技术可以用于降低BER。代替发射器将原始客户端数据比特直接映射到多比特符号，客户端数据比特可以基于所选择的FEC方案首先经历FEC编码。所得到的FEC编码比特包括冗余信息，诸如奇偶校验比特或者校验比特。在接收器处所恢复的比特估计将会是在发射器处生成的FEC编码比特的估计。这些估计可以基于所选择的FEC方案在接收器处经历FEC解码。FEC解码利用了包含于FEC编码比特中的冗余信息，以便检测并校正比特错误。
FEC编码具有优越性，在于它可以允许错误控制而无需重新发送数据分组。然而，这是以增加开销为代价的。由FEC编码而增加的开销量或冗余量可以由信息率R 来表征，其中R定义为输入信息量与在FEC编码(其包括开销)后输出的数据量之比。例如，如果FEC编码增加了25％开销，那么对于要进行FEC编码的每4个信息比特， FEC编码将会增加一个比特的开销，从而导致5个FEC编码数据比特要被传输至接收器。这对应的信息率R＝4/5＝0.8。
发明内容
根据一个广义的方面，光学接收器可操作用于在光学接收器和光学发射器之间建立的光学通信信道上接收光学信号，其中所述接收的光学信号包括在光学发射器处生成的调制的光学信号的劣化版本。所述光学接收器可操作用于确定与所述接收的光学信号的多个第一维度相对应的接收的数字信号，其中所述第一维度与在所述光学发射器处调制的光学载波的维度相对应，所述光学载波的维度表示多比特符号，并且其中所述第一维度分布在两个或多个时隙上。光学接收器可操作用于使用逆维度变换和所述接收的数字信号来确定初始数字驱动信号估计，所述初始数字驱动信号估计对应于多个第二维度。光学接收器可操作用于使用所述初始数字驱动信号估计来确定所述多比特符号的估计。
根据一些实施例，所述多个第二维度小于所述多个第一维度。
根据一些实施例，所述两个或多个时隙可以是连续的或不连续的。
根据一些实施例，所述多个第一维度分布在两个偏振上。
根据一些实施例，所述多个第一维度分布在至少一个偏振的同相(I)分量和正交(Q)分量上。
根据一些实施例，所述逆维度变换对所述接收的数字信号中的信号劣化进行平均，所述信号劣化由噪声、非线性效应、偏振相关损耗或增益(PDL)以及模拟缺陷中的一种或多种引起。
根据一些实施例，所述逆维度变换包括矩阵，其中所述矩阵基本上是线性的和基本上是幺正的。
根据一些实施例，所述接收的光学信号使用自适应均衡电路来处理，以补偿光学通信信道中的线性减损。
根据一个广义的方面，光学发射器可操作用于产生代表多比特符号的初始数字驱动信号。所述光学发射器可操作用于从所述初始数字驱动信号生成变换后的数字驱动信号，其中所述变换后的数字驱动信号被设计为使用光学载波的多个第一维度来表示每个多比特符号，所述第一维度被分布在两个或多个不同的时隙。所述初始数字驱动信号被设计为使用所述光学载波的多个第二维度来表示每个多比特符号，所述第二维度与所述第一维度不同。所述光学发射器可操作用于使用转换后的数字驱动信号来生成光学信号，所述光学信号在建立在所述光学发射器和所述光学接收器之间的光学通信信道上传输。
根据一些实施例，所述多个第二维度小于所述多个第一维度。
根据一些实施例，所述两个或多个时隙可以是连续的或不连续的。
根据一些实施例，所述多个第一维度被分布在两个偏振上。
根据一些实施例，所述多个第一维度被分布在至少一个偏振的同相(I)分量和正交(Q)分量上。
根据一些实施例，所述变换后的数字驱动信号通过对所述初始数字驱动信号应用维度变换来生成。所述维度变换可以包括矩阵。所述矩阵可以是基本线性的和基本幺正的。
根据一些实施例，所述变换后的数字驱动信号使用查找表从所述初始数字驱动信号生成。
根据一些实施例，所述光学发射器可操作用于对所述变换后的数字驱动信号应用频域处理。所述频域处理可以包括对所述变换后的数字驱动信号应用匹配的滤波器。
附图说明
图1示出了根据本文公开的技术的示例光学通信系统；
图2示出了根据本文公开的技术的示例发射器；
图3示出了根据本文公开的技术的示例接收器；
图4示出了对于64级正交幅度调制(64-QAM)方案，误码率(BER)作为线性噪信比(NSR)的函数的曲线图；
图5示出了图4所示的曲线图的放大部分，其具有示例点A和B；
图6示出了图4中的BER相对于NSR的二阶导数被绘制为BER的函数；
图7示出了用于在发射器侧实现维度变换的示例方法；
图8示出了用于在接收器侧实现逆维度变换的示例方法；
图9是示出根据第一示例的在发射器侧的维度变换的实现的示意图；
图10是示出用于实现根据第一示例的维度变换的示例细节的示意图；
图11是示出根据第一示例的在接收器侧的逆维度变换的实现的示意图；
图12是示出用于实现根据第一示例的逆维度变换的示例细节的示意图。
图13是示出根据第二示例的在发射器侧的维度变换的实现的示意图；
图14是示出了根据第二示例的在接收器侧的逆维度变换的实现的示意图；和
图15是根据第五示例的已经历了逆维度变换的接收到的值的直方图。
具体实施方式
图1示出了根据本文中公开的技术的光学通信系统100。光学通信系统100包括收发器102。代表数字信息(也称为客户端数据)的光学信号经由光学通信信道104 在收发器102之间传输。收发器102可以是灵活的，使得能够对收发器102的各种配置参数进行调节。为了使光学通信系统100是可操作的，作为收发器102中的一个的发射器部分的配置参数必须与作为收发器102中的另一个的接收器部分的配置参数兼容。配置参数的例子包括：调制格式或方案、符号率、前向纠错(FEC)参数、数字信号处理 (DSP)参数、脉冲整形参数、用于频分复用(FDM)的子载波数目、色散补偿参数、载波相位恢复参数以及数字非线性补偿参数。
为了本公开的目的，将传输的光学信号视为四个正交维度随时间变化的函数是方便的，其中传输的光学信号诸如是经光学通信信道104所传输的信号。四个正交维度包括两个正交偏振中的每一个的相应的同相(I)分量和正交(Q)分量，两个正交偏振一般表示为X和Y。为了简单起见，在发射器侧的偏振是线性的，可以分别表示为XTx和YTx。这些正交偏振沿从发射器到接收器的光学路径旋转，并且通常呈椭圆形。为了标注的目的，在特定时隙t的四个维度可以表示为XI(t)、XQ(t)、YI(t)和YQ(t)。在不同的时隙t+T，光学信号的四个维度可以表示为XI(t+T)、XQ(t+T)、YI(t+T)和 YQ(t+T)。当对在两个不同时隙t和t+T的光学信号的维度进行组合时，由组合而产生的维度总数将为8，并且这些维度将表示为XI(t)、XQ(t)、YI(t)、YQ(t)、XI(t+T)、XQ(t+T)、 YI(t+T)、和YQ(t+T)。
经由光学通信信道104传输的信号可能被光学通信系统的各种元件所改变，所述光学通信系统的各种元件诸如光纤、光学放大器、滤波器、隔离器、波长选择开关等。例如，信号穿过光纤或者光学滤波器可能使光学信号衰减，而信号穿过光学放大器可能使该信号增强。由给定组件所引起的信号损耗(或信号增益)可能取决于该信号的偏振态。总的来说，这种效应被称为偏振相关损耗或增益(标示为PDL)。在信息的两个信道使用两个正交偏振态(被标示为XPDL和YPDL)的波在相同载波频率上进行传输的情况下，系统的给定元件可能使每个信道经受不同级别的PDL。PDL在光学通信系统中在所有元件上是累积的。作为PDL的结果，一个偏振可能比另一个偏振更嘈杂。
光纤中的随机缺陷可能引起两个正交偏振以不同的速度传播。这种效应被称作偏振模色散(PMD)，其引起信号的两个偏振分量(被标示为XPMD和YPMD)在光纤的整个长度上缓慢分离，从而引起脉冲加宽和重叠。信号的PMD可以由重叠发生的时隙的数目M来表征。M可以被称为PMD“存储器”。PMD补偿可以在接收器侧使用自适应滤波器来实现，自适应滤波器诸如为最小均方(LMS)电路。然而，LMS电路可能增加在不同时间所述符号的噪声分量之间的相关性。这个噪声相关性可以在观察到 PMD存储器的相同的M个时隙中被观察到。
例如在下列专利文献中描述了用于PDL和/或PMD的测量和缓解技术：Roberts 等人的专利号为7,305,183的美国专利；Roberts等人的专利号为7,382,985的美国专利； Sun等人的专利号为7,532,822的美国专利；Hawryluck等人的专利号为7,936,999的美国专利；Roberts等人的专利号为8,385,747的美国专利；Khandani等人的专利号为 8,718,491的美国专利；Khandani等人的专利号为9,602,207的美国专利；以及在下面的出版物中也描述了用于PDL和/或PMD的测量和缓解技术：Mumtaz等人的“PDL Mitigation in PolMux OFDMSystems Using Golden and Silver Polarization-Time Codes”，其发表在《光纤通信会议，OSA技术摘要(CD)》(美国光学学会，2010年)，论文 JThA7(Optical FiberCommunication Conference,OSA Technical Digest(CD)(Optical Society of America,2010),paper JThA7)；Mumtaz等人的“Space-Time codes for optical fibercommunication with polarization multiplexing”，其发表在《关于通信的IEEE国际会议》(IEEE，2010年)第1-5页(IEEE International Conference on Communications(IEEE,2010),pp.1-5)；以及Meron等人的“Use of space-time coding in coherentpolarization-multiplexed systems suffering from polarization-dependent loss”，其发表在 Opt.Lett.35(21),3547-3549(2010),其中的每一个都通过引用而并入在本文中。
美国专利第8,718,491号和第9,602,207号描述了噪声白化矩阵的应用，以减少总噪声并使正交偏振之间的噪声方差相等。噪声白化矩阵仅被应用于接收器侧，并且可以是响应于光学线路中的任何变化而动态更新的。可以在发射器侧应用发射琼斯旋转矩阵，其中旋转角试图跟踪光学线路的变化，使得所接收的方位相对于噪声的PDL最佳。
Mumtaz等人和Meron等人的出版物描述了可用于减轻PDL的影响的金和银空时码(gold and silver space-time codes)。金码和银码的实现通常需要复杂的解码电路。
图2是根据本文公开的技术的示例收发器的示例发射器部分200(“发射器200”)的框图图示。
发射器200可操作用于发射代表客户端数据比特204的光学信号260。发射器200采用偏分复用(PDM)。在其他示例(未示出)中，光学信号的生成可以涉及替代的技术，例如单偏振调制、非偏振载波的调制、模分复用、空分复用、斯托克斯空间调制、偏振平衡调制等等。激光器240可操作用于产生连续波(CW)光学载波242。偏振分束器244可操作用于将光学载波242分成正交偏振的分量246、248，正交偏振的分量246、248由相应的电光调制器250、252进行调制以产生调制的偏振光学信号254、 256，调制的偏振光学信号254、256由合束器258合成，从而产生光学信号260。
专用集成电路(ASIC)202可操作用于产生I和Q模拟驱动信号232、234，以驱动电光调制器250。ASIC 202可操作用于产生I和Q模拟驱动信号236、238，以驱动电光调制器252。
ASIC 202可操作用于对客户端数据比特204应用FEC编码206，从而生成FEC 编码比特208。FEC编码比特208可以根据特定码被映射到多比特符号，如比特到符号映射210所表示的。比特到符号映射210可以产生多比特符号212的流。
