CN111727566A - 电子开关和调光器 - Google Patents

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Abstract

描述了一种用于控制从AC源到负载的功率的双向开关。该方法使用双向开关子电路配置中的功率MOSFET，该功率MOSFET具有光耦合的电浮置控制电路，该电浮置控制电路将开关自偏置为“导通”状态，并使用光耦合控制元件强制开关进入“关断”状态。控制电路的时间常数足够快以允许相位控制和开关控制。包括升压电路，以确保控制电压超过MOSFET的阈值电压以强制关断状态。多个子电路可以容易地级联以提供改进的性能。

Description

电子开关和调光器
相关申请的交叉引用
本申请要求由相同的发明人并且当前待决的、于2017年12月28日提交的题为“Electronic Switch and Dimmer(电子开关和调光器)”美国临时申请62611460的优先权。
关于联邦资助的研究或开发的声明
不适用
技术领域
本发明涉及一种电源管理系统和提供电子开关和调光控制的方法。
背景技术
传统的家用和商业环境中的交流(AC)电源是通过连接到设施电气系统中的机械插座提供的。使用诸如熔断器和断路器的机电装置，保护这些插座免受过大的电气负载或潜在的危险接地故障。类似地，使用机电开关对诸如照明和吊扇的常规电气室器具进行控制。这些基本的机械控制装置可提供简单的开关控制，并且不可避免地磨损，并且随着时间的推移，可能导致短路或潜在的危险电弧。
通常，由允许逐周期地中断AC主波形，即诸如所谓的相位控制的诸如三端可控硅开关元件的电子装置提供对普通电器的更细致的控制。尽管三端可控硅开关元件比其之前的变阻器或自耦变压器效率明显更高，但它们仍然效率太低，无法在小型外壳中有效地用于控制较大的电气负载，并且可能将电气噪声感应回设施电气系统。
因此，需要一种改进的电子控制系统，该电子控制系统提供更宽范围的更可靠和高效的控制选项，以广泛应用于设施电气系统。此外，需要这样一种控制系统，该控制系统可以使用半导体器件来实现，该半导体器件可以与能够以低成本制造的其他电路集成以用于高级功率控制功能。
发明内容
本发明涉及一种用于在整个设施电气系统中控制AC电力的新颖方法，该方法范围从简单的插座开关切换到所施加的AC电力的连续变化，以用于例如电灯的调光。更特别地，本发明涉及在一个实施例中提供AC主波形的开-关和相位控制两者的功能组合。
一个实施例使用功率MOS场效应晶体管(MOSFET)作为具有非常低的“导通”电阻的电子开关，该电子开关被连接在AC主电源和所期望的负载之间。由于典型的功率MOSFET本质上包含与导电沟道并联的体二极管，因此成对的装置以具有公共的源极端子的背对背布置被连接，以提供真正的双向(AC)开关配置。为了控制功率MOSFET的开关动作，采用了新型的浮置控制电路，该浮置控制电路使用连接在漏极上的整流二极管对栅极-源极偏置电压进行预充电，从而使两个器件“导通”，以及光耦合光电晶体管，该光耦合光电晶体管使栅极端子短接到公共源极端子，以迫使器件在被隔离光源照明时进入其“关断”状态。因此，功率MOSFET开关通常是“导通”的，除非被光学控制信号强制“关断”。可以连续施加光控制信号，以对传递到负载的功率进行标称开关控制，也可以将其与AC主波形同步以提供相位控制。用于光控制信号的集成控制电路可以提供优选用于切换无功负载的前沿相位控制，或优选用于诸如LED的非线性负载的后沿相位控制。
特定示例不旨在将本发明构思限于示例应用。根据附图和详细描述，本发明的其他方面和优点将显而易见。
附图说明
图1是基本功率MOSFET双向开关单元的示意图。
图2是使用光电偏置产生的现有技术双向开关的示意图。
图3是改进的双向开关的基本元件的示意图。
图4是改进的双向开关的实施例的示意图。
图5是使用两个开关元件来减小总开关“导通”电阻并增加总开关“关断”电阻的图3的实施例的示意图。
图6是类似于图3的实施例的实施例的示意图，但是开关元件在AC电源的两个臂中。
图7是使用四个开关元件来进一步减小总开关“导通”电阻并进一步增加总开关“关断”电阻的图5的实施例的示意图。
图8是示出基本功率MOSFET双向开关的示意图。
图9A是示出图8中的电路元件的示意图，该电路元件在AC主波形的正半周期间是活动的。
图9B是示出图8中的电路元件的示意图，该电路元件在AC主波形的负半周期间是活动的。
图9C示出了允许栅极电压的升压的图9B的半电路的示意图。
图10是图8中电路的改进版本的示意图。
图11是示出使用双极开关的图10的电路的实施例的示意图。
图12A是示出使用用于双极开关的光电晶体管的图11的电路的实施例的示意图。
图12B是示出使用非隔离控制器进行开关控制的实施例的示意图。
图12C是图12B的控制器的实施例的细节的示意图。
图13是包括电流感测的双向开关的实施例。
图14示出了双向开关电路的实施例，该双向开关电路包括被放置在负载两端的附加双向开关。
图15示出了电路的实施例，其中，AC-DC转换器不需要整流器。
图16是示出图15所示的实施例中的电路元件的非限制性具体示例的示意图。
具体实施方式