ASIC 202还包括发射数字信号处理器(DSP)214和多个数模转换器(DAC)。发射DSP214可操作用于例如通过对符号212进行脉冲整形、子载波多路复用、色散预补偿和失真预补偿中的一种或多种来处理所述符号。由发射DSP 214所进行的处理可以包括一个或多个滤波器的应用，一个或多个滤波器的应用可以涉及一个或多个快速傅立叶变换(FFT)和一个或多个对应的逆FFT(IFFT)的应用。
基于符号212和选择的调制方案，发射DSP 214可操作用于在特定时隙t生成与四个维度XI、XQ、YI、YQ相对应的四个数字驱动信号。例如，数字驱动信号216、 218可以分别对应于X偏振的I分量和Q分量，而数字驱动信号220、222可以分别对应于Y偏振的I分量和Q分量。根据这个示例，在时隙t，数字驱动信号216、218可以分别表示为SXI(t)、SXQ(t)，而数字驱动信号220、222可以分别表示为SYI(t)、SYQ(t)。
数字驱动信号216、218、220、222可以由相应的DAC 224、DAC 226、DAC 228、 DAC230分别转换为模拟驱动信号232、234、236、238。如前所述，模拟驱动信号232、 234、236、238被用于驱动电光调制器250、252，这最终导致产生光学信号260。
发射器200可以包括在本文中未描述的另外的组件。
图3是根据本文公开的技术的示例的收发器的示例接收器部分(“接收器300”) 的框图图示。
接收器300可操作用于从接收的光学信号360中恢复校正后的客户端数据比特304。接收的光学信号360可能包括由发射器200生成的光学信号260的劣化版本，其中，在接收的光学信号360中的劣化例如可能已经由噪声、非线性效应、PDL以及在发射器200处所进行的模拟信号处理中的缺陷中的一个或多个而引起。偏振分束器344 可操作用于将接收的光学信号360分成正交偏振分量354、356。光学混合器(optical hybrid)358可操作用于关于由激光学器340产生的光学信号342来处理分量354、356。光检测器362可操作用于将光学混合器358的输出346、348、350、352分别转换为接收的模拟信号332、334、336、338。在特定时隙t，四个接收的模拟信号对应于四个维度XI、XQ、YI、YQ。
ASIC 302包括模数转换器(ADC)324、326、328、330，模数转换器(ADC) 324、326、328、330可操作用于分别对接收的模拟信号332、334、336、338进行采样，并分别生成接收的数字信号316、318、320、322。在一个示例中，接收的模拟信号332、 334可以分别对应于X偏振的I分量和Q分量，而接收的模拟信号336、338可以分别对应于Y偏振的I分量和Q分量。根据这个示例，在时隙t，接收的数字信号316、318 可以分别表示为RXI(t)、RXQ(t)，而接收的数字信号320、322可以分别表示为RYI(t)和 RYQ(t)。
ASIC 302包括接收DSP 314，接收DSP 314可操作用于处理接收的数字信号316、318、320、322。例如，接收DSP 314可操作用于将一个或多个滤波器应用于数字信号 316、318、320、322，这可能涉及应用一个或多个FFT和一个或多个对应的IFFT。接收DSP 314可以基于数字信号316、318、320、322而输出数字信号370、372、374、 376。
ASIC 302可操作用于对数字信号370、372、374、376应用载波恢复处理313，以便导出对所述两个正交偏振的符号估计312。符号估计312是由在发射器200处进行的比特到符号映射210所生成的符号212的估计。
ASIC 302可操作用于对符号估计312应用符号到比特解映射310，以便得出比特估计308。符号到比特解映射310涉及应用在比特到符号映射210中所使用的码的逆。比特估计308是在发射器200处由FEC编码206生成的比特208的估计。比特估计可以包括二进制值，或者可以包括置信值，例如对数似然比。在某二进制值(即，某比特) 的情况下，对数似然比(LLR)被定义为该比特等于一的概率与该比特等于零的概率之比的对数。例如，对于比特“b”，
Figure BDA0002651258520000061
其中P表示概率。对于非二进制值，例如一组整数，可以使用其他度量，诸如一给定整数值的概率除以其他可能整数值的概率之和的对数。
ASIC 302可操作用于对比特估计308应用FEC解码306 ，以便恢复校正后的客户端数据比特304。FEC解码306可以包括硬决策解码或软决策解码。软决策解码的一个示例是最大似然(ML)解码。如果FEC解码306能够校正FEC编码比特估计308 中存在的所有错误，那么校正后的客户端数据比特304将会与原始客户端数据比特204 相同。如果FEC解码306不能够校正FEC编码比特估计308中存在的所有错误，则校正后的客户端数据比特304将会不同于原始客户端数据比特204。在这种情况下，为FEC 编码206和FEC解码306选择的FEC方案将会被视为已经失败。
接收器300可以包括本文中未描述的另外的组件。
给定FEC方案的成功或失败取决于其相对于FEC编码比特估计中存在的错误程度的强度。FEC解码通常会响应于应用其的FEC编码比特估计的平均BER。在FEC解码的输入处所观察到的平均BER可以表示为BERFEC_AVG。当BERFEC_AVG超过某个阈值 (表示为BERTHRESH)时，硬决策FEC解码可能不能够校正FEC编码比特估计中的所有错误。换句话说，当BERFEC_AVG>BERTHRESH时，用于在发射器处的FEC编码和在接收器处的FEC解码的FEC方案预计会失败。在一个例子中，BERTHRESH约为3.84×10-3。
通常，预计FEC编码比特估计308的BER会随着接收的光学信号360中的噪声增加而增加。噪信比(NSR)和BER之间的精确关系取决于用于比特到符号映射210 的码和发射DSP214所使用的将符号212转换为数字驱动信号216、218、220、222的调制方案，以及也取决于如果噪声不是各向同性的高斯噪声时噪声的四维概率密度函数的形状。
图4示出了对于64级正交幅度调制(64-QAM)方案，作为线性NSR的函数的 BER的曲线图。
可能存在这样的情况：不同的比特(或符号)的流会经受不同的噪声水平。例如，如前所述，PDL可能使不同的偏振具有不同的噪声水平。因此，例如在X偏振中所传输的符号可能与在Y偏振中所传输的符号展现出的噪声水平不同。由此，从一个符号流确定的FEC编码比特估计与从另一符号流确定的FEC编码比特估计可能具有不同的BER。
可以考虑一个简单的示例，其中第一组FEC编码比特估计展现出第一BER，表示为BERA，而第二组FEC编码比特估计展现出第二BER，表示为BERB，其中 BERA≠BERB。如果每组中FEC编码比特估计的数目相等，则在这两组上的平均BER 将为BERFEC_AVG＝(BERA+BERB)/2。如果对这两组应用硬决策FEC解码，那么若 BERFEC_AVG＝(BERA+BERB)/2超过对于FEC方案的BERTHRESH，则预计FEC方案会失败。这是因为FEC的性能取决于应用其的FEC编码比特估计的平均BER。
FEC编码比特估计的BER值不同是符号估计中噪声水平不同的结果，其中，FEC 编码比特估计是从所述符号估计确定的。作为对展现出不同BER的比特集应用FEC解码的替代方法，在整个符号估计中达到更均匀的噪声水平可能有优势，使得从符号估计所确定的FEC编码比特估计具有更均匀的BER。通过对由不同符号估计组展示的不同噪声水平求平均，可以在所有符号估计上达到更均匀的噪声水平。将参照图7至图15 详细描述可以如何实现此噪声求平均的示例。
在已经应用噪声求平均技术的情况下，在接收器处生成的符号估计可以具有基本均匀的噪声水平，使得所得到的FEC编码比特估计具有基本均匀的BER，其可以表示为BERNOISE_AVG。与通过直接对BERA和BERB求平均而确定的BERFEC_AVG相对照， BERNOISE_AVG是使用对于所用的特定调制方案的BER与符号噪声之间的关系来确定的。例如，图5示出了图4中所示出的曲线图的放大部分，其中示例点A和B表示两组符号估计，这两组符号估计具有分别与BERA和BERB相关联的两个不同的噪声水平。如图5所示，通过在曲线上的点A和点B之间画一条直线，然后确定与该线的中心点相对应的BER，可以示意性地表示BERFEC_AVG的计算。相反，可以通过首先确定与BERA和BERB相关联的平均线性NSR，然后使用所述曲线来确定与此平均线性NSR相对应的BER，来确定BERNOISE_AVG。从图5的放大曲线图明显看出，BERNOISE_AVG小于 BERFEC_AVG。换句话说，执行对在这两组符号上的噪声求平均的操作将会导致产生均匀的BER(BERNOISE_AVG)，该均匀的BER小于在不进行噪声求平均操作的情况下FEC 方案将响应的平均BER(BERFEC_AVG)。
可能感兴趣的是，确保经历FEC解码的比特估计具有尽可能低的BER以便减少FEC解码将会失败的可能性，或者允许使用要求更少开销的更高速率的FEC方案。相应地，对于图5中的示例点A和B，可能感兴趣的是实施噪声求平均技术，以使得 FEC解码仅需要响应较低值BERNOISE_AVG，而不是较高值BERFEC_AVG，该较高值 BERFEC_AVG是在不存在噪声求平均的情况下FEC解码将需要进行处理的。
然而，存在其他示例，其中对于FEC解码可能感兴趣的是处理具有某一范围的 BER的比特估计，以使得FEC响应于BERFEC_AVG，而不是使用噪声求平均来生成均匀的值BERNOISE_AVG。参考图5，BERNOISE_AVG小于BERFEC_AVG，这是因为点A和点B 位于图4中曲线的凸出区域中。然而，可以示出的是，在曲线上还有其他点，特别是位于图4中曲线的凹入区域中的那些点，对于这些点，BERNOISE_AVG大于BERFEC_AVG。
图4中曲线的凸凹区域可以通过考虑BER相对于线性NSR的二阶导数而更容易彼此区别开，BER相对于线性NSR的二阶导数在图6中绘制为BER的函数。那些二阶导数为正的BER值对应于图4中曲线的凸出区域，而那些二阶导数为负的BER值对应于图4中曲线的凹入区域。如从图6中明显看到的，小于0.025的BER值在凸出区域内，而大于0.025的BER值在凹入区域内。尽管未明确图示出，但是可以示出的是，对于位于凹入区域中的两个点(即，对应于两个不同的BER值，每个值均大于0.025)，应用噪声求平均操作可能会导致产生单个均匀的BER值BERNOISE_AVG，其大于针对这两点的值BERFEC_AVG。这是一个例子，其中可以优选让FEC响应于BERFEC_AVG，而不是使用噪声求平均。
是否选择进行噪声求平均可能取决于所讨论的不同噪声水平(和BER)。在 Oveis-Gharan等人于2017年8月9日提交的美国专利申请第15/672,434号中描述了被称为对照编码的技术，其中噪声被重新分布以生成不同类别的比特估计，其中每个类别可以与不同的平均BER相关联。在给定类别中，PDL的影响可能会产生某一范围的BER 值。是否选择让FEC解码来处理该范围的BER值，或者是否选择代之以进行噪声求平均操作可以取决于该类别的平均BER。例如，低BER类别可以包括位于图4中曲线的凸出部分内的某一范围的BER值。在这种情况下，通过使用噪声求平均操作获得该类别内的基本均匀的BER值来处理PDL可能是有优势的。在另一个例子中，高BER类别可以包括位于图4中的曲线的凹入部分内的某一范围的BER值。在这种情况下，通过让FEC解码直接响应于该类内所述范围的BER值来处理PDL可能是有优势的。
返回到图2，通过调制CW光学载波242的维度以表示多比特符号212的流，来在发射器200侧产生光学信号260。所述调制是使用数字驱动信号216、218、220、 222实现的。在一个简单的例子中，通过分别使用数字驱动信号SXI(t)、SXQ(t)、SYI(t)、 SYQ(t)，单个多比特符号可以在单个时隙t被表示在四个维度XI、XQ、YI、YQ上。
然而，并不是将用于表示多比特符号的维度限制到单个时隙，而可能有优势的是将那些维度分布在两个或多个不同的时隙上。这些时隙可以是连续的或不连续的。基于交织，所述时隙可以在更长的时间跨度上进行扩展。通过使用跨越多个时隙的维度来表示每个多比特符号，对信号劣化进行平均是可能的，所述信号劣化包括由噪声、非线性效应、PDL和模拟缺陷中的一种或多种引起的劣化。
出于描述以下示例的目的，术语“维度变换”可以理解为是导致产生变换后的数字驱动信号的操作，变换后的数字驱动信号在发射器侧被用于调制光学载波的维度以表示多比特符号。根据一些示例，由维度变换所产生的变换后的数字驱动信号对光学载波进行调制，使得每个多比特符号使用光学载波的多个第一维度来表示，其中第一维度分布在两个或两个以上不同的时隙上。根据一些示例，作为对初始数字驱动信号应用维度变换的结果，而生成变换后的数字驱动信号，所述初始数字驱动信号已被设计为根据特定的调制方案来调制光学载波的维度以表示多比特符号。根据一些示例，初始数字驱动信号可以已被设计为调制光学载波，以使得每个多比特符号使用多个第二维度来表示，其中多个第二维度小于多个第一维度。换句话说，维度变换的效果可以是增加表示每个多比特符号所用的维度的数目，从而导致产生变换后的数字驱动信号，所述变换后的数字驱动信号使每个多比特符号由比在初始数字驱动信号被用来调制光学载波以表示每个多比特符号的情况下更多的维度表示。
维度变换可以被实现为一个或多个串行步骤、被实现为一个或多个并行步骤或者被实现为串行步骤和并行步骤的组合。在一些示例中，维度变换可以包括矩阵变换的应用。例如，与特定维度相对应的数字信号可以经历作为维度变换的一部分的矩阵乘法。矩阵变换可以是线性的或基本线性的。矩阵变换可以是幺正的或基本上幺正的。即，矩阵变换的逆可以等于或基本上等于矩阵变换的复共轭转置。在一些示例中，基于矩阵乘法的线性运算可以由其他形式的线性滤波代替。在一些示例中，维度变换可以包括使用初始数字信号基于存储在诸如查找表(LUT)之类的数据库中的信息来确定对应的变换后的数字信号。
出于描述以下示例的目的，术语“逆维度变换”可以理解为是被应用于接收的数字信号的操作，其中接收的数字信号对应于在接收器侧接收的光学信号的维度。根据一些示例，每个多比特符号可以由与光学信号的多个第一维度相对应的接收的数字信号表示，其中第一维度可以分布在两个或两个以不同的时隙上。逆维度变换的应用可以导致产生与多个第二维度相对应的初始数字驱动信号估计。根据一些示例，多个第二维度可以小于多个第一维度。换句话说，逆维度变换的效果可以是减少表示每个多比特符号所用的维度数目，从而导致表示每个多比特符号的初始数字驱动信号估计使用的维度比被用来表示每个多比特符号的所述接收的光学信号的维度更少。多比特符号的“维数”的减小可以促进接收器侧的软解码。
逆维度变换可以被实现为一个或多个串行步骤、被实现为一个或多个并行步骤或者被实现为串行步骤和并行步骤的组合。在一些示例中，逆维度变换可以包括矩阵变换的应用。矩阵变换可以是线性的或基本线性的。矩阵变换可以是幺正的或基本上幺正的。使用包括幺正矩阵的逆维度变换的优势是，这样的矩阵的应用不会增强噪声。
根据一些示例，可以对发射器侧的初始数字驱动信号应用维度变换，从而生成变换后的数字驱动信号，变换后的数字驱动信号被用于调制光学载波以生成光学信号。光学信号可以由发射器发送到接收器。在接收器侧，可以对接收的数字信号应用逆维度变换，其中接收的数字信号对应于由发射器发送的光学信号的劣化版本的维度。逆维度变换可以包括基本上是在发射器侧所应用的维度变换的逆的操作。例如，在维度变换包括第一矩阵变换的应用的情况下，逆维度变换可以包括第二矩阵变换的应用，其中第二矩阵变换基本上是第一矩阵变换的逆。作为对接收的数字信号应用逆维度变换的结果，可以在接收器侧确定初始数字驱动信号估计。初始数字驱动信号估计是对在发射器侧应用了维度变换的初始数字驱动信号的估计。
如将在接下来的具体示例中所描述的，维度变换和逆维度变换可以包括另外的操作，例如对信号的子集应用的复共轭运算，或者信号交织。
当接收的信号的噪声水平的范围使得它们与BER关于线性NSR的曲线的凸出区域对应时，诸如图4中的曲线。逆维度变换的应用，诸如本文中所描述的那些，可以具有使噪声水平更均匀(即，如前所述，通过对所述噪声水平求平均)的效果。然而，当接收的信号的噪声水平的范围使得它们与曲线的凹入区域对应时，逆维度变换的应用可以被设计为具有强调噪声水平之间的区别的效果。对于某些应用，增强噪声水平之间的差异可能是有利的。在一个例子中，是非棱柱的多维星座图可以覆盖一个或多个时隙内的所有四个维度XI、XQ、YI、YQ。维度变换可以用于将这些符号的流映射为在两倍多的时隙上的纯X偏振和纯Y偏振维度。PDL可能在这些流上产生不等的噪声方差。当接收的信号的噪声水平的范围使得它们对应于曲线的凹入区域时，不等的噪声方差可以得到FEC更好地处理。因此，在这种情况下，可能感兴趣的是，使用逆维度变换来强调不均等。
参照图2，在发射DSP 214处所进行的信号处理可以包括对初始数字驱动信号应用维度变换，初始数字驱动信号可以由
Figure BDA0002651258520000111
表示。为了简单起见，在此整个文档中可以使用
Figure BDA0002651258520000112
来表示
Figure BDA0002651258520000113
和
Figure BDA0002651258520000114
的组合，而在此整个文档中可以使用
Figure BDA0002651258520000115
来表示
Figure BDA0002651258520000116
和
Figure BDA0002651258520000117
的组合。为了简化描述，在被应用于传统的系统和方法的修改方面描述了所提出的技术。因此，在图2中，初始数字驱动信号是基于特定的调制方案由发射器所确定的数字驱动信号，在通常理解的情况下，要使用数字驱动信号来调制光学载波的正交偏振以便表示多比特符号。即，初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000118
被设计用于根据特定的调制方案调制光学载波的多个维度，以便表示数字信息。然而，所提出的技术不一定被实现为对已知方法的改变，从而初始数字驱动信号可以是多个数学维度的任何调制。初始数字驱动信号可以最简单地由每个时隙每个维度上的一个物理数字整数来表示。然而通常等效的功能可以用其他表示形式获得，或者可以通过作为除了在这些示例中所描述的之外的数学运算的一部分来获得。对初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000119
应用维度变换可以产生变换后的数字驱动信号。变换后的数字驱动信号可以分别用Sx、SY表示，其中在此整个文档中使用SX来表示SXI和SXQ的组合，而在此整个文档中使用SY来表示SYI和SYQ的组合。如将关于特定的示例进一步所描述的，对多个初始数字驱动信号应用维数变换可导致产生多个变换后的数字驱动信号，其中每个变换后的数字驱动信号将被用于对光学载波的多个维度中的相应一个维度的调制，并且其中所述维度被分布在两个或多个不同的时隙上。在一些示例中，对其应用了维度变换的多个初始数字驱动信号也可以代表两个或多个不同的时隙。
参考图3，在接收DSP 314处所进行的信号处理可以包括对接收的数字信号应用逆维度变换，接收的数字信号可以由RXI、RXQ、RYI、RYQ表示。为了简单起见，在此整个文档中可以使用RX来表示RXI和RXQ的组合，而在此整个文档中可以使用RY来表示RYI和RYQ的组合。对接收的数字信号RX、RY应用逆维度变换可以分别生成数字信号
Figure BDA00026512585200001110
其中
Figure BDA00026512585200001111
在此整个文档中用来表示
Figure BDA00026512585200001112
和
Figure BDA00026512585200001113
的组合，
Figure BDA00026512585200001114
在此整个文档中用来表示
Figure BDA00026512585200001115
和
Figure BDA00026512585200001116
的组合。数字信号
Figure BDA00026512585200001117
分别对应于初始数字驱动信号
Figure BDA00026512585200001118
的估计。可以对初始数字驱动信号估计
Figure BDA00026512585200001119
应用载波恢复处理313。如将关于特定示例进一步所描述的，可以对多个接收的数字信号应用逆维度变换，其中每个接收的数字信号代表接收的光学信号的多个维度中的相应的一个维度，且其中所述维度被分布在两个或多个不同的时隙上。在一些示例中，由逆维度变换而产生的初始数字驱动信号估计还可以代表分布在两个或多个不同时隙上的维度。
在发射器侧应用维度变换和在接收器侧应用逆维度变换与Khandani等人在美国专利第8,718,491号和第9,602,207号中的公开内容不同，在所述美国专利中在发射器侧应用发射琼斯旋转矩阵，而在接收器侧应用噪声白化矩阵。噪声白化矩阵不是琼斯旋转矩阵的逆。此外，本文公开的维度变换可以用于平均在偏振上的噪声，而无需跟踪变化的光学线路。
与Mumtaz等人描述的金码和银码相对照，本文中所描述的维度变换和逆维度变换的应用不要求复杂的电路来实施。与幺正矩阵的乘法涉及的计算相对于实现金码和银码所需的计算来说是简单、不昂贵的。从而维度变换可以提供金码和银码的替代方案，其在热量产生和电力使用方面成本较低。
在《美国光学学会》(Optical Society of America)2015年Shibahara等人的“对于超过100Gb/s的超级信道通过沃尔什-阿达玛转换的耐滤性传输(Filtering-toleranttransmission by the Walsh-Hadamard transform for super-channel beyond 100Gb/s)”中，描述了一种通过将光学滤波失真分散在超级信道的所有子载波上来改善超级信道性能的方法。该方法涉及对子载波应用沃尔什-阿达玛转换(WHT)，其中每个子载波对应于不同的波长。
在《光波技术杂志》(Journal of Lightwave Technology)第33卷第5期，第 1037-1043页(2015年)Liu的“具有增强的线性和非线性性能的基于孪生波的光学传输(Twin-Wave-Based Optical Transmission with Enhanced Linear and NonlinearPerformances)”中，描述了一种利用共轭相位特性将二进制相移键控(BPSK)信号转换为“孪生波”QPSK信号的方法。Liu的方法涉及使用幺正矩阵的矩阵乘法。然而， Liu的方法并不涉及与代表单个多比特符号的光学信号的第一维度相对应的接收的数字信号，其中第一维度被分布在两个或多个不同的时隙上。也就是说，Liu的方法不涉及时间记忆(time-memory)或时间间转换的应用。Liu的方法涉及对每个符号一个比特进行编码的BPSK。
在《IEEE通讯杂志》(IEEE Communications Magazine)第27卷第7期第11-19 页(1989年)Viterbi等人的“网格编码调制的实用方法(A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation)”中，描述了用于网格或卷积编码的技术，其中符号的影响可以被分布在多个时隙上。为了解码已经使用网格码编码的比特流，可以使用维特比 (Viterbi)解码器。网格编码的比特流的解码不涉及任何逆维度变换，所述逆维度变换具有减小符号的维数的效果。
Kretzmer等人的美国专利第3,388,330号描述了部分响应多级数据系统，其中对单个符号的信道响应延伸在一个以上的符号间隔上。Kretzmer等人没有描述具有减小符号的维数的效果的任何逆维度变换。