图1是示出了控制从AC源101被传送到负载108的功率的基本功率MOSFET双向开关的示意图。功率MOSFET 102和103分别包括体二极管104和105。开关106控制被施加到功率MOSFET 102和103的栅极-源极偏置电压。在“导通”位置，偏置电压107被施加到功率MOSFET的栅极端子。电压107是大于功率MOSFET的阈值电压(通常为5至10伏)的电压，导致形成反型层，从而创建从每个器件的漏极延伸至源极的导电沟道。在此“导通”状态下，每个功率MOSFET的漏极到源极行为可以建模为低值电阻器Rds。只要漏极和源极之间的电压降保持在约6伏以下，体二极管就保持不导通并且可以忽略不计。在“导通”状态下，图1的电路等效地是通过值为2Rds的串联电阻器被连接到AC源101的负载108。
在开关106的“关断”位置，只要栅极到源极电压保持在体二极管的击穿电压以下，功率MOSFET的栅极端子就短接到源极，并且漏极至源极的导电沟道消失。在“关断”状态下，图1的电路等效地是负载108通过背对背体二极管104和105被连接到AC源101，这有效地将负载108与源101断开。
在“关断”状态下，功率MOSFET的漏极到源极电压保持在体二极管的击穿电压Vbr以下的要求需要体二极管的击穿电压超过AC源101的峰值电压。因此，例如，假定源101对应于普通的120伏(rms)AC电力，则每个体二极管的击穿电压必须超过170伏的峰值电源电压。
对功率MOSFET结构的更详细分析表明，体二极管实际上是与MOSFET沟道并联连接的双极晶体管的基极-集电极结。其他寄生元件包括基极-集电极结的电容以及基极和发射极之间的寄生电阻。该AC耦合电路对漏极-源极电压的变化率dVds/dt施加了约束，以避免正向偏置基极-发射极结，从而导致双极晶体管导通，而MOSFET沟道“关断”。虽然所产生的漏电流可能不足以为激励负载108，但其可能足够大，以引起附加的效率或安全隐患。
类似地，“导通”状态下对约束的考虑要求由Rds*Iload给出的每个功率MOSFET的漏极-源极电压降小于约0.6伏。可能更重要的是在“导通”状态下由Rds*Iload2给出的每个功率MOSFET中耗散的功率，该功率必须保持小于几瓦，以避免过度的温度升高。因此，例如，从具有20安培的典型限制的120伏AC主线切换普通家用电路，要求每个功率MOSFET的Rds小于0.005欧姆(5毫欧)。
在本领域中众所周知，通过改变器件中的结构和掺杂水平，可以有利地权衡体二极管的击穿电压与Rds的值。特别地，已经显示Rds的值与Vbr 2.5成比例。因此，例如，将Vbr减半导致Rds降低5.7倍。
图1的电路示出，包括开关106和电压源107的概念性偏置开关电路与跨源101的整个峰到峰范围变化的背靠背功率MOSFET 102和103的公共源极端子电浮置。尽管概念上简单，但实际上难以以低成本实现该电路。
图2示出了控制电路的现有技术方法的示意图。图1中的电压源106被替换为光伏二极管堆201，该光伏二极管堆201在由发光二极管(LED)206照明时提供所需的栅极到源极偏置电压，该发光二极管由单独的低压源203供电并由开关204通过电流限制电阻器205控制。假定元件203-206在二极管堆201的光学邻近内。当LED 206关断时，二极管堆201两端的电压通过电阻器202被放电，并且功率MOSFET进入“关断”状态。
尽管图2的电路适用于简单的开关切换应用，但与通过偏置电路对功率MOSFET的栅极到源极电容充电和放电相关的时间常数通常太大，而不能实现50/60HzAC电力中的相位控制。
图3是示出改进的开关电路的基本元件的示意图。尽管功率MOSFET是在以下描述中讨论的优选实施例的开关装置，但是对于本领域技术人员显而易见的是，在改进的电路中可以有利地采用其他类型的场效应晶体管。如图1所示，电压107用于将功率MOSFET 102和功率MOSFET 103偏置到其“导通”状态。与图1中的电路操作相反，仅当开关106保持断开时，功率MOSFET才“导通”。当开关106闭合时，功率MOSFET被迫进入其“关断”状态，因为它们的栅极和源极被短接在一起，并且电阻器300两端的电压107下降。
图4是示出本发明电路的实施例的示意图。图1中的电压源107在开关单元400中被齐纳(Zener)二极管402代替，该齐纳二极管402具有大于功率MOSFET的阈值电压的齐纳电压。齐纳二极管402通过整流器二极管404和406被偏置，该整流器二极管404和406被连接在功率MOSFET的漏极端子上并分别由电流限制电阻器403和405保护。因此，在不存在照明的情况下，当漏极端子中的任何一个超过齐纳电压时，电阻器二极管分支403-404和405-406为齐纳电压提供偏置，从而将功率MOSFET 102和103置于“导通”状态。当由LED 206照明时，光电晶体管401将偏置电流从支路403-404和405-406分流到功率MOSFET的源极端子，从而将它们置于“关断”状态。在该电路中，导通时间常数由电流限制电阻器403和405的值以及功率MOSFET的栅极到源极电容决定，而关断时间常数通过在由LED 206提供的照明水平下的光电晶体管401的饱和电流决定。这两个时间常数都可以被设计为比AC主线的周期短得多，从而允许该实施例以开-关和相位控制模式操作。