图7示出了用于在发射器(例如发射器200)侧实施维度变换的示例方法700。方法700可以由诸如发射DSP 214之类的发射器的DSP来实施。
在702，基于特定的调制方案，发射器可以确定要用于调制光学载波的维度的初始数字驱动信号，以便表示符号流的多比特符号。每个多比特符号可以由与多个维度对应的初始数字驱动信号表示，其中所述维度包括在单个时隙的维度XI、XQ、YI、YQ 的特定组合。为了简单起见，使用初始数字驱动信号表示每个多比特符号所用的维度在本文中表示为“第二维度”。在时隙t的初始数字驱动信号可以表示为
Figure BDA0002651258520000131
在704，发射器可以基于维度变换和在702所确定的初始数字驱动信号来确定变换后的数字驱动信号。在一个例子中，发射器可以通过对在702所确定的初始数字驱动信号直接应用维度变换来生成变换后的数字驱动信号。在另一个例子中，发射器可以通过对基于在702所确定的初始数字驱动信号的数字信号应用维度变换来生成变换后的数字驱动信号。在另一个例子中，发射器可以使用与维度变换相对应的LUT来确定变换后的数字驱动信号。
维度变换的应用可以导致产生变换后的数字驱动信号，变换后的数字驱动信号被设计用于调制光学载波，使得每个多比特符号由光学载波的多个维度表示，所述光学载波的多个维度在本文中表示为“第一维度”，以将它们与使用初始数字驱动信号表示每个多比特符号所用的维度区别开。第一维度不同于第二维度。第一维度包括在两个或多个不同时隙的维度XI、XQ、YI、YQ的特定组合。根据一些例子，多个第二维度小于多个第一维度。给定在时隙t的初始数字驱动信号，其表示为
Figure BDA0002651258520000132
那么在相同时隙t的变换后的数字驱动信号可以相应地表示为SX(t)、SY(t)。
在706，发射器可以使用在704所确定的变换后的数字驱动信号来产生调制的光学信号。例如，如关于图2所描述的，可以通过将变换后的数字驱动信号SX(t)、SY(t) 转换成相应的模拟驱动信号、用所述模拟驱动信号来驱动电光调制器以产生调制的偏振光学信号以及组合所述调制的偏振光学信号以形成光学信号(例如光学信号260)，来实现所述调制的光学信号的生成。代替使用初始数字驱动信号已经生成的所述调制的光学信号，使用变换后的数字驱动信号来生成所述调制的光学信号，所述初始数字驱动信号被设计成使用多个第二维度来表示每个多比特符号，所述变换后的数字驱动信号被设计为使用多个第一维度表示每个多比特符号，其中第一维度分布在两个或多个不同的时隙上。
在708，发射器可以在通信信道上发射所述调制的光学信号。作为已经使用变换后的数字驱动信号执行了调制的结果，每个多比特符号可以使用光学信号的第一维度来表示，其中，第一维度分布在两个或多个不同的时隙上。
图8示出了用于在诸如接收器300之类的接收器侧实施逆维度变换的示例方法800。方法800可以由接收器的DSP(诸如接收DSP 314)来实施。
在802，接收器可以接收光学信号。接收的光学信号可以代表多比特符号的流。根据一些示例，接收的光学信号可以包括根据方法700在发射器侧所生成的调制的光学信号的劣化版本。即，接收的光学信号可能已经通过对光学载波的多个第一维度进行调制以表示每个多比特符号而生成。第一维度可以包括在两个或多个时隙的维度XI、XQ、 YI、YQ的特定组合。
在804，接收器可以确定与接收的光学信号的维度相对应的数字信号。例如，如关于图3所描述的，诸如信号360之类的接收的光学信号可以使用偏振分束器分成正交偏振的分量。光学混合器可以关于光学信号处理所述分量，并且光检测器可以将光学混合器的输出转换为模拟信号，模拟信号可以被转换为接收的数字信号。在特定时隙t，接收的数字信号可以由RX(t)、RY(t)表示。
在806，接收器可以基于逆维度变换和在804所确定的接收的数字信号来确定初始数字驱动信号估计。在一个例子中，接收器可以通过对在804所确定的接收的数字信号直接应用逆维度变换来生成初始数字驱动信号估计。在另一个例子中，接收器可以通过对数字信号(其是基于在804所确定的接收的数字信号的)应用逆维度变换来生成初始数字驱动信号估计。
逆维度变换的应用导致每个多比特符号由与多个维度对应的初始数字驱动信号估计表示，在本文中所述多个维度被表示为“第二维度”，以将它们与使用所述接收的数字信号表示的每个多比特符号所用的维度区分开。所述第二维度可以与关于方法700 所描述的第二维度对应。所述第二维度不同于所述第一维度。所述第二维度包括在单个时隙的维度XI、XQ、YI、YQ的特定组合。根据一些示例，所述多个第二维度小于所述多个第一维度。给定在时隙t的接收的数字信号，其表示为RX(t)、RY(t)，在相同时隙 t的初始数字驱动信号估计可以分别表示为
Figure BDA0002651258520000141
在逆维度变换基本上是在704 在发射器侧应用的维度变换的逆的情况下，数字信号
Figure BDA0002651258520000142
可以分别是在702所确定的初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000143
的估计。
在808，接收器可以使用在806所确定的初始数字驱动信号估计来确定多比特符号的估计。例如，此确定可以包括对在804所生成的数字信号
Figure BDA0002651258520000144
应用载波恢复处理313(如关于图3所描述的)。在808所确定的每个符号估计可以随后经历符号到比特映射，诸如图3中由310所表示的，以便恢复相应的比特估计。在所述符号由 FEC编码比特组成的情况下，比特估计可以随后经历FEC解码，诸如在图3中由306 所表示的那样，从而生成校正的客户端数据比特。
本文档的其余部分提供了用于在发射器侧实施维度变换并在接收器侧实施相应的逆维度变换的示例技术。在以下示例中，维度变换是由发射器的DSP施加的，诸如由发射器200的发射DSP 214施加的。逆维度变换是由接收器的DSP施加的，诸如由接收器300的接收DSP 314施加的。
在以下示例中所描述的维度变换和相应的逆维度变换的应用可以被用于对在多个信号维度上的信号劣化进行平均，所述信号劣化包括由噪声、非线性效应、PDL和模拟缺陷中的一种或多种所引起的劣化。
根据一些示例，可以在发射器和接收器侧应用匹配滤波，以便实现低噪声水平。基本上为零的符号间干扰例如可以使用选自升余弦族的匹配滤波器来实现。
根据一些示例，可以在接收器侧采用自适应均衡电路来校正PMD、PDL和其他线性变化。此均衡可以在时域或频域或这二者中进行，或者通过其他变换来进行。控制此均衡的常用方法包括递归最小二乘(RLS)均衡、恒模算法(CMA)均衡、最小均方 (LMS)均衡和决策反馈均衡(DFE)。LMS均衡可以在复杂性和性能之间提供有利的折衷。LMS电路可能导致产生在一定数目N个整数时隙内的符号彼此之间的噪声相关和/或在不同偏振上的符号的噪声相关。如前面所注意到的，维度变换和逆维度变换的应用可以涉及代表至少第一时隙和第二时隙的信号集，其中时隙用整数T隔开。在 LMS电路被用于这样的示例中的情况下，可能令人感兴趣的是，选择T大于时隙的数目M，其中LMS电路在M个时隙上产生噪声相关和/或不均匀噪声增强。以这种方式，作为由LMS电路所引起的噪声相关的结果，可以不妨碍通过维度变换(和逆维度变换) 所实现的噪声求平均。此外，可以在具有不同噪声水平的维度上应用维度变换，以确保在不同维度上的平均的噪声水平。
示例1
图9是示出根据第一示例的在发射器侧的维度变换的实施的示意图。在这个示例中，维度变换包括在等式1中提供的矩阵变换H1：
Figure BDA0002651258520000151
可以对初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000152
应用矩阵变换H1，以分别生成信号SX(t–T)、SY(t–T)、
Figure BDA0002651258520000153
其中t-T表示第一整数时隙，以及t 表示第二整数时隙。这在等式2中示出。
Figure BDA0002651258520000154
信号SX(t–T)和SY(t–T)表示在第一时隙t-T的变换后的数字驱动信号。在第二时隙t的变换后的数字驱动信号，即SX(t)和SY(t)，可以通过分别取信号
Figure BDA0002651258520000156
和
Figure BDA0002651258520000155
的复共轭来确定。由于仅对在第二时隙t的信号应用了复共轭运算，而不对在第一时隙t-T 的信号应用复共轭运算，因此可以将复共轭运算称为“部分复共轭”。
如图9所示，矩阵变换H1结合随后的部分复共轭由维度变换902表示。对初始数字驱动信号901应用维度变换902以生成变换后的数字驱动信号903。变换后的数字驱动信号903可以在被变换成模拟驱动信号之前经历另外的处理。例如，可以对变换后的数字驱动信号903应用FFT 904，从而产生频域信号905，频域信号905随后可以经历频域处理906以产生处理后的频域信号907。频域处理906可以包括匹配滤波器的应用。处理后的频域信号907可以通过IFFT 908转换为对应的时域信号909。
图10是示出根据第一示例的用于实现维度变换的示例细节的示意图。也就是说，关于图9所描述的维度变换902可以使用在图10中所进行的操作来实现。
给定初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000161
施加T时隙的延迟分别导致产生初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000162
此延迟由框1002表示。
如框1004所示，初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000163
被划分成对，使得信号
Figure BDA0002651258520000164
与信号
Figure BDA0002651258520000165
配对，而信号
Figure BDA0002651258520000166
与信号
Figure BDA0002651258520000167
配对。
如框1006所示，初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000168
和
Figure BDA0002651258520000169
经历45度旋转，这分别导致产生信号SX(t–T)和
Figure BDA00026512585200001610
如框1008所示，初始数字驱动信号
Figure BDA00026512585200001611
和
Figure BDA00026512585200001612
也可以经历45度旋转，这分别导致产生信号SY(t–T)和
Figure BDA00026512585200001613
信号SX(t–T)和SY(t–T)是在第一时隙t-T的变换后的数字驱动信号。信号
Figure BDA00026512585200001614
和
Figure BDA00026512585200001615
可以经历复共轭运算，由框1010表示，以分别产生信号SX(t)和SY(t)，它们是在第二时隙t的变换后的数字驱动信号。
相应地，图10中进行的操作，通过将在特定时隙t的初始数字驱动信号901(例如，如图10中所示出的
Figure BDA00026512585200001616
)变换成在相同特定时隙t的变换后的数字驱动信号903(例如，如图10中所示出的SX(t)和SY(t))，可以被用于实现关于图9所描述的维度变换902。图10中的操作仅仅展示出如何实现维度变换902的一个示例。
图11是示出根据第一示例的在接收器侧的逆维度变换的实现的示意图。在这个示例中，逆维度变换包括在等式3中提供的逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200001617
Figure BDA00026512585200001618
在接收器侧逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200001619
的应用被包括作为逆维度变换1104 的一部分，逆维度变换1104 是在发射器侧应用的维度变换902的逆。接收的数字信号RX(t–T)、 RY(t–T)、RX(t)、RY(t)可以经历部分复共轭运算以产生信号RX(t–T)、RY(t–T)、
Figure BDA00026512585200001620
Figure BDA00026512585200001621
其中t-T表示第一整数时隙，而t表示第二整数时隙。继而可以对信号RX(t–T)、 RY(t–T)、
Figure BDA00026512585200001622
应用逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200001623
以分别生成信号
Figure BDA00026512585200001624
Figure BDA00026512585200001625
这在等式4中示出。
Figure BDA00026512585200001626
信号
Figure BDA00026512585200001627
和
Figure BDA00026512585200001628
表示在第一时隙t-T的初始数字驱动信号估计，而信号
Figure BDA00026512585200001629
和
Figure BDA00026512585200001630
表示在第二时隙t的初始数字驱动信号估计。参照图11，对接收的数字信号1103应用逆维度变换1104以产生初始数字驱动信号估计1105。初始数字驱动信号估计1105随后可以经历载波恢复1106，以生成符号估计1107，接着经历符号到比特解映射1108，以生成比特估计1109。
在经历逆维度变换1104之前，接收的数字信号1103可能已经经历过另外的处理。例如，接收的数字信号1103可以是通过对数字信号1101应用自适应均衡1102而得到的，以便补偿诸如PMD和PDL之类的信道线性减损。自适应均衡1102可以使用诸如LMS、CMA、RLS和DFE之类的各种算法来实现。自适应均衡1102可以应用于时域或频域。在一个示例中，可以对从模数转换产生的数字信号应用FFT，从而产生频域信号，所述频域信号可以使用频域中的自适应均衡来处理。继而可以通过IFFT将处理后的频域信号转换为对应的时域信号。
用于自适应均衡1102的参数可以随着信道线性失真随时间的发展而予以更新。在一些示例中，参数可以基于从理想目标信号与接收的信号之间的差所确定的误差值而予以更新。在其他示例中，参数可以基于目标信号的值的计算而予以更新。在一些示例中，初始数字驱动信号估计1105可以经历均衡器误差/目标计算1110以产生值1111。在一些示例中，计算1110可以涉及LUT。可以对值1111应用与维度变换902等同的维度变换1112以生成变换后的值1113，变换后的值1113用于指导用于自适应均衡1102 的参数。如虚线所示，在一些示例中，可以对由载波恢复1106所生成的符号估计1107，而不是对由逆维度变换1104所生成的初始数字驱动信号估计1105，应用均衡器误差/ 目标计算1110。
图12是示出根据第一示例的用于实现逆维度变换的示例细节的示意图。也就是说，关于图11 所描述的逆维度变换1104可以使用在图12中所进行的操作来实现。
给定接收的数字信号RX(t)、RY(t)，施加T时隙的延迟导致分别产生接收的数字信号RX(t–T)、RY(t–T)。此延迟由框1202表示。
如框1204所示，接收的数字信号RX(t)、RY(t)、RX(t–T)、RY(t–T)被划分成对，使得信号RX(t–T)与信号RY(t)配对，而信号RX(t)与信号RY(t–T)配对。
信号RX(t)和RY(t)可以经历由框1206所表示的复共轭运算，以分别生成信号
Figure BDA0002651258520000171
和
Figure BDA0002651258520000172
如框1208所示，信号RX(t–T)和
Figure BDA0002651258520000173
可以经历45度旋转，这导致分别产生信号
Figure BDA0002651258520000174
和
Figure BDA0002651258520000175
如框1210所示，信号
Figure BDA0002651258520000176
和RY(t–T)也可以经历45度旋转，这导致分别产生信号
Figure BDA0002651258520000177
和
Figure BDA0002651258520000178
信号
Figure BDA0002651258520000179
和
Figure BDA00026512585200001710
是在第一时隙t-T的初始数字驱动信号估计。信号
Figure BDA00026512585200001711
和
Figure BDA00026512585200001712
是在第二时隙t的初始数字驱动信号估计。
相应地，图12中进行的操作，通过将在特定时隙t的接收的数字信号1103(例如，如图12中所示的RX(t)、RY(t))变换为在相同特定时隙t的初始数字驱动信号估计1105(例如，如图12中所示的
Figure BDA0002651258520000181
)，可以用于实现关于图11所描述的逆维度变换1104。图12中的操作仅仅展示出可以如何实现逆维度变换1104的一个示例。
可以通过计算表明，初始数字驱动信号估计1105的合计NSR与接收的数字信号1103的合计NSR是等同的。即，逆维度变换1104不改变平均NSR。相反，逆维度变换1104在整个信号维度上重新分布或者平均噪声或其他劣化。
示例2
根据第二示例，维度变换包括在等式5中提供的矩阵变换H2：
Figure BDA0002651258520000182
可以对初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000183
和
Figure BDA0002651258520000184
应用矩阵变换H2，以分别生成变换后的数字驱动信号SX(t–T)和SY(t)，其中t-T表示第一整数时隙，而t表示第二整数时隙。这在等式6中示出。
Figure BDA0002651258520000185
信号SX(t–T)表示在第一时隙t-T的X偏振上的变换后的数字驱动信号，而信号SY(t)表示在第二时隙t的Y偏振上的变换后的数字驱动信号。
图13是示出根据第二示例的用于在发射器侧实现维度变换的示例细节的示意图。
如框1302所示，初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000186
和
Figure BDA0002651258520000187
经历45度旋转，这导致分别产生信号SX(t)和SY(t)。
如框1304所示，对信号SX(t)和SY(t)应用FFT，从而分别产生频域信号SX(f)和 SY(f)。
如框1306所示，信号SX(f)和SY(f)可以经历频域处理以分别产生信号S′X(f)和S′Y(f)。处理1306可以包括相对于信号SY而对信号SX施加T时隙的延迟。
处理后的频域信号S′X(f)和S′Y(f)可以通过IFFT 1308分别转换为对应的时域信号，所述时域信号表示为SX(t–T)和SY(t)。
相应地，图13中所进行的操作，通过将初始数字驱动信号
Figure BDA0002651258520000188
变换成变换后的数字驱动信号SX(t–T)、SY(t)，可以用来实现由等式6所表示的维度变换。图 13中的操作仅仅展示出可以如何实现用等式6所表示的维度变换的一个示例。
根据第二示例，逆维度变换包括在等式7中提供的逆矩阵变换
Figure BDA0002651258520000189
Figure BDA00026512585200001810
可以对接收的数字信号RX(t)和RY(t-T)应用逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200001811
以分别生成初始数字驱动信号估计
Figure BDA00026512585200001812
和
Figure BDA00026512585200001813
其中t表示第一整数时隙，而t-T表示第二整数时隙。这在等式8中示出。
Figure BDA0002651258520000191
图14是示出根据第二示例的在接收器侧的逆维度变换的实现的示意图。
给定在第二时隙t的接收的数字信号RX(t)和RY(t)，诸如关于图11所描述的信号1107，T时隙的延迟可以施加于接收的数字信号RX(t)，从而在第一时隙t-T产生 RX(t–T)。此延迟由框1402表示。
如框1404所示，信号RX(t–T)和RY(t)可以经历45度旋转，这分别导致产生信号
Figure BDA0002651258520000192
和
Figure BDA0002651258520000193
信号
Figure BDA0002651258520000194
和
Figure BDA0002651258520000195
是在第二时隙t的初始数字驱动信号估计。
相应地，在图14中所进行的操作，通过将接收的数字信号RX(t-T)、RY(t)分别转换为初始数字驱动信号估计
Figure BDA0002651258520000196
可以被用来实现由等式8所表示的逆维度变换。代替图11中的逆维度变换1104 ，可以实施图14中的操作。在这种情况下，将会实施图13中所示的操作以代替图9中的维度变换902。
示例2的维度变换(参见等式6和图13)是线性时不变操作。相应地，它可以使用自适应均衡器电路来对其进行反转，该自适应均衡器电路例如可以实施在接收DSP 314中作为信道减损补偿的一部分。实际上，示例2的维度变换可以被认为是时不变线性变换的一个例子，例如由信道本身施加的时不变线性变换，但其被有意地应用在发射器侧。因此，在接收器侧所进行的自适应均衡可以能够将维度变换与信道线性减损一起反转。相反，示例1的维度变换(参见等式2和图10)是时变变换，这是因为它涉及将时间样本划分成对。相应地，在接收器侧的信道均衡器可能不能反转这种操作。
作为I/Q功率不平衡或时序偏斜的结果，在给定的时隙，噪声功率可以在维度 XI、XQ、YI和YQ之间有所不同。下面示例3和示例4分别描述矩阵转换H1和H2的修改版本，这些修改可能会平均对X和Y偏振的I和Q分量产生不同影响的减损。
示例3
根据第三示例，包括第一示例的矩阵变换H1的修改版本的维度变换可以在发射器侧实现。在此第三示例中，矩阵变换由等式9提供，该矩阵变换被表示为H3：
Figure BDA0002651258520000197
矩阵变换H3可以用来代替等式2中的矩阵变换H1，从而得到等式10：
Figure BDA0002651258520000198
如关于等式2所描述的，信号SX(t–T)和SY(t–T)表示在第一时隙t-T的变换后的数字驱动信号。在第二时隙t的变换后的数字驱动信号，即SX(t)和SY(t)，可以分别通过取信号
Figure BDA0002651258520000201
和
Figure BDA0002651258520000202
的复共轭来确定。
根据第三示例，逆维度变换包括在等式11中提供的逆矩阵变换
Figure BDA0002651258520000203
Figure BDA0002651258520000204
逆矩阵变换
Figure BDA0002651258520000205
可以用来代替等式4中的逆矩阵变换
Figure BDA0002651258520000206
从而得到等式12：