图5是使用两个开关单元400来改善电路性能的图4的实施例的示意图。在此实施例中，假定功率MOSFET被选择为具有在图4中所用单元的击穿电压的一半。因此，如上所述，各个开关单元的导通电阻可以预计减小5.7倍，并且串联连接的两个开关单元的总导通电阻相对于图4中的电路降低2.8倍。此外，处于“关断”状态的每个开关单元两端的电压降减半，从而将每个单元所经历的dVds/dt降低两倍，并且因此降低“关断”状态漏电流。
图5还包括电子开关电路，用于控制LED 206的照明。从电压源203通过LED 206的电流受到电阻器205的限制，并由晶体管500控制。晶体管500由被施加到控制端子501的外部控制电压控制。如在调光器应用中所使用的，这允许通过外部控制电路(未示出)与AC主波形同步地快速切换LED，以提供所施加的AC波形的相位控制。在另一个实施例中，控制信号是与AC主波形同步并具有可调脉冲宽度的脉冲序列，以有效地控制被传递给到负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。在另一个实施例中，控制信号是具有独立于AC主波形的固定频率或可变频率的脉冲序列，从而在负载端子处生成射频(RF)功率波形，以用作无线充电器/发电机。在另一实施例中，控制信号是允许LED的可变照明的可变DC电压，从而允许MOSFET以线性模式操作。
图6是与图5的实施例类似的实施例的示意图，但是在AC电源的每个臂中放置有单独的开关单元400。发明人已经发现，这种电路配置进一步改善开关装置的关断特性，进一步减小漏电流。
图7是在AC电源的每个臂中使用两个开关单元400以进一步改善电路的性能的图6的实施例的示意图。在该实施例中，假定功率MOSFET的电压被选择为具有图3中所使用的单元的击穿电压的四分之一。因此，如上所述，可以预计各个开关单元的导通电阻降低32倍，并且，串联连接的两个开关单元的总导通电阻相对于图4中的电路降低8倍。此外，每个处于“关断”状态的开关单元中的每个开关电源两端的电压降为四分之一，从而使每个单元所经历的dVds/dt减小4倍，并且因此相对于图4中的电路，进一步减小了“关断”状态漏电流。如上所述，发明人已经发现该电路配置进一步改善开关装置的关断特性，进一步减小了漏电流。
现有技术MOSFET开关的一个已知问题是MOSFET的寄生效应。在某些情况下，寄生效应导致不能完全切断负载的功率。图8至图13示出了如已经描述的电子开关的改进，以通过补偿或消除来克服寄生效应的影响。改进包括对系统的体系结构的更改以及对开关本身的内部组件的更改。
图8示出基本功率MOSFET双向开关的示意图，该基本功率MOSFET双向开关控制从AC源801被传递到负载806的功率。功率MOSFET 802和功率MOSFET 803分别包括体二极管804和体二极管805。齐纳二极管811表现出大于功率MOSFET 802和功率MOSFET803的阈值电压VT的齐纳电压。齐纳二极管811通过整流器二极管808和810被偏置，该整流器二极管808和810被连接在功率MOSFET的漏极端子上并分别由电流限制电阻器807和809保护。因此，当开关812断开时，电阻器二极管分支807-808和809-810意图在漏极端子中的任何一个漏极端子超过齐纳电压时为齐纳二极管811提供偏置，从而将功率MOSFET 802和803置于“导通”状态。当闭合时，开关812将偏置电流从支路807-808和809-810分流到功率MOSFET的源极端子，将它们置于“关断”状态。在该电路中，导通时间常数由电流限制电阻器807和809以及功率MOSFET的栅极到源极电容的值决定，而关断时间常数由MOSFET电容和开关812的导通电阻决定。这两个时间常数都可以被设计成比AC主线的周期短得多，从而允许该实施例在开关和相位控制模式下操作。
然而，实际上，齐纳二极管811从未达到其齐纳电压，并且MOSFET 802和MOSFET803的栅极至源极电压很少超过阈值电压VT。因此，MOSFET 802或MOSFET 803都不完全“导通”，导致单元中的过度功率耗散和被供应到负载806的电流减小。图9A示出了当电压源801处于AC主波形的正半周时的图8的有源组件。当开关812断开以允许MOSFET 802进入其“导通”状态时，MOSFET 802的栅极电压开始跟随源801的正偏移，而源极电压为零伏。当栅极电压达到MOSFET 802的阈值电压时，电流开始流向负载806，并且来自MOSFET 803的体二极管805被正向偏置。MOSFET 802的源极电压然后“跟随”栅极电压的上升，使其滞后于阈值电压的值加上附加的偏置，以解释(account for)被供应到负载的电流。维持该条件直到源801的波形变为负为止。因此，无论MOSFET 802的漏源电阻如何，MOSFET802的漏源电压从不会落到其阈值电压以下，除了在AC主波形的过零附近以外，并且在开关中耗散的功率是ID*VT。如果可以将栅极电压升压到远远超过阈值电压，则所耗散的功率由ID2*rds给出，其中，rds是开关的“导通”电阻。该值可以比ID*VT小得多。