Figure BDA0002651258520000207
如关于等式4所描述的，信号
Figure BDA0002651258520000208
和
Figure BDA0002651258520000209
表示在第一时隙t-T的初始数字驱动信号估计，而信号
Figure BDA00026512585200002010
和
Figure BDA00026512585200002011
表示在第二时隙t的初始数字驱动信号估计。
给定在发射器侧对X偏振和Y偏振的I分量和Q分量产生不同影响的减损，可以显示出，包括矩阵变换H3的维度变换的实施可以平均在整个维度上的减损。
示例4
根据第四示例，包括第二示例的矩阵变换H2的修改版本的维度变换可以在发射器侧实施。在第四示例中，矩阵变换(表示为H4)由等式13提供：
Figure BDA00026512585200002012
矩阵变换H4可以用来代替等式6中的矩阵变换H2，从而得到等式14：
Figure BDA00026512585200002013
如关于等式6所描述的，信号SX(t–T)表示在第一时隙t-T的X偏振上的变换后的数字驱动信号，而信号SY(t)表示在第二时隙t的Y偏振上的变换后的数字驱动信号。
根据第四示例，逆维度变换包括在等式15中提供的逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200002014
Figure BDA00026512585200002015
逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200002016
可以用来代替等式8中的逆矩阵变换
Figure BDA00026512585200002017
从而得到等式16：
Figure BDA00026512585200002018
如关于等式8所描述的，信号
Figure BDA00026512585200002019
和
Figure BDA00026512585200002020
表示在第一时隙t的初始数字驱动信号估计，其分别取决于在第一时隙t-T和第二个时隙t的接收的数字信号RX(t–T)和 RY(t)。
给定在发射器侧对X和Y偏振的I和Q分量产生不同影响的减损，可以表明，包括矩阵变换H4的维度变换的实施可以对在整个维度上的减损进行平均。
示例5
根据第五示例，维度变换可以包括对四维信号
Figure BDA0002651258520000211
应用4×4阿达马(Hadamard)矩阵，随后交织不同的维度，例如
Figure BDA0002651258520000212
在发射器侧，可以应用与诸如阿达马矩阵之类的矩阵相乘的4×4实数矩阵，这将不同于等式6 中所提到的2×2复数矩阵。不同维度的交织可以使用另外的矩阵来实现，该另外的矩阵也是基本上线性的和基本上幺正的。作为这两个矩阵变换的结果，可以将初始数字驱动信号转换成变换后的数字驱动信号。
在接收器侧，可以通过应用交织矩阵的逆，随后应用逆实数阿达马矩阵变换，例如等式7中提供的逆矩阵变换
Figure BDA0002651258520000213
来对接收的数字信号应用解交织。作为这两个逆矩阵变换(其一起被称为逆维度变换)的结果，接收的数字信号可以被转换为初始数字驱动信号估计。逆维度变换可以对初始数字驱动信号估计中的非线性噪声的分布产生有利影响。
图15是接收到的值的直方图，所述接收到的值已经经历了逆维度变换结合维度的解交织以及如关于示例5所描述的实数4×4阿达马矩阵的逆的应用。接收到的值是基于已基于双偏振(DP)-16QAM调制方案在发射器处所生成的多比特符号的，所述符号在发射器侧已经经历了维度变换。
水平轴和垂直轴中的每一个都示出了时间上的特定维度，诸如
Figure BDA0002651258520000214
所接收的直方图包括以理想的被传输符号为中心的接收的符号的一群云集。所接收的点与最接近的理想的DP-16QAM点之间的差异决定了信道噪声。水平的和垂直的虚线代表最小欧几里德距离的平方等于1(即d2 min＝1)的方向。实心对角箭头表示d2 min＝2的方向。图15的曲线图展示出了应用逆维度变换使得非线性噪声沿对角线分布更多，而沿垂直线和水平线分布较少。通过使非线性噪声以这种方式分布，可以减少在载波恢复期间检测到错误符号的可能性，这最终可能导致较低的BER。
在前面的示例中，可以使用软FEC解码(诸如ML解码)来恢复校正后的客户端数据比特。软解码可以在多个维度上进行。通过增加进行软解码所用的维数，通过利用相关性以及在星座图设计中使用更高维度的几何结构来改善性能是可能的。然而，这种改善可能是以增加电路复杂性为代价。
在前述示例中，延迟T被描述为整数个时隙。然而，更通常地，被包括作为维度变换或逆维度变换的一部分的延迟T可以是非整数或分数。
本权利要求的范围不应由所述示例中阐述的细节限制，而应作为整体给出与本说明书一致的最宽泛的解释。

Claims (19)

1.一种在光学接收器（300）侧进行的方法，所述光学接收器（300）包括偏振分束器（344）、光学混合器（358）、光检测器（362）、模数转换器（324，326，328，330）以及处理器（314），该方法包括：
在建立在所述光学接收器和光学发射器（200）之间的光学通信信道（104）上接收光学信号（360），其中所述接收的光学信号包括在所述光学发射器侧产生的调制的光学信号的劣化版本；
所述偏振分束器将所述接收的光学信号分成偏振分量（354，356）；
所述光学混合器处理所述偏振分量，以产生处理后的分量（346，348，350，352）；
所述光检测器将所述处理后的分量转换成接收的模拟信号（332，334，336，338）；
所述模数转换器将所述接收的模拟信号转换成与所述接收的光学信号的多个第一维度相对应的接收的数字信号（316，318，320，322），其中所述第一维度与在所述光学发射器侧被调制以表示多比特符号（212）的光学载波（242）的维度相对应，其中所述第一维度被分布在两个或多个时隙上；
所述处理器对所述接收的数字信号应用（806）逆维度变换，以产生与多个第二维度相对应的初始数字驱动信号估计（370，372，374，376）；以及
所述处理器处理（808）所述初始数字驱动信号估计，以产生所述多比特符号的估计。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述逆维度变换对在所述接收的数字信号中的信号劣化进行平均，所述信号劣化是由噪音、非线性效应、偏振相关损耗或增益（PDL）以及模拟缺陷中的一个或多个所引起的。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述逆维度变换包括矩阵，并且其中所述矩阵是线性的和幺正的。
4.根据权利要求1或2所述的方法，所述方法包括使用自适应均衡电路处理所述接收的光学信号，以补偿在所述光学通信信道中的线性减损。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述多个第二维度小于所述多个第一维度。
6.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述两个或多个时隙是不连续的。
7.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述第一维度被分布在两个偏振上。
8.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述第一维度被分布在至少一个偏振的同相（I）分量和正交（Q）分量上。
9.一种在光学发射器（200）侧进行的方法，所述光学发射器（200）包括处理器（214）、数模转换器（224，226，228，230）、电光调制器（250，252）以及合束器（258），所述方法包括：
所述处理器产生（702）代表多比特符号（212）的初始数字驱动信号；
所述处理器从所述初始数字驱动信号生成（704）变换后的数字驱动信号（216，218，220，222），其中所述变换后的数字驱动信号被设计成使用光学载波（242）的多个第一维度来表示每个多比特符号，所述第一维度被分布在两个或多个不同时隙上，以及其中所述初始数字驱动信号被设计为使用所述光学载波的多个第二维度来表示每个多比特符号，所述第二维度不同于所述第一维度；以及
生成（706）在建立于所述光学发射器和光学接收器（300）之间的光学通信信道（104）上传输的光学信号（260），包括：
所述数模转换器将所述变换后的数字驱动信号转换成相应的模拟信号（232，234，236，238）;
所述电光调制器使用所述模拟信号调制所述光学载波的偏振分量（246，248），以产生调制的偏振信号（254，256）；以及
所述合束器对所述调制的偏振信号进行组合以形成光学信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述变换后的数字驱动信号是通过对所述初始数字驱动信号应用维度变换生成的。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述维度变换包括矩阵，并且其中所述矩阵是线性的和幺正的。
12.根据权利要求9所述的方法，其中所述变换后的数字驱动信号是使用查找表从所述初始数字驱动信号生成的。
13.根据权利要求9至12中任一项所述的方法，还包括：
所述处理器对所述变换后的数字驱动信号应用频域处理（906）。
14.根据权利要求9至12中任一项所述的方法，其中所述多个第二维度小于所述多个第一维度。
15.根据权利要求9至12中任一项所述的方法，其中所述两个或多个时隙是不连续的。
16.根据权利要求9至12中任一项所述的方法，其中所述第一维度被分布在两个偏振上。
17.根据权利要求9至12中任一项所述的方法，其中所述第一维度被分布在至少一个偏振的同相（I）分量和正交（Q）分量上。
18.一种光学接收器（300），包括偏振分束器（344）、光学混合器（358）、光检测器（362）、模数转换器（324，326，328，330）以及处理器（314），其中所述光学接收器被配置用于执行如权利要求1-8中任一项所述的方法。
19.一种光学发射器（200），包括处理器（214）、数模转换器（224，226，228，230）、电光调制器（250，252）以及合束器（258），其中所述光学发射器配置用于执行如在权利要求9至17中任一项所述的方法。
CN201980015607.8A 2018-06-08 2019-05-21 光学通信中的维度变换 Active CN111771344B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/003,736 US10389447B1 (en) 2018-06-08 2018-06-08 Dimensional transformation
US16/003,736 2018-06-08
PCT/IB2019/054204 WO2019234536A1 (en) 2018-06-08 2019-05-21 Dimensional transformation in optical communication

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111771344A CN111771344A (zh) 2020-10-13
CN111771344B true CN111771344B (zh) 2022-11-29

Family

ID=67211778

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980015607.8A Active CN111771344B (zh) 2018-06-08 2019-05-21 光学通信中的维度变换

Country Status (6)

Country Link
US (2) US10389447B1 (zh)
EP (1) EP3804174B1 (zh)
JP (1) JP7186788B2 (zh)
CN (1) CN111771344B (zh)
CA (1) CA3099841C (zh)
WO (1) WO2019234536A1 (zh)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107277521B (zh) * 2016-09-06 2020-11-27 芯原微电子(北京)有限公司 一种基于hevc视频编码的tu树状结构抉择算法
US10992389B2 (en) 2018-02-07 2021-04-27 Infinera Corporation Independently routable digital subcarriers with configurable spacing for optical communication networks
US11368228B2 (en) 2018-04-13 2022-06-21 Infinera Corporation Apparatuses and methods for digital subcarrier parameter modifications for optical communication networks
US11095389B2 (en) 2018-07-12 2021-08-17 Infiriera Corporation Subcarrier based data center network architecture
US11258528B2 (en) 2019-09-22 2022-02-22 Infinera Corporation Frequency division multiple access optical subcarriers
US11075694B2 (en) 2019-03-04 2021-07-27 Infinera Corporation Frequency division multiple access optical subcarriers
US11336369B2 (en) 2019-03-22 2022-05-17 Infinera Corporation Framework for handling signal integrity using ASE in optical networks
US11418312B2 (en) 2019-04-19 2022-08-16 Infinera Corporation Synchronization for subcarrier communication
US10972184B2 (en) 2019-05-07 2021-04-06 Infinera Corporation Bidirectional optical communications
US11489613B2 (en) 2019-05-14 2022-11-01 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for subcarrier-based optical communication systems
US11177889B2 (en) * 2019-05-14 2021-11-16 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for sub-carrier-based optical communication systems
US11296812B2 (en) 2019-05-14 2022-04-05 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for subcarrier-based optical communication systems
US11239935B2 (en) * 2019-05-14 2022-02-01 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for subcarrier-based optical communication systems
US11190291B2 (en) 2019-05-14 2021-11-30 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for subcarrier-based optical communication systems
US11476966B2 (en) 2019-05-14 2022-10-18 Infinera Corporation Out-of-band communication channel for subcarrier-based optical communication systems
JP7203236B2 (ja) 2019-09-02 2023-01-12 三菱電機株式会社 直流配電システム
US11290393B2 (en) 2019-09-05 2022-03-29 Infinera Corporation Dynamically switching queueing schemes for network switches
EP4042607A1 (en) 2019-10-10 2022-08-17 Infinera Corporation Network switches systems for optical communications networks
US20210111802A1 (en) 2019-10-10 2021-04-15 Infinera Corporation Hub-leaf laser synchronization
EP4042606A1 (en) 2019-10-10 2022-08-17 Infinera Corporation Optical subcarrier dual-path protection and restoration for optical communications networks
EP3935762A1 (en) 2019-10-31 2022-01-12 Ciena Corporation Asymmetric direct detection of optical signals

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1701518A (zh) * 2003-10-03 2005-11-23 株式会社东芝 信号解码方法和设备
CN102761373A (zh) * 2011-04-28 2012-10-31 北京邮电大学 一种实现相干接收的高速大容量无源光网络系统及方法
US9325427B1 (en) * 2012-10-31 2016-04-26 Ciena Corporation Maximum likelihood decoding
JP2016144199A (ja) * 2015-02-05 2016-08-08 日本電信電話株式会社 光送信機及び光送信方法
WO2017216836A1 (ja) * 2016-06-13 2017-12-21 三菱電機株式会社 光伝送方法及び光伝送システム
WO2018090185A1 (zh) * 2016-11-15 2018-05-24 华为技术有限公司 一种数据调制方法以及编码器

Family Cites Families (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3388330A (en) 1965-03-19 1968-06-11 Bell Telephone Labor Inc Partial response multilevel data system
US3824597A (en) * 1970-11-09 1974-07-16 Data Transmission Co Data transmission network
US3823401A (en) * 1972-10-04 1974-07-09 Data Transmission Co Synchronous data transmission network
US7305183B2 (en) 2001-08-27 2007-12-04 Nortel Networks Limited Measurement of polarization dependent loss in an optical transmission system
US7382985B2 (en) 2002-12-02 2008-06-03 Nortel Networks Limited Electrical domain mitigation of polarization dependent effects in an optical communications system
US7627252B2 (en) 2005-02-28 2009-12-01 Nortel Networks Limited Clock recovery from an optical signal with dispersion impairments
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
US8412227B2 (en) * 2007-05-18 2013-04-02 Qualcomm Incorporated Positioning using enhanced pilot signal
US8005368B2 (en) 2007-12-05 2011-08-23 Ciena Corporation Signal equalizer in a coherent optical receiver
EP2109233B1 (en) 2008-04-11 2010-08-04 Alcatel Lucent Modulation scheme with increased number of states of polarization
US8718491B2 (en) 2009-10-29 2014-05-06 Ciena Corporation Soft decoding of data in a coherent optical receiver
US9203682B2 (en) * 2010-09-07 2015-12-01 Alcatel Lucent Frequency-dependent I/Q-signal imbalance correction coherent optical transceivers
US8682181B2 (en) * 2011-03-05 2014-03-25 Alcatel Lucent System, method, and apparatus for high-sensitivity optical detection
US9294315B2 (en) * 2011-05-26 2016-03-22 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
JP5847606B2 (ja) 2012-01-31 2016-01-27 ハウス食品グループ本社株式会社 食品試料中のアミラーゼ活性の分析法
US9112614B2 (en) * 2012-03-02 2015-08-18 Alcatel Lucent Correction of a local-oscillator phase error in a coherent optical receiver