图9B示出了当电压源801处于AC主波形的负半周时的图8的有源组件。MOSFET 803的栅极电压从0V开始，并且一旦源极电压下降至-VT，就开始跟随源极负电压，其中，电流开始流过负载806并且MOSFET 802的体二极管804被正向偏置。MOSFET 803的漏极电压被有效地钳位到栅极电压，因此漏极到源极电压保持在VT，直到源801的波形变为正为止。因此，MOSFET 803的漏极到源极电压从不会落在其阈值电压以下，除非在AC主波形的过零附近，而不管器件的漏极到源极电阻如何，并且在开关中耗散的功率在负半周中也是ID*VT。
图9C示出了允许栅极电压的升压的图9B所示的半开关的示意图。它与图9B的电路不同之处在于，包括二极管810和偏置电阻器809的支路从MOSFET 803的漏极移至AC主零线。该配置避免了针对图9B的配置而发生的钳位动作，并且当MOSFET 803的源极降至-VZ时允许齐纳二极管811达到其齐纳电压VZ。这使MOSFET 803的栅极到源极电压为可以明显大于VT的VZ，从而表现出较小的rds值并降低了功率耗散。此外，该升压后的栅极到源极偏置被存储在MOSFET 802和MOSFET 803的栅极到源极电容上，并在随后的AC主波形正半周内被保持。因此，两个器件都保持最低的rds配置，直到开关812闭合为止。
图10示出了图8的电路的改进版本，其中偏置元件807和偏置元件808被保持以改善正半周期间的初始导通特性，并包括与MOSFET802和MOSFET 803的栅极到源极电容并联的附加电容器1001，以使升压后的栅极到源极偏置电压的存储更加鲁棒。当开关电路正以相位控制模式被使用时，本实施例的一个限制出现，其中，开关812在AC主波形的每个周期期间闭合预确定时间段。由于电容器1001在其闭合时通过开关812被放电，因此必须在每个周期期间重新建立使MOSFET802和MOSFET 803导通所需的栅极至源极偏置。这导致如果开关812在AC主波形的正半周期间断开，则MOSFET 802始终以次优模式工作，因为在负半周期间提供的升压在开关812闭合时被重置。
图11示出了图10的电路的实施例，其中，开关812被双极开关1101代替，当该双极开关1101处于位置1时将MOSFET 802和MOSFET 803的栅极连接到其互连的源极，或者当该双极开关1101位于由开关控制电路1102所确定的位置2时，将MOSFET 802和MOSFET 803的栅极连接到齐纳二极管偏置电路。在本实施例中，将开关1101置于位置1以使MOSFET 802和MOSFET 803“关断”将齐纳二极管偏置电路与栅极断开连接，从而允许电容器1001存储齐纳二极管电压直到通过外部电路将其放电或直到将开关1101置于位置2为止，从而将所存储的齐纳电压重新施加到栅极电路，并随后在负半周期间刷新栅极到源极偏置电压。
图12A示出了图11的电路的实施例，其中，开关1101被一对光电晶体管1201和1202代替，该一对光电晶体管1201和1202由具有分别驱动1201和1202的光输出1204和光输出1205的开关控制电路1203控制。开关控制电路1203将输出1204和输出1205同步到AC主波形，以提供相位控制模式能力。栅极到源极的电压由齐纳二极管1206调节。重要的是这些光驱动信号不重叠，从而提供“先断后合”开关特性，以避免电容器1001过早放电。
开关控制的时间常数允许通过外部控制电路(未显示)与AC主波形同步地快速切换光驱动信号，以提供对所施加的AC波形的相位控制，如在调光器应用中所使用的。在另一个实施例中，控制信号是与AC主波形同步并具有可调脉冲宽度的脉冲序列，以有效地控制传递到负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。在另一个实施例中，控制信号是具有独立于固定频率或可变频率的脉冲序列，从而在负载端子处生成射频(RF)功率波形，以用作无线充电器/发电机。在另一实施例中，控制信号是允许LED的可变照明的可变DC电压，从而允许MOSFET以线性模式操作。
在优选实施例中，开关控制电路从控制信号源接收控制信号，并且开关控制电路光驱动信号与AC电力同步地被脉冲化以向负载提供AC电力的相位控制。在另一个实施例中，光驱动信号是与AC主波形同步并具有可调脉冲宽度的脉冲序列，以有效地控制被传递到负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。
图12A是使用用于开关的(光学)隔离控制器的实施例。在图12B和12C所示的另一个实施例中，控制器没有与开关电隔离。考虑图12B，控制器207包括相对于公共源极连接1208的控制电压Vcc，1209。控制器1210的输出被连接至MOSFET 802、803的公共栅极端子。齐纳二极管1206用作栅极到源极所施加电压的电压调节器并且电阻器1211限制施加到公共栅极端子的电流。其他组件通常用前面的附图标记，并且已经进行了解释。控制器1207的内部在图12C中示出。
参考图12C，输入1209、公共端1208和电压输出1210如在图12B中标记的。在所示的实施例中，控制器包括接通/关断开关控制器1213，该接通/关断开关控制器1213导通信号，提供输出电压以迫使MOSFET到关断状态。在该实施例中还包括使用可变脉冲宽度调制单元1212的控制器。接通/关断信号发生器和脉冲宽度调制发生器的输出通过或非门1214和运算放大器1215被路由到输出1210。如已经示出的，输出1210被连接到背对背MOSFET的公共栅极端子。
在图13中所示的另一实施例中，由低压AC-DC转换器1301向开关控制器1203提供电力。AC-DC转换器又由电流传感器1302控制，该电流传感器1302采用电流传感器1310来感测被传送到负载806的AC电流，使得如果在由MOSFET 802、803组成的双向开关中没有感测到电流，则AC-DC转换器以及因此开关控制被关断。在该实施例中，图12的双向开关进一步包括可以旁路MOSFET 802、803的本征二极管804、805的旁路二极管1311、1312。所有其他组件被一致的编号并且如先前的图8-12C所述。
总而言之，固态双向开关包括：第一串联连接的电子开关装置和第二串联连接的电子开关装置，每个开关装置具有漏极端子、源极端子和栅极端子，并且其特征在于在栅极端子和源极端子之间指定的阈值电压，其中，第一开关装置的漏极端子包括固态双向开关的第一输入端子，并且第二开关装置的漏极端子包括固态双向开关的第一输出端子。第一开关装置和第二开关装置的源极端子在第一控制端子处互连，并且第一开关装置和第二开关装置的栅极端子在第二控制端子处互连。第一控制开关被连接在第一控制端子和第二控制端子之间，并且偏置端子通过第二控制开关和被连接在偏置端子和第一控制端子之间的电压调节器被连接到第二控制端子。电容器与电压调节器装置并联连接。第一整流器装置通过第一电流限制电阻器从开关电路的第一输入端子被连接到偏置端子，并且第二整流器装置通过第二电流限制电阻器从开关电路的第二输出端子被连接到偏置端子。开关控制电路控制第一控制开关和第二控制开关，使得当第二控制开关断开时第一控制开关闭合，反之亦然。
在图14所示的另一个实施例中，如上所述，双向开关1403-1405位于源1401和负载1402之间，并且被包括在线路1403和回路1404中，以及旁路负载1402的双向开关1405。当开关1403断开时，开关1405闭合。
AC-DC转换器
在一个实施例中，如本领域中已知的，图13的AC-DC转换器1301包括由二极管阵列和降压变压器组成的整流器。在优选实施例中，AC-DC转换器不使用整流器，或变压器由图15和图16中所述的元件组成。
不需要整流器的AC-DC转换器，通常由图15所示的元件以及由这些元件隐含的方法组成。电路元件的非限制性具体示例在图16中示出。参考图15，AC源1501被连接到浪涌保护元件1502。在一个实施例中，浪涌元件由线路中的电阻器元件和AC电源的零线组成。在另一实施例中，在需要较高功率和效率的情况下，浪涌保护包括在启动时提供高电阻并且在稳态操作时将电阻器元件从电路中切换出的开关元件。在浪涌保护之后，使用采样元件1503对AC源进行采样。在一个实施例中，采样元件1503包括被配置到分压器网络中的电阻器。在另一个实施例中，采样元件包括参考电压源和比较器。在另一个实施例中，采样元件可以被手动调节。在另一个实施例中，采样元件可以被自动调节。所采样的电压被用作向开关驱动器元件1504的供应。在优选实施例中，开关驱动器元件1504从存储元件1506接收反馈电压信号1509，并且基于该电压信号，控制被施加到控制开关和钳位元件1505中的开关元件的栅极的电压，从而断开和闭合控制开关1506，以向存储元件1506以及最终向负载1508供电。在一个实施例中，在移除了反馈1509的情况下，AC-DC转换器是前馈转换器，其中从前侧1503、1504和1505控制存储元件1506的充电。反馈控制1509的添加提供了用于前馈和反馈控制的手段。在一个实施例中，通过选择电压采样元件1503和反馈线1509中的组件来确定前馈和反馈控制的平衡。在一个实施例中，前馈和反馈控制的平衡由采样元件1503中的电阻器元件和反馈1509确定。在另一个实施例中，使用可变元件，使得可以调节前馈和反馈控制。在优选的实施例中，开关驱动器由分压器和开关组成。由开关驱动器1504控制的开关和钳位元件1505以固定的最大电流向存储元件1506提供脉冲功率。在优选实施例中，开关和钳位元件由源极与栅极连接的N-MOSFET和齐纳二极管组成，将峰值电压(以及因此峰值电流)限制/钳位到所预先选择的峰值电压值。在一个实施例中，所预先选择的限制电压由将开关1505的N-MOSFET组件的栅极桥接到源极的齐纳二极管的齐纳电压的值确定。由所预先选择的峰值电流脉冲组成的来自开关和钳位元件的功率被提供至存储元件1506。在一个实施例中，电压调节器由用作能量存储元件的电容器和二极管组成。电容器上的电荷通过分压器电路被反馈到开关驱动器1504，从而在电容器上保持恒定的电荷。来自存储元件的输出通过电压调节器1507被馈送到负载1508。在另一个实施例中，AC-DC转换器进一步包括电流隔离元件1510。在另一个实施例中，AC-DC转换器进一步包括能够从负载1508反馈的元件1511。在优选实施例中，反馈电路1511还包括在控制元件1504和负载1508之间的电流隔离。
图16示出了AC-DC转换器的优选实施例。元件1601到1608分别对应于图15的元件1501到1508。AC源被连接到在该优选实施例中由电阻器R1和R2组成的浪涌保护电路1601。在另一个实施例(未示出)中，浪涌保护包括开关，使得电流在启动时流过电阻器R1和R2，并且一旦达到稳态操作就旁路电阻器。在另一个实施例中，浪涌控制使用电感器，即，元件R1和R2被电感器L1和L2替代。来自浪涌保护的输出到达开关和钳位电路1605的开关Q2以及到达电压采样元件1603。电压采样元件1603包括对AC输入进行采样的电阻器R3、R4、R5和提供来自存储电容器C1的反馈电压的电阻器R8。选择R3、R4、R5和R8的值，使得到开关驱动器元件1604中的开关Q1的栅极的电压使开关Q1导通和关断，并且从而同步地使开关Q2关断和接通，从而从开关Q2向电荷存储元件C1提供所预先选择的定时输出脉冲。电阻器R8提供关于电容器C1上的电荷的反馈路径，并且因此提供到电压采样电路1603并且因此到控制电路1604的输出电压。开关和钳位元件1605由开关Q2、齐纳二极管D1和电阻器R7组成。开关Q2由开关驱动器电路1604控制。基于二极管D1的齐纳电压的选择值，开关Q2的峰值输出电流基于二极管D1的齐纳电压的所选择的值被钳位到所预先选择的值。来自开关Q2的脉冲输出被连接到电压调节器1606，该电压调节器1606通过R8到电压采样1603和开关驱动器1604的反馈将电容器C1保持至恒定电荷。与AC输入同步，控制元件开关Q1以及电源开关Q2被激活，断开或闭合。AC-DC转换器以输入AC源的频率提供带有脉冲调制的较低电压输出。开关在接近AC源的过零的分量Q1和Q2的阈值内的电压下被激活，断开或闭合。然后，输出到达电压调节器1607，并且然后到达负载1608。电压调节器1607包括开关Q3、齐纳二极管D3电阻器R9和电容器C2。电路组件D3、Q3、R9充当等同于在图1中分别针对电路元件105、104、106所描述的电压调节器。电容器C2提供存储容量以进行缓冲并由此平滑从AC-DC转换器到负载1608的输出。
图15和16的优选实施例中的AC-DC转换器包括浪涌保护1502、电压采样1503、开关驱动器1504、开关和钳位1505、存储元件1506和电压调节器1507的元件。电压采样1503中组件的选择确定了开关驱动器1504的定时。开关和钳位中的元件的选择确定了输出脉冲的峰值电压和电流。通过选择峰值电流和脉冲定时两者来控制功率输出。来自存储元件通过电压采样的反馈用于选择脉冲定时。AC-DC转换器与AC源同步操作。
图15和16的优选实施例通常包括被连接到电源1501的分压器1503，以及通过其输入被连接到分压器的第一开关1504，以及其输入被连接到第一开关的输出的第二开关1505，以及通过二极管被连接到第二开关的输出的存储电容器C1，以及被连接在存储电容器和分压器之间从而提供AC直接到DC提取转换系统的反馈控制的感测电阻器1509，以及被连接在第二开关的输入和输出之间从而将第二开关的输出和输入的电压钳位到齐纳二极管的齐纳电压的的齐纳二极管D1，以及被连接到存储电容器C1的电子负载1508。开关1504、1505可以是任何电子致动的开关。在一个实施例中，开关是N-MOSFET。在另一个实施例中，开关是双极晶体管，并且在另一个实施例中，开关是微机电开关。
概述
描述了一种用于控制从AC源到负载的功率的双向开关。该方法使用双向开关子电路配置中的功率MOSFET，该功率MOSFET具有光耦合的电浮置控制电路，该电浮置控制电路将开关自偏置为“导通”状态，并使用光耦合控制元件以强制开关进入“关断”状态。控制电路的时间常数足够快以允许相位控制和开关控制。包括升压电路，以确保控制电压超过MOSFET的阈值电压以强制关断状态。多个子电路可以容易地级联以提供改进的性能。

Claims (25)

1.一种双向开关，所述双向开关具有第一输入端子和第二输入端子以及第一输出端子和第二输出端子，其中，第二输入端子和第二输出端子互连并且进一步包括：
a.第一串联连接电子开关装置和第二串联连接电子开关装置，每个开关装置具有漏极端子、源极端子和栅极端子，并且其特征在于在所述栅极端子和所述源极端子之间的指定的阈值电压，其中，所述第一开关装置的所述漏极端子包括固态双向开关的所述第一输入端子并且所述第二开关装置的漏极端子包括所述固态双向开关的所述第一输出端子，所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述源极端子在第一控制端子处互连，并且所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述栅极端子在第二控制端子处互连，以及，
b.第一控制开关，所述第一控制开关被连接在所述第一控制端子和所述第二控制端子之间，以及
c.偏置端子，所述偏置端子通过第二控制开关被连接至所述第二控制端子，以及
d.电压调节器装置，所述电压调节器装置被连接在所述偏置端子和所述第一控制端子之间，以及
e.电容器，所述电容器与所述电压调节器装置并联连接，以及
f.第一整流器装置，所述第一整流器装置通过第一电流限制电阻器从所述开关电路的所述第一输入端子被连接到所述偏置端子，以及
g.第二整流器装置，所述第二整流器装置通过第二电流限制电阻器从所述开关电路的所述第二输出端子被连接到所述偏置端子，以及，
h.开关控制电路，所述开关控制电路具有控制所述第一控制开关和所述第二控制开关的控制信号，使得当所述第二控制开关打开时所述第一控制开关闭合，反之亦然。
2.根据权利要求1所述的双向开关，其中，所述第一控制开关和所述第二控制开关是光电晶体管，并且所述控制信号是光信号。
3.根据权利要求1所述的双向开关，其中，所述第一电子开关装置和所述第二电子开关装置是MOSFET。
4.根据权利要求1所述的双向开关，进一步包括将DC电力供应到所述开关控制电路的AC-DC转换器。
5.根据权利要求4所述的双向开关，其中，所述AC-DC转换器包括：
a.分压器，所述分压器被连接到AC电源，以及
b.第一半导体开关，所述第一半导体开关具有输入和输出，所述第一半导体开关通过其输入被连接到所述分压器，以及
c.第二半导体开关，所述第二半导体开关具有输入和输出，所述第二半导体开关的输入被连接到所述第一开关的所述输出，以及，
d.存储电容器，所述存储电容器通过二极管被连接到所述第二开关的所述输出，以及
e.感测电阻器，所述感测电阻器被连接在所述存储电容器和所述分压器之间，从而提供反馈控制，以及
f.齐纳二极管，所述齐纳二极管被连接在所述第二半导体开关的所述输入和所述输出之间，从而将所述第二半导体开关的所述输出和所述输入的电压钳位到所述齐纳二极管的齐纳电压，以及，
g.DC负载，所述DC负载被连接到所述存储电容器。
6.根据权利要求5所述的双向开关，进一步包括电子电路，所述电子电路被插入在所述第一半导体电子开关和所述存储电容器之间，以限制流过所述第一半导体开关的电流。
7.根据权利要求5所述的双向开关，其中，所述第一半导体开关和所述第二半导体开关都是MOS场效应晶体管。
8.根据权利要求1所述的双向开关，其中，所述控制信号与AC电源同步地被脉冲化，以向负载提供AC电力的相位控制。
9.根据权利要求1所述的双向开关电路，其中，所述控制信号是与AC主波形同步并且具有可调节脉冲宽度的脉冲序列，以控制被传递到负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。
10.一种具有线路和回路的电气电路，用于从AC源向负载供电，所述电气电路包括：
a.第一双向开关，所述第一双向开关被连接在所述线路中，包括：
i.第一串联连接的电子开关装置和第二串联连接的电子开关装置，每个开关装置具有漏极端子、源极端子和栅极端子，并且其特征在于在所述栅极端子和所述源极端子之间的指定的阈值电压，其中，所述第一开关装置的所述漏极端子包括固态双向开关的输入端子并且所述第二开关装置的漏极端子包括所述固态双向开关的输出端子，所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述源极端子在第一控制端子处互连，并且所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述栅极端子在第二控制端子处互连，以及，
ii.第一控制开关，所述第一控制开关被连接在所述第一控制端子和所述第二控制端子之间，以及
iii.偏置端子，所述偏置端子通过第二控制开关被连接到所述第二控制端子，以及
iv.电压调节器，所述电压调节器被连接在所述偏置端子和所述第一控制端子之间，以及
v.电容器，所述电容器与所述电压调节器装置并联连接，以及
vi.第一整流器装置，所述第一整流器装置通过第一电流限制电阻器从所述开关电路的所述输入端子被连接到所述偏置端子，以及
vii.第二整流器装置，所述第二整流器装置通过第二电流限制电阻器从所述回路被连接到所述偏置端子，以及，
viii.开关控制电路，所述开关控制电路具有控制所述第一控制开关和所述第二控制开关的控制信号，使得当所述第二控制开关打开时所述第一控制开关闭合，反之亦然，
b.AC-DC转换器，所述AC-DC转换器向所述开关控制电路供应DC电力，其中，所述AC-DC转换器包括：
i.分压器，所述分压器被连接到AC电源，以及
ii.第一半导体开关，所述第一半导体开关具有输入和输出，所述第一半导体开关通过其输入被连接到所述分压器，以及
iii.第二半导体开关，所述第二半导体开关具有输入和输出，所述第二半导体开关的输入被连接到所述第一开关的所述输出，以及，
iv.存储电容器，所述存储电容器通过二极管被连接到所述第二开关的所述输出，以及
v.感测电阻器，所述感测电阻器被连接在所述存储电容器和所述分压器之间，从而提供反馈控制，以及，
vi.齐纳二极管，所述齐纳二极管被连接在所述第二半导体开关的所述输入和所述输出之间，从而将所述第二半导体开关的所述输出和所述输入的电压钳位到所述齐纳二极管的齐纳电压，以及，
vii.DC负载，所述DC负载被连接到所述存储电容器，以及
viii.电子电路，所述电子电路被插入在所述第一半导体电子开关和所述存储电容器之间，以限制流过所述第一半导体开关的电流。
11.根据权利要求10所述的电气电路，进一步包括第二双向开关，所述第二双向开关位于所述AC源的回路线中，所述AC源在所述第一双向开关的所述第二整流器装置的互连与所述负载之间，其中，所述第二双向开关与所述第一双向开关相同地构成，除了所述第二双向开关的所述第二整流器装置被连接到所述AC源和所述第一双向开关的所述输入端子之间的线路以外，并且所述开关控制电路控制所述第一双向开关和所述第二双向开关。
12.根据权利要求11所述的电气电路，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关同步地断开和闭合。
13.根据权利要求11所述的电气电路，进一步包括旁路所述负载的第三双向开关，所述第三双向开关与所述第一双向开关和所述第二双向开关相同地构成，除了所述第三双向开关的所述第二整流器装置被连接到所述第三双向开关电路的所述输出以外，并且所述开关控制电路控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关。
14.根据权利要求13所述的电气电路，其中，当所述第一双向开关闭合时，所述第三双向开关断开，并且当所述第一双向开关断开时，所述第三双向开关闭合。
15.根据权利要求10所述的电气电路，其中，所述开关控制电路与所述AC电源同步地被脉冲化，以向所述负载供应所述AC电力的相位控制。
16.根据权利要求10所述的电气电路，其中，所述开关控制信号是与AC主波形同步并且具有可调节脉冲宽度的脉冲序列，以有效地控制被传递到所述负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。
17.一种具有线路和回路的电气电路，用于从AC源向负载供电，所述电气电路包括：
a.第一双向开关，所述第一双向开关被连接在所述线路中，包括：
i.第一串联连接的电子开关装置和第二串联连接的电子开关装置，每个开关装置具有漏极端子、源极端子和栅极端子，并且其特征在于在所述栅极端子和所述源极端子之间的指定的阈值电压，其中，所述第一开关装置的所述漏极端子包括固态双向开关的输入端子并且所述第二开关装置的所述漏极端子包括所述固态双向开关的输出端子，所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述源极端子在第一控制端子处互连并且所述第一开关装置和所述第二开关装置的所述栅极端子在第二控制端子处互连，以及，
ii.控制装置，所述控制装置被连接在所述第一控制端子和所述第二控制端子之间，所述控制装置接收开关控制信号，以及，
iii.偏置端子，所述偏置端子被连接到所述控制装置，以及
iv.电压调节器装置，所述电压调节器装置被连接在所述第一控制端子和所述第二控制端子之间，以及
v.电容器，所述电容器与所述控制装置并联连接，以及
vi.第一整流器装置，所述第一整流器装置通过第一电流限制电阻器从所述开关电路的所述输入端子被连接至所述控制装置的所述偏置端子，以及
vii.第二整流器装置，所述第二整流器装置通过第二电流限制电阻器从到所述控制装置的回路被连接到所述控制装置的所述偏置端子，以及，
b.AC-DC转换器，所述AC-DC转换器向所述控制装置供应直DC电力。
18.根据权利要求17所述的电气电路，其中，所述AC-DC转换器包括：
i.分压器，所述分压器被连接到AC电源，以及
ii.第一半导体开关，所述第一半导体开关具有输入和输出，所述第一半导体开关通过其输入被连接到所述分压器，以及
iii.第二半导体开关，所述第二半导体开关具有输入和输出，所述第二半导体开关的输入被连接到所述第一开关的所述输出，以及，
iv.存储电容器，所述存储电容器通过二极管被连接到所述第二开关的所述输出，以及
v.感测电阻器，所述感测电阻器被连接在所述存储电容器和所述分压器之间，从而提供反馈控制，以及，
vi.齐纳二极管，所述齐纳二极管被连接在所述第二半导体开关的所述输入和所述输出之间，从而将所述第二半导体开关的所述输出和所述输入的电压钳位到所述齐纳二极管的齐纳电压，以及，
vii.DC负载，所述DC负载被连接到所述存储电容器，以及
viii.电子电路，所述电子电路被插入在所述第一半导体电子开关和所述存储电容器之间，以限制流过所述第一半导体开关的电流。
19.根据权利要求17所述的电气电路，进一步包括第二双向开关，所述第二双向开关位于所述AC源的回路线中，所述AC源在所述第一双向开关的所述第二整流器装置的互连与所述负载之间，其中，所述第二双向开关与所述第一双向开关相同地构成，除了所述第二双向开关的所述第二整流器装置被连接到所述AC源和所述第一双向开关的所述输入端子之间的线路以外，并且所述开关控制电路控制所述第一双向开关和所述第二双向开关。
20.根据权利要求18所述的电气电路，其中，所述第一双向开关和所述第二双向开关同步地断开和闭合。
21.根据权利要求18所述的电气电路，进一步包括旁路所述负载的第三双向开关，所述第三双向开关与所述第一双向开关和第二双向开关相同地构成，除了所述第三双向开关的所述第二整流器装置被连接到所述第二双向开关电路的所述输出以外，并且所述开关控制电路控制所述第一双向开关、所述第二双向开关和所述第三双向开关。
22.根据权利要求20所述的电气电路，其中，当所述第一双向开关闭合时，所述第三双向开关断开，并且当所述第一双向开关断开时，所述第三双向开关闭合。
23.根据权利要求17所述的电气电路，其中，所述开关控制电路与所述AC电源同步地被脉冲化，以向所述负载提供AC电力的相位控制。
24.根据权利要求17所述的电气电路，其中，所述开关控制信号是与AC主波形同步并且具有可调节脉冲宽度的脉冲的序列，以有效地控制被传递到所述负载的平均电流/功率，从而提供对光源负载的调光效果和对AC电机负载的速度控制。
25.根据权利要求17所述的电气电路，其中，所述控制装置包括接通/关断开关装置和脉冲宽度调制装置，每个具有输出，并且所述输出通过或非门和放大器被连接到所述第二控制端子。
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