US9912507B2 (en) * 2012-06-25 2018-03-06 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US8983294B2 (en) * 2012-06-29 2015-03-17 Alcatel Lucent Forward error correction for an optical transport system
US8761600B2 (en) * 2012-09-14 2014-06-24 Fujitsu Limited In-band supervisory data modulation
US8867926B2 (en) * 2012-09-15 2014-10-21 Alcatel Lucent Optical communication of interleaved symbols associated with polarizations
US9143238B2 (en) * 2012-11-12 2015-09-22 Ciena Corporation Optical modulation schemes having reduced nonlinear optical transmission impairments
US9264145B2 (en) * 2013-05-31 2016-02-16 Alcatel Lucent Optical receiver having a chromatic-dispersion compensation module with a multibranch filter-bank structure
US9819525B2 (en) 2013-07-31 2017-11-14 Nec Corporation Signal generating apparatus and signal generating method
US9148247B2 (en) * 2013-09-20 2015-09-29 Alcatel Lucent Frequency-diversity MIMO processing for optical transmission
JP6213287B2 (ja) * 2014-02-13 2017-10-18 富士通株式会社 光伝送装置および光伝送装置の信号処理方法
JP6303691B2 (ja) * 2014-03-26 2018-04-04 富士通株式会社 偏波状態検出装置及び方法、並びに、光通信システム、光送信器及び光受信器
US20150372764A1 (en) * 2014-06-19 2015-12-24 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical receiver having an equalization filter with an integrated signal re-sampler
JP6178389B2 (ja) 2014-12-25 2017-08-09 デクセリアルズ株式会社 熱伝導シートの製造方法、熱伝導シート、及び半導体装置
JP6485095B2 (ja) 2015-02-18 2019-03-20 富士通株式会社 光伝送装置、光伝送システム、及び、偏波依存損失モニタ
US9553675B2 (en) * 2015-03-03 2017-01-24 Infinera Corporation Frequency domain coded modulation with polarization interleaving for fiber nonlinearity mitigation in digital sub-carrier coherent optical communication systems
US9906309B2 (en) * 2015-03-31 2018-02-27 Infinera Corporation System and method for determining nonlinear mitigation perturbative distortion coefficients using a received optical signal
US9853734B1 (en) * 2015-04-16 2017-12-26 Inphi Corporation Apparatus and methods for digital signal constellation transformation
US9749058B2 (en) * 2015-06-19 2017-08-29 Ciena Corporation Nonlinear tolerant optical modulation formats at high spectral efficiency
JP6481557B2 (ja) 2015-08-03 2019-03-13 富士通株式会社 光受信装置及び信号処理方法
EP3244561B1 (en) * 2016-05-13 2019-08-28 Institut Mines-Telecom Space-time coding methods and devices for optical mimo systems
US10574448B2 (en) * 2017-02-16 2020-02-25 Nec Corporation Multidimensional coded modulation for wireless communications with physical layer security
US10742328B2 (en) * 2017-10-09 2020-08-11 Infinera Corporation Individually routable digital subcarriers
US10979270B2 (en) * 2018-03-09 2021-04-13 Infinera Corporation Scalable synthesis of signals of high symbol rate using lower symbol rate DSPS

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1701518A (zh) * 2003-10-03 2005-11-23 株式会社东芝 信号解码方法和设备
CN102761373A (zh) * 2011-04-28 2012-10-31 北京邮电大学 一种实现相干接收的高速大容量无源光网络系统及方法
US9325427B1 (en) * 2012-10-31 2016-04-26 Ciena Corporation Maximum likelihood decoding
JP2016144199A (ja) * 2015-02-05 2016-08-08 日本電信電話株式会社 光送信機及び光送信方法
WO2017216836A1 (ja) * 2016-06-13 2017-12-21 三菱電機株式会社 光伝送方法及び光伝送システム
WO2018090185A1 (zh) * 2016-11-15 2018-05-24 华为技术有限公司 一种数据调制方法以及编码器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PDL Mitigation in PolMux OFDM Systems using Golden and Silver Polarization-Time Codes;S. Mumtaz,etal.;《National Fiber Optic Engineers Conference OSA Technical Digest (CD) (Optica Publishing Group, 2010), paper JThA7》;20100325;第1-3页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN111771344A (zh) 2020-10-13
EP3804174A1 (en) 2021-04-14
CA3099841A1 (en) 2019-12-12
JP7186788B2 (ja) 2022-12-09
US20200304211A1 (en) 2020-09-24
EP3804174B1 (en) 2022-09-21
CA3099841C (en) 2023-02-28
US10903903B2 (en) 2021-01-26
US10389447B1 (en) 2019-08-20
JP2021526746A (ja) 2021-10-07
WO2019234536A1 (en) 2019-12-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111771344B (zh) 光学通信中的维度变换
EP3759843B1 (en) Probabilistic constellation shaping across time and frequency
US8175466B2 (en) Methods and systems for polarization multiplexed multilevel modulation for optical communication
Lotz et al. Coded PDM-OFDM transmission with shaped 256-iterative-polar-modulation achieving 11.15-b/s/Hz intrachannel spectral efficiency and 800-km reach
US10826605B2 (en) Pseudo frequency division multiplexing
JP2009507405A (ja) デジタル信号を光伝送するための方法および機器
WO2017059783A1 (en) Method and apparatus for residual phase noise compensation
EP3025447B1 (en) Chain encoding and decoding of high speed signals
Bülow et al. Coded modulation of polarization-and space-multiplexed signals
CA3175864C (en) Modulation formats with fractional spectral efficiency
Arabaci et al. Rate-adaptive nonbinary-LDPC-coded modulation with backpropagation for long-haul optical transport networks
Uddin et al. Iterative turbo equalization technique to countervail fiber optic transmission impairments
JP2023177722A (ja) データ処理装置、伝送装置、通信システム、データ処理方法及びプログラム
Arlunno et al. Counteracting 16-QAM Optical Fiber Transmission Impairments With Iterative Turbo Equalization

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